JPH1145100A - フィルタリング方法と低ビット速度音声通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】混励振線形予測音声コーダの強化フィルタ又は
コードブック励振線形予測音声コーダのポストフィルタ
として使用の２つのフィルタを含む改良したフィルタリ
ング。 【解決手段】第１のフィルタ６２は、Ｐを予測値、α及
びβを倍率、ｚを伝達関数の変換表示用の単位遅延演算
子の逆数、ｓｉｇ−ｐｒｏｂを信号確率推定値として、 ｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝／｛１−
Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝ なる伝達関数を持ち、第２のフィルタ６５は、μを倍率
とし、１−μｚ^-1×ｓｉｇ−ｐｒｏｂの伝達関数を持
ち、ｓｉｇ−ｐｒｏｂは、現在フレームの信号のパワー
と雑音パワーの長期的な推定値との信号確率推定器６３
での比較による信号確率値で、信号のパワーが雑音パワ
ーに３０ｄＢを加えた値より大の時、ｓｉｇ−ｐｒｏｂ
の値は１で、１２ｄＢを加えた値より小の時ｓｉｇ−ｐ
ｒｏｂは０である。２つの状態間で、ｓｉｇ−ｐｒｏｂ
は（対数利得−１２ｄＢ−雑音利得）／１８である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は音声符号化、更に
具体的に云えば、低ビット速度音声符号化に於ける適応
フィルタ作用に関する。

【０００２】

【関連出願】１９９４年３月３日にＡ．マックリーによ
って出願された係属中の米国特許出願通し番号第０８／
２１８，０３３号、発明の名称「端数ピッチを用いた混
励振線形予測」、１９９４年１１月９日にＡ．マックリ
ーによって出願された係属中の米国特許出願通し番号第
０８／３３６，５９３号、発明の名称「端数ピッチを用
いた混励振線形予測」はこの出願と関係があり、ここで
引用する。

【０００３】

【従来の技術及び課題】人間の音声は大まかに云って２
０ｋＨｚまでの範囲の周波数を持つ音響信号のストリー
ムで構成されている。しかし、約１００Ｈｚないし５ｋ
Ｈｚの帯域に大部分の音響エネルギーが入っている。人
間の音声の電話伝送は、初めは、伝送のために、（例え
ばマイクを使う事により）アナログ音響信号のストリー
ムをアナログ電圧信号のストリームに変換し、（例えば
スピーカーを使う事によって）音響信号のストリームに
再び変換することで構成されていた。帯域幅を制限する
と共に低周波の問題を避けるために、電気信号を帯域フ
ィルタにかけて３００Ｈｚないし４ｋＨｚの周波数帯だ
けを残す。しかし、ディジタル電気信号伝送の有利さが
きっかけとなって、ディジタル電話伝送への転換が１９
６０年代から始まった。ディジタル電話信号は、典型的
には、８ｋＨｚでアナログ信号を標本化し、μ−則に従
って（パルス符号変調又はＰＣＭに従って）８ビット・
コードを用いて非直線的にサンプルを量子化する事によ
って取り出す。クロック式ディジタル／アナログ変換器
及び圧伸増幅器が、８ビット・サンプルのストリームか
らアナログ電気信号のストリームを再生する。このよう
な信号は、６４ｋｂｐｓ（毎秒キロビット）の伝送速度
を必要とするが、これは従来のアナログ信号の伝送の帯
域幅を超えている。

【０００４】同様に、音声情報を（例えば電話応答機の
磁気テープに）アナログ・フォーマットで記憶すること
も、ディジタル記憶に置き換えることが出来る。しか
し、メモリの需要は圧倒的になる。８ｋＨｚで標本化さ
れた１０分間の８ビットＰＣＭは約５ＭＢ（メガバイ
ト）の記憶装置を必要とする。

【０００５】一層低い伝送速度及び一層小さい記憶条件
に対する要求から、音声信号に対する圧縮が開発される
ようになった。音声圧縮の一つの方式は、音声の生理学
的な発生をモデルし、こうして伝送又は記憶をすべき必
要な情報を少なくする。特に、線形音声発生モデルは、
可変フィルタ（大まかに声道をあらわす）をピッチ周期
Ｐを持つパルス列（有声音に対し）又はホワイト・ノイ
ズ（無声音に対し）の何れかで励振し、その後音の大き
さを調節する為に増幅する事を前提としている。従来、
１／Ａ（ｚ）が、フィルタの伝達関数のｚ変換を表す。
このモデルは、単に有声／無声の判定を周期的に下すと
共に、フィルタ係数及び利得を調節する事により、音の
ストリームを発生する。全般については、マーケル及び
グレイの著書「音声の線形予測」（１９７６年シュプリ
ンガー・フェルラーク発行）を参照されたい。

【０００６】ビット速度を下げる為、相次ぐフレームに
対する係数を補間することが出来る。しかし、音の品質
を改善する為、この他の情報を音声から抽出し、圧縮
し、伝送又は記憶する事が出来る。例えば、コードブッ
ク励振線形予測（ＣＥＬＰ）方式は、最初に音声フレー
ムを解析してＡ（ｚ）を見つけ、音声をフィルタ作用に
かける。次に、ピッチ周期の判定を下し、くし型フィル
タがこの周期性を除いて、雑音のように見える励振信号
を作り出す。その後、励振信号がコードブックで符号化
される。この為、ＣＥＬＰはＬＰＣフィルタ係数、ピッ
チ及び励振のコードブック指数を伝送する。

【０００７】別の方式は、ＬＰＣフィルタに対する有声
又は無声の励振を混合することである。例えば、１９９
２年８月に、ジョージア・インスティチュート・オブ・
テクノロジに提出されたマックリーの博士論文「低ビッ
ト速度音声符号化のための新しいボコーダ・モデル」で
は、励振周波数範囲を帯域に分割し、各々の帯域で別々
に有声・無声混合の判定を下し、全体の励振に対してそ
の結果を組み合わせる。混励振線形予測（ＭＥＬＰ）係
数ボコーダが、ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・ス
ピーチ・アンド・オーディオ・プロセッシング誌第３巻
第４号（１９９５年７月）所載のＡ．マックリー他の論
文「低ビット速度音声符号化の為の混励振ＬＰＣボコー
ダ・モデル」に記載されている。前に引用した係属中の
米国特許出願通し番号第０８／２１８，０３３号及び同
第０８／３３６，５９３号には、混励振線形予測音声コ
ーダーが記載されている。これらの文献をここで引用す
る。

【０００８】大抵の低ビット速度音声コーダーは、処理
された音声信号の知覚される品質を改善する為に、何等
かの形の適応スペクトル強化フィルタ又はポストフィル
タを用いている。例えば、マックリー他の混励振線形予
測（ＭＥＬＰ）音声コーダーでは、ＬＰＣスペクトルに
基づく適応極／ゼロ強化フィルタが使われている。適応
スペクトル強化フィルタは、帯域フィルタにかけられた
音声を、ホルマント領域で自然の音声の波形に釣り合わ
せる助けになる。上に述べたこの適応フィルタは、明瞭
な入力信号に対しては音声品質を改善するが、音響雑音
が存在する場合、このフィルタは実際には性能を劣化さ
せる事がある。強化フィルタは、音響背景雑音のパワー
・スペクトルの変動を増加する傾向を持ち、聞く者にと
って非常に煩わしい事がある不自然な「渦巻き」効果の
原因になる。ＣＥＬＰ音声コーダのポストフィルタでも
同じような影響がある。この発明の１つの目的として、
ＣＥＬＰのこの適応スペクトル強化フィルタ又はポスト
フィルタに、明瞭な音声信号に対する現存の方法による
品質の改善を保ちながら、音響雑音が存在する時の性能
を一層良くするような改善を提供する。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明の一実施形態で
は、低ビット速度音声又は可聴信号のディジタル処理さ
れた音声を改善するフィルタリング方法を提供する。こ
のフィルタリングは、線形予測係数パラメータ、並びに
入力フレームが背景雑音ではなく音声である推定確率に
よって制御される。こうすると、処理された背景雑音に
人為効果を導入する事無く、明瞭な音声信号に対するフ
ィルタリングの利点が実現される。

【００１０】この発明の上記並びにその他の特徴は、以
下この発明を図面について詳しく説明するところから、
当業者に明らかになろう。

【００１１】

【発明の実施の形態】全体的な低ビット速度音声通信シ
ステムが図１に示されており、入力音声がアナログ／デ
ィジタル変換器によって標本化され、パラメータが符号
化されて、解析器６００に送られ、記憶装置及び伝送回
線を介して合成器５００に送られる。合成器５００から
の復号された信号が、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）によってスピーカ用の信号に変換される。図２に
は、解析器の若干のブロックが示されている。アナログ
入力音声が変換器６２０でディジタル音声に変換され、
音声解析器に印加される。この音声解析器は、ＬＰＣ抽
出器６０２、ピッチ周期抽出器６０４、ジッタ抽出器６
０６、有声／無声混合制御抽出器６０８、利得抽出器６
１０、及びこれら５つのブロック６０２〜６１０からの
入力を集め、それを出力すると共に符号化された状態で
伝送回線を介してクロック作用で送り出す符号器６１２
を含む。合成器５００には復号器５３６があり、これが
符号器６１２からの符号化された音声を復号して、ＬＰ
Ｃパラメータ、ピッチ周期、ミックス、ジッタの各々の
フラグ及び利得を発生する。

【００１２】図３には、１９９４年３月２５日に出願さ
れた係属中の米国特許出願通し番号第０８／２１８，０
０３号に記載されていて、前に引用したマックリー他の
論文に記載されたものに類似するこの発明の一実施例の
ＭＥＬＰボコーダが示されている。合成器５００は、復
号器５３６からのピッチ周期入力によって制御される周
期パルス列発生器５０２、復号器５３６からの利得入力
によって制御されるパルス列増幅器５０４、復号器５３
６のジッタ出力からのフラグ入力によって制御されるパ
ルス・ジッタ発生器５０６、及び復号器５３６からの５
帯域有声／無声混合入力によって制御されるパルス・フ
ィルタ５０８を含む。更に合成器５００は、ホワイト・
ノイズ発生器５１２、同じ利得入力によって制御される
利得増幅器５１４、やはり同じ５帯域有声／無声混合入
力によって制御されるノイズ・フィルタ５１８、及びフ
ィルタ作用にかけられたパルス及び雑音を組み合わせる
加算器５２０を含む。加算器の出力が混励振信号ｅ
（ｎ）であり、これが適応スペクトル強化フィルタ５３
０に印加され、このフィルタがフォルマントを強調し
て、ｅ′（ｎ）を発生する。この出力が、１０個のＬＰ
Ｃ係数によって制御されるＬＰＣ合成フィルタ５３２に
印加される。その出力が増幅器５３３で、復号器５３６
からの利得で増幅され、パルス分散フィルタ５３４に印
加されてディジタル合成音声が得られる。このようにデ
ィジタル化された音声が、その後、ディジタル／アナロ
グ変換器５４０を使って、スピーカー用のアナログ音声
に変換される。この発明の別の実施例では、加算器の出
力ｅ（ｎ）が、１０個のＬＰＣ係数によって制御される
合成フィルタ５３２に印加され、ＬＰＣフィルタの出力
が適応強化フィルタ５３０に印加されて、フォルマント
の強調を強め、ｅ′（ｎ）を発生する。

【００１３】この発明の一実施例では、この発明は適応
スペクトル強化フィルタ５３０を強める。ＭＥＬＰコー
ダにある適応スペクトル強化フィルタ５３０は、ＬＰＣ
フィルタ係数に基づく極／ゼロ・フィルタである。この
適応フィルタは、帯域フィルタにかけられた合成音声が
フォルマント領域で自然の音声波形と釣り合うようにす
るのを助ける。典型的なフォルマント共振は、自然の音
声でも合成音声でも、ピッチ・パルスの間の時間内に完
全に減衰しないのが普通であるが、合成音声波形は、ピ
ークの間に、自然音声波形よりも、一層低い谷に達す
る。これはおそらく、ＬＰＣ合成フィルタにある極が、
人間の自然の音声に於けるフォルマント共振の特徴を再
現する事が出来ないためであろう。この問題に対して考
えられる理由は２つある。１つの原因は、ＬＰＣ極の帯
域幅が正しくない事である。ＬＰＣの極は真のフォルマ
ントよりも、共振が一層弱い為に、合成時間信号が減衰
するのが早すぎる事がある。考えられる別の説明は、真
のフォルマントの帯域幅がピッチ周期内で幾分変化する
事があるが、合成音声はこの挙動をまねする事が出来な
い事である。

【００１４】前に引用した１９９５年７月のマックリー
の論文に記載される適応スペクトル強化フィルタは、フ
ォルマントの波形を釣り合わせるという問題に対する簡
単な解決策になる。適応極／ゼロ・フィルタは、フォル
マント周波数の合間の量子化雑音を減らそうとするもの
であるから、ＣＥＬＰコーダに広く使われている。１９
８７年にダラスで開催された音声信号処理に関するＩＥ
ＥＥ国際会議プロシーディング、２１８５〜２１８８ペ
ージ所載のチェン他の論文「適応ポストフィルタリング
を用いた４８００ｂｐｓに於ける実時間ベクトルＡＰＣ
音声符号化」を参照されたい。更に、１９９１年にミネ
ソタ州ノーウェルで開催されたアドヴァンセズ・イン・
スピーチ・コーディング（１２１〜１３３項所載）で発
表されたキャンベル他の論文「ＤＯＤ ４．８ｋｐｓ基
準（連邦基準の提案１０１６）」をも参照されたい。こ
れらの文献をここで引用する。極は、αを０．８に等し
いとして、ＬＰＣ合成フィルタの帯域幅を伸長した形式
によって発生される。マックリーの論文によれば、この
全極フィルタは、スペクトルの傾きを強める事によっ
て、擾乱性低域通過フィルタ効果を導入するので、αを
０．５に等しいとして計算した一層弱い全ゼロ・フィル
タを使って、フォルマントの強化を弱めずに、フィルタ
全体の傾きを減らす。更に、簡単な１次ＦＩＲフィルタ
を使って、低域通過の消音効果を更に弱める。混励振Ｌ
ＰＣボコーダでは、量子化雑音を減らす事が問題ではな
く、このフィルタの時間領域の特性により、ピッチ同期
極帯域幅変調と同様な効果が生じる。図４に示すよう
に、単純に減衰する共振は、この強化フィルタを適用す
る時、時間領域の発声がそれほど急峻でなくなる。この
特徴により、ＬＰＣボコーダの音声出力が、フォルマン
ト領域で、自然の音声の帯域幅波形特性と一層良く釣り
合うようになり、合成音声の知覚される品質が高くな
る。

【００１５】前に述べたように、強化フィルタの極は、
ｚ−平面内で単位円に向かって０．８倍だけシフトした
ＬＰＣフィルタの極である。

【００１６】この発明では、この全極フィルタはそれ自
身で、処理された音声信号に消音特性を導入するので、
一層弱い全ゼロ・フィルタをカスケードに使って、極に
よって導入されたスペクトルの傾きを埋め合わせる。更
に、フィルタにもう１つのゼロを含めて、スペクトルの
傾きを更に減少する。米国特許第４，９６９，１９２
号、発明の名称「音声及び可聴用ベクトル適応予測コー
ダ」で、チェン他は、ＣＥＬＰ音声コーダのポストフィ
ルタに第２のフィルタを使っている。

【００１７】現存の方法に伴う問題は、それが音響背景
雑音に存在する変動を増加する事である。ここで説明す
るこの発明の方法は、現在の入力フレームが背景雑音で
はなく、音声である確率の推定値に基づいて、スペクト
ル強化フィルタの強さを適応させる。この確率は、現在
の音声フレームのパワーを雑音パワーの長期的な推定値
と比較する事によって推定される。考えられる不連続性
が強化フィルタをオン及びオフに切り替えるのを防止す
る為、フィルタの強さは、信号確率の或る範囲に亘っ
て、全くフィルタ作用をしない場合から、完全なスペク
トル強化まで徐々に変化する。

【００１８】図５には、この発明による改良された強化
フィルタのブロック図が示されている。混励振信号ｅ
（ｎ）がフィルタ６２に印加される。このフィルタは、
ＬＰＣ係数によって制御され、次の伝達関数Ｈ（ｚ）を
持っている。

【００１９】

【数２】Ｈ（ｚ）＝｛１−Ｐ（ｚ／β）｝／｛１−Ｐ
（ｚ／α）｝、 ０＜β＜α＜１

【００２０】ここでｚは単位遅延演算子ｚ^-1の逆数であ
り、α及びβは、チャーピングを生じるスペクトル・ピ
ーク及びスペクトル強化を達成しないピークの或る兼ね
合いを取るように経験的に決定された係数である。予測
フィルタの係数１−Ｐ（ｚ）は、解析フィルタの係数Ａ
（ｚ）に等しい。Ｈｚに於ける周波数応答は、２つの全
極フィルタの周波数の間の差であって次の通りである。

【００２１】

【数３】

【００２２】前に述べたマックリーの論文では、強化フ
ィルタに対する数値は、β＝０．５及びα＝０．８の第
１のフィルタと、１−μｚ^-1の伝達関数を持つ第２のフ
ィルタとで構成されていた。この発明では、第１のフィ
ルタに対し、信号確率推定器６３からの信号確率値（ｓ
ｉｇ−ｐｒｏｂ）に、フィルタ６２で、０．５のβを乗
算（^* ）し、それと共に０．８のαを乗算（^* ）する。
即ち、β＝０．５^* ｓｉｇ−ｐｒｏｂ（推定器で測定さ
れた信号確率）及びα＝０．８^* ｓｉｇ−ｐｒｏｂ。フ
ィルタ６２の出力が第２のフィルタ６５に結合される。
このフィルタは、１−μｚ^-1にｓｉｇ−ｐｒｏｂを乗算
（^* ）した伝達関数を持ち、典型的にはμは０．５にｋ
（１）を乗算（^* ）したものである。項ｋ（１）は第１
反射係数である。信号確率推定器６３は、解析器からの
利得（図４の６１０で図３の５３６から復号した）に応
答して、現在フレームのパワーが雑音パワーの長期的な
推定値に比べてどうであるかを判定する。推定器のフロ
ーチャートが図６に示されている。推定器６３が、ある
時定数及びステップ寸法を設定し、その後、利得の対数
を雑音利得に３０ｄＢを加えた値と比較する。パワー・
レベルが雑音利得＋３０ｄＢより大きければ、ｓｉｇ−
ｐｒｏｂを１と置き、パワー・レベルが雑音利得＋１２
ｄＢより小さければ、ｓｉｇ−ｐｒｏｂを０にして、フ
ィルタ作用をしない。このようにして、信号が存在すれ
ばフィルタが適用されるが、雑音が存在すれば適用され
ない。利得が、これらの極限の間にある場合、ｓｉｇ−
ｐｒｏｂの値は、（対数利得−１２ｄＢ−雑音利得）を
１８で除した値に等しい。これは、１２ｄＢ及び３０ｄ
Ｂの間で０と１の間の直線的な傾斜値である。この“ｓ
ｉｇ−ｐｒｏｂ”が、α、β及びμに対する乗数にな
る。時定数は、音声信号を平均して無くし、雑音のフロ
アの値を近似するように選ばれる。

【００２３】ＴＭＳ３２０Ｃ３１ ＤＳＰチップで動作
する実時間形の２．４ｋｂ／ｓ ＭＥＬＰコーダでは、
この改良された適応スペクトル強化方法により、雑音の
ある入力音声に対して音声の品質に明らかな改善が得ら
れ、それと共に明瞭な入力信号に対しては、現存の方法
と同じ品質が保たれる。推定器６３は下記の擬似符号に
従うコードを実行するプロセッサ・チップの一部分であ
って良い。

【００２４】^* 現在フレームの対数利得から平均雑音利得を推定する 時定数／ステップ寸法 ｕｐ＝０．０６７５； ｄｏｗｎ＝−０．２７； ｍｉｎ＝１０； ｍａｘ＝８０； ｉｆ（対数利得＞雑音利得＋ｕｐ） 雑音利得＝雑音利得＋ｕｐ； ｅｌｓｅ ｉｆ（対数利得＜雑音利得＋ｄｏｗｎ） 雑音利得＝雑音利得＋ｄｏｗｎ； ｅｌｓｅ 雑音利得＝対数利得 ／^* 雑音利得の全範囲を制限^* ／ ｉｆ（雑音利得＜ｍｉｎ） 雑音利得＝ｍｉｎ； ｉｆ（雑音利得＞ｍａｘ） 雑音利得＝ｍａｘ；^* 雑音パワーとの比較により、現在フレームの信号確率を推定する ｉｆ（対数利得＞雑音利得＋３０ ｄＢ） ｓｉｇ＿ｐｒｏｂ＝１．０； ｅｌｓｅ ｉｆ（対数利得＜雑音利得＋１２ ｄＢ） ｓｉｇ＿ｐｒｏｂ＝０．０； ｅｌｓｅ ｓｉｇ＿ｐｒｏｂ＝（対数利得−１２−雑音利得）／１８；^* ポストフィルタ係数を計算する ｐｆ＿ｎｕｍ＝ｂｗ＿ｅｘｐａｎｄ（ｌｐｃ＿ｃｏｅｆｆ， ｓｉｇ＿ｐｒｏｂ^* ０．５）； ｐｆ＿ｄｅｎ＝ｂｗ＿ｅｘｐａｎｄ（ｌｐｃ＿ｃｏｅｆｆ， ｓｉｇ＿ｐｒｏｂ^* ０．８）； ｔｉｌｔ＿ｃｏｆ＝［１， −ｓｉｇ＿ｐｒｏｂ^* ｋ［１ 第１反射係数］ ］；^* 励振信号に適応スペクトル強化フィルタを適用する フィルタ（励振、ｐｆ＿ｎｕｍ，ｐｆ＿ｄｅｎ）； フィルタ（励振、ｔｉｌｔ＿ｃｏｆ）； この方法は、スペクトル強化又はポストフィルタリング
を希望するこの他の音声符号化の用途に容易に用いる事
が出来る事がわかる。

【００２５】前に引用したチェン他の米国特許第４，９
６９，１９２号には、第１のフィルタの値がβ＝０．５
並びにα＝０．８であると共に第２のフィルタの伝達関
数が１−μｚ^-1であるポストフィルタが記載されてい
る。この発明に従って、推定確率が背景雑音では無く、
音声に対するものであることを考慮するように上に述べ
たように変更した時、短い遅延のポストフィルタ３２ａ
では、第１のフィルタに対し、β＝０．５×ｓｉｇ−ｐ
ｒｏｂ、α＝０．８×ｓｉｇ−ｐｒｏｂである。第２の
フィルタは伝達関数がμｚ^-1×ｓｉｇ−ｐｒｏｂであ
り、ここでｋ（１）を第１反射係数として、μが０．５
×ｋ（１）である。この発明並びにその利点を詳しく説
明したが、特許請求の範囲によって定められたこの発明
の範囲を逸脱せずに、この実施例に種々の変更、置換を
加える事が出来る事を承知されたい。

【００２６】以上の説明に関し、更に以下の項目を開示
する。 （１） ディジタル処理した音声信号を改善するフィル
タリング方法に於て、現在フレームに於ける前記信号の
パワーと雑音パワーの長期的な推定値との比較に基づく
信号確率推定値を発生し、最初に、線形予測係数及び前
記信号確率値によって制御される遅延装置によって前記
信号をフィルタ作用にかけ、２番目に、μを倍率、ｚ^-1
を単位遅延演算子として、１−μｚ^-1×信号確率値とい
う形の伝達関数によってフィルタ作用にかける工程を含
むフィルタリング方法。 （２） 項１記載のフィルタリング方法に於て、前記信
号パワーの対数利得が雑音パワーに３０ｄＢを加えた値
より大きい場合、前記信号確率値が１であるフィルタリ
ング方法。 （３） 項２記載のフィルタリング方法に於て、前記パ
ワーが雑音パワーに１２ｄＢを加えた値より小さい場
合、前記信号確率値が０であるフィルタリング方法。 （４） 項３記載のフィルタリング方法に於て、前記パ
ワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値より大きく、雑音
利得に３０ｄＢを加えた値より小さい場合、信号確率値
が（対数利得−１２−雑音利得）／１８に等しいフィル
タリング方法。

【００２７】（５） 項４記載のフィルタリング方法に
於て、最初にフィルタ作用にかける工程が、Ｐを予測
値、α及びβを倍率、ｚを単位遅延ｚ^-1の逆数、μを倍
率として、

【数４】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝ という伝達関数を持っているフィルタリング方法。

【００２８】（６） 項５記載のフィルタリング方法に
於て、α＝０．８、β＝０．５であるフィルタリング方
法。 （７） 項６記載のフィルタリング方法に於て、ｋ
（１）を第１反射係数として、μが０．５×ｋ（１）で
あるフィルタリング方法。

【００２９】（８） 項１記載のフィルタリング方法に
於て、最初にフィルタ作用にかける工程が、Ｐを予測
値、α及びβを倍率、ｚを単位遅延ｚ^-1の逆数として、

【数５】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝ という伝達関数を持っているフィルタリング方法。

【００３０】（９） 項８記載のフィルタリング方法に
於て、α＝０．８、β＝０．５、μ＝０．５（ｋ１）で
ｋ（１）が第１反射係数であるフィルタリング方法。

【００３１】（１０） ディジタル処理した音声又は可
聴信号を強化するフィルタリング方法に於て、前記音声
又は可聴信号をバッファ作用にかけて、各ベクトルがＫ
個の相次ぐサンプルを持つようなベクトルのフレームに
し、予定のブロックにある音声又は可聴信号のバッファ
作用で作ったフレームの解析を実施して、線形予測係数
及び現在フレームに於けるパワーを計算し、現在フレー
ムに於けるパワーと雑音パワーの長期的な推定値との比
較に基づいて、信号確率推定値ｓｉｇ−ｐｒｏｂを発生
し、最初に、前記線形予測係数及び信号確率推定値によ
って制御される遅延装置によって各ベクトルをフィルタ
作用にかけ、このフィルタ作用は、１−ＰをＬＰＣ係
数、ｚを伝達関数の変換表示に使われる単位遅延演算子
の逆数、α及びβをｓｉｇ−ｐｒｏｂの倍率として、

【数６】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝、
０＜β＜α＜１ という形の伝達関数を使う事によって行われ、２番目
に、μを倍率として、１−μｚ^-1×ｓｉｇ−ｐｒｏｂと
いう形の伝達関数によるフィルタ作用にかける工程を含
むフィルタリング方法。

【００３２】（１１） 項１０記載のフィルタリング方
法に於て、パワーが雑音利得に３０ｄＢを加えた値より
大きければ、前記信号確率値が１であるフィルタリング
方法。 （１２） 項１１記載のフィルタリング方法に於て、パ
ワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値より小さければ、
前記信号確率値が０であるフィルタリング方法。 （１３） 項１２記載のフィルタリング方法に於いて、
パワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値より大きく、雑
音利得に３０ｄＢを加えた値より小さい場合に、信号確
率値を（対数利得−１２−雑音利得）／１８に等しいと
するフィルタリング方法。 （１４） 項１０記載のフィルタリング方法に於て、α
＝０．８、β＝０．５、μ＝０．５ｋ（１）でｋ（１）
が第１反射係数であるフィルタリング方法。 （１５） 項１４記載のフィルタリング方法に於て、対
数利得が雑音利得に３０ｄＢを加えた値より大きけれ
ば、前記ｓｉｇ−ｐｒｏｂが１であるフィルタリング方
法。 （１６） 項１５記載のフィルタリング方法に於て、対
数利得が雑音利得に１２ｄＢを加えた値より小さけれ
ば、前記ｓｉｇ−ｐｒｏｂが０であるフィルタリング方
法。 （１７） 項１６記載のフィルタリング方法に於いて、
パワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値より大きく、雑
音利得に３０ｄＢを加えた値より小さい場合に、前記ｓ
ｉｇ−ｐｒｏｂを（対数利得−１２−雑音利得）／１８
に等しいとするフィルタリング方法。

【００３３】（１８） 音声信号を伝送する低ビット速
度音声通信システムに於て、前記音声信号をバッファ作
用にかけて、各ベクトルが相次ぐサンプルを持つベクト
ルのフレームにする手段と、予定のブロック内にあるバ
ッファ作用によって作った音声又は可聴信号のフレーム
の解析を実施して、現在フレームに於ける線形予測係数
及びパワーを含む符号化音声を計算する手段と、該符号
化音声を伝送回線を介して伝送する手段と、該伝送する
手段に結合されていて、前記符号化音声に応答して前記
音声をディジタル信号に復号する合成器と、該合成器か
らのディジタル信号に応答して音声信号を発生するディ
ジタル／アナログ変換器とを有し、前記合成器は、ディ
ジタル処理した音声を強化する手段で構成されていて、
該強化する手段は、現在フレームに於けるパワーと雑音
パワーの長期的な推定値との比較に基づいて信号確率推
定値ｓｉｇ−ｐｒｏｂを発生する手段、１−ＰをＬＰＣ
係数、ｚを伝達関数の変換表示に使われる単位遅延演算
子の逆数、αおよびβを倍率として

【数７】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝、
０＜β＜α＜１ という形の伝達関数を使う事によって行われるような、
前記線形予測係数及び前記信号確率推定値によって制御
される遅延装置によって各ベクトルをフィルタ作用にか
ける第１のフィルタ手段と、μを倍率として、１−μｚ
^-1×ｓｉｇ−ｐｒｏｂという形の伝達関数によってフィ
ルタ作用にかける第２のフィルタ手段で構成されてい
る、低ビット速度音声通信システム。

【００３４】（１９） 項１８記載の低ビット速度音声
通信システムに於て、前記パワーが雑音利得に３０ｄＢ
を加えた値より大きければ、前記信号確率値ｓｉｂ−ｐ
ｒｏｂが１である低ビット速度音声通信システム。 （２０） 項１９記載の低ビット速度音声通信システム
に於て、前記パワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値よ
り小さければ、前記信号確率値ｓｉｇ−ｐｒｏｂが０で
ある低ビット速度音声通信システム。 （２１） 項２０記載の低ビット速度音声通信システム
に於て、前記パワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値よ
り大きく、雑音利得に３０ｄＢを加えた値より小さけれ
ば、信号確率値ｓｉｇ−ｐｒｏｂを（対数利得−１２−
雑音利得）／１８に等しいとする低ビット速度音声通信
システム。 （２２） 項１８記載の低ビット速度音声通信システム
に於て、βが０．５であり、αが０．８であり、ｋ
（１）を第１反射係数として、μが０．５×ｋ（１）で
ある低ビット速度音声通信システム。 （２３） 項１８記載の低ビット速度音声通信システム
に於て、前記合成器が、ＬＰＣ係数によって制御される
ＬＰＣフィルタを含む低ビット速度音声通信システム。

【００３５】（２４） 項２３記載の低ビット速度音声
通信システムに於て、前記強化する手段が前記ＬＰＣフ
ィルタより前にある低ビット速度音声通信システム。 （２５） 項２３記載の低ビット速度音声通信システム
に於て、前記強化する手段が前記ＬＰＣフィルタより後
にある低ビット速度音声通信システム。 （２６） 項１８記載の低ビット速度音声通信システム
に於て、該システムがＭＥＬＰコーダである低ビット速
度音声通信システム。 （２７） ディジタル処理した音声信号を改善するフィ
ルタに於て、現在フレームに於ける前記信号のパワーと
雑音パワーの長期的な推定値との比較に基づいて信号確
率推定値を発生する手段と、線形予測係数及び前記信号
確率値によって制御される遅延装置によって前記信号を
フィルタ作用にかける第１のフィルタと、μを倍率、ｚ
^-1を単位遅延演算子として、１−μｚ^-1×信号確率値と
いう形の伝達関数を持つ第２のフィルタとを有するフィ
ルタ。

【００３６】（２８） 項２７記載のフィルタリング方
法に於て、前記信号のパワーの対数利得が雑音利得に３
０ｄＢを加えた値より大きければ、前記信号確率値が１
であるフィルタリング方法。 （２９） 項２８記載のフィルタリング方法に於て、前
記パワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値より小さけれ
ば、前記信号確率値が０であるフィルタリング方法。 （３０） 項２９記載のフィルタリング方法に於いて、
前記パワーが雑音利得に１２ｄＢを加えた値より大き
く、雑音利得に３０ｄＢを加えた値より小さい場合に、
信号確率値を（対数利得−１２−雑音利得）／１８に等
しいとするフィルタリング方法。

【００３７】（３１） 項３０記載のフィルタに於て、
前記第１のフィルタが、Ｐを予測値、α及びβを倍率、
ｚを単位遅延ｚ^-1の逆数、μを倍率として、

【数８】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝ という形の伝達関数を有するフィルタ。

【００３８】（３２） 項３１記載のフィルタに於て、
α＝０．８、β＝０．５であるフィルタ。 （３３） 項３２記載のフィルタに於て、ｋ（１）を第
１反射係数として、μが０．５×ｋ（１）であるフィル
タ。

【００３９】（３４） 混励振線形予測（ＭＥＬＰ）音
声コーダの強化フィルタ又はコードブック励振線形予測
（ＣＥＬＰ）音声コーダのポストフィルタとして使う為
の２つのフィルタを含む改良されたフィルタリング方法
を説明した。第１のフィルタ６２は、Ｐを予測値、α及
びβを倍率、ｚを伝達関数の変換表示に使われる単位遅
延演算子の逆数、ｓｉｇ−ｐｒｏｂを信号確率推定値と
して、

【数９】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝ という伝達関数を持ち、第２のフィルタ６５は、μを倍
率として、１−μｚ^-1×ｓｉｇ−ｐｒｏｂの伝達関数を
持つ。ｓｉｇ−ｐｒｏｂは、現在フレームの信号のパワ
ーと雑音パワーの長期的な推定値との信号確率推定器６
３に於ける比較に基づく信号確率値である。信号のパワ
ーが雑音パワーに３０ｄＢを加えた値より大きければ、
ｓｉｇ−ｐｒｏｂの値は１であり、このパワーが雑音パ
ワーに１２ｄＢを加えた値より小さければｓｉｇ−ｐｒ
ｏｂは０である。この２つの状態の間では、ｓｉｇ−ｐ
ｒｏｂは（対数利得−１２ｄＢ−雑音利得）／１８であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】音声通信システムの全体的なブロック図。

【図２】図１の音声解析器のブロック図。

【図３】合成器のブロック図。

【図４】自然の音声を減衰する波形に対して示してお
り、（ａ）は自然の音声の母音の最初のフォルマントを
示し、（ｂ）は指数関数で減衰する合成の共振、（ｃ）
はこの共振に対する極／ゼロ強化フィルタのインパルス
応答、（ｄ）は強化した減衰する共振を示す。

【図５】この発明の一実施例による適応スペクトル強化
フィルタのブロック図。

【図６】信号確率推定器のフローチャート。

【符号の説明】

６２ 第１のフィルタ ６３ 信号確率推定器 ６５ 第２のフィルタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル処理した音声信号を改善する
   フィルタリング方法に於て、 現在フレームに於ける前記信号のパワーと雑音パワーの
   長期的な推定値との比較に基づく信号確率推定値を発生
   し、 最初に、線形予測係数及び前記信号確率値によって制御
   される遅延装置によって前記信号をフィルタ作用にか
   け、 ２番目に、μを倍率、ｚ^-1を単位遅延演算子として、１
   −μｚ^-1×信号確率値という形の伝達関数によってフィ
   ルタ作用にかける工程を含むフィルタリング方法。
2. 【請求項２】 音声信号を伝送する低ビット速度音声通
   信システムに於て、 前記音声信号をバッファ作用にかけて、各ベクトルが相
   次ぐサンプルを持つベクトルのフレームにする手段と、 予定のブロック内にあるバッファ作用によって作った音
   声又は可聴信号のフレームの解析を実施して、現在フレ
   ームに於ける線形予測係数及びパワーを含む符号化音声
   を計算する手段と、 該符号化音声を伝送回線を介して伝送する手段と、 該伝送する手段に結合されていて、前記符号化音声に応
   答して前記音声をディジタル信号に復号する合成器と、 該合成器からのディジタル信号に応答して音声信号を発
   生するディジタル／アナログ変換器とを有し、 前記合成器は、ディジタル処理した音声を強化する手段
   で構成されていて、 該強化する手段は、 現在フレームに於けるパワーと雑音パワーの長期的な推
   定値との比較に基づいて信号確率推定値を発生する手段
   と、 ｓｉｇ−ｐｒｏｂを前記信号確率推定値、１−ＰをＬＰ
   Ｃ係数、ｚを伝達関数の変換表示に使われる単位遅延演
   算子の逆数、αおよびβを倍率として、 【数１】｛１−Ｐ（ｚ／（β×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝
   ／｛１−Ｐ（ｚ／（α×ｓｉｇ−ｐｒｏｂ））｝、
   ０＜β＜α＜１ という形の伝達関数を使う事によって行われるような、
   前記線形予測係数及び前記信号確率推定値によって制御
   される遅延装置によって各ベクトルをフィルタ作用にか
   ける第１のフィルタ手段と、 μを倍率として、１−μｚ^-1×ｓｉｇ−ｐｒｏｂという
   形の伝達関数によってフィルタ作用にかける第２のフィ
   ルタ手段とで構成されている、低ビット速度音声通信シ
   ステム。