JPH11501186A

JPH11501186A - チャネル確認

Info

Publication number: JPH11501186A
Application number: JP9522613A
Authority: JP
Inventors: サミルエヌヒュリアルカー; チ−ユアングアン
Original assignee: フィリップスエレクトロニクスネムローゼフェンノートシャップ
Priority date: 1995-12-18
Filing date: 1996-11-25
Publication date: 1999-01-26
Also published as: US5761088A; EP0809910B1; EP0809910A1; WO1997023089A1; KR19980702348A; DE69615005T2; DE69615005D1

Abstract

(57)【要約】２個の最小自乗(LS)評価器を利用するチャネル確認の方法及び装置。各LS評価器は、周波数帯域の一部では情報が不完全又は信頼できないことを考慮に入れて該周波数帯域の全体に亙り、チャネル値のシーケンスを計算し、更にチャネルインパルス応答の評価値を算定するために用いられる。各LS評価器は、チャネルインパルス応答スパンの評価値が既知の試験信号のスパンより小さい場合に対して動作し、該試験信号はチャネルを確認するのに使うために該チャネル上を伝送されて来たものである。TVゴースト消去システムで、チャネルが誘導した歪みを信号から除去するために、各LS評価器はチャネルインパルス応答係数を計算するのに用いられ、其処では上記システムは、チャネルの影響を信号から除去するために、チャネルインパルス応答に応答するゴースト消去フィルタを含む。

Description

【発明の詳細な説明】チャネル確認本発明は一般的に云えば通信チャネルの特性を確認する方法及び装置に関するもので、更に詳しく云えばテレビジョン信号の送信中に生じ得るエコー（「ゴースト」ともいう）をほぼ消去する方法及び装置に関する。通信技術は、通信チャネルを通して送出された信号が該通信チャネルにより変形されているその信号を復元するという問題を、絶えず取り扱わなければならない。信号の復元はしばしば、もし通信チャネルが少なくとも信号の変形に寄与するパラメタに関して完全に特性を明らかにされているならば、達成できる。従って信号の復元という問題のしばしば最重要な要因は通信チャネルの特性を確認することである。チャネルインパルス応答による通信チャネルの特性確認は、ゴースト消去、等化、及び適合フィルタ設計に対して決定的な役割を果たす。テレビジョン信号に対するゴースト消去では、エコーを消去する有限インパルス応答(FIR)フィルタ及び無限インパルス応答(IIR)フィルタを開発するのに、チャネルインパルス応答データが用いられ、それについては、例えば本出願の出願人による米国特許第 5,047,859号及び米国特許第 5,111,298号に開示されており、茲にそれを引用文献とする。チャネルインパルス応答の評価エラーをできるだけ小さくすることは、当初の習得及び定常的追跡の双方の意味において全体の性能を改善するために極めて重要である。ゴースト消去問題及び幾つかの理論的解答の優れた調査が、 IEEE Trans.Consumer Elect.誌vol.CE-25(1979年２月),pp.9-43所載W.Ciciora,G .Sgrignoli,及びW.Thomasによる“A Tutorial on Ghost Cancelling in Televis ion Systems”に掲載されている。チャネル確認問題の１つの直接的アプローチは、所望のチャネルに既知の信号を送出し、該チャネルを通った後の該送出された信号を受信することである。ところが既知の信号は線形チャネル及び雑音により攪乱される。雑音は追加白ガウス雑音(AWGN)と仮定される。そこで最初に送出された信号が受信した信号と比較され、チャネル特性のモデルがこの比較に基づいて開発される。既知の信号は繰り返し送出することもでき、それにより信号対雑音比(SNR)を増大することができ、多分近似としては雑音を無視し得ると仮定できる。そうするとチャネル確認は既知の送出信号の帯域幅に対して可能である。時には他の理由で、チャネルの帯域幅に等しい、又はチャネルの帯域幅より大きい帯域幅を持つ既知の信号の送出が妨げられる。その結果、チャネル周波数応答の完全な情報が得られない。例えば、アナログNTSCゴースト消去で使われるゴースト消去基準信号(GCR)は、4.2 MHz の帯域幅を持つ。しかし、低価格デジタル信号処理技術を実現する既知の受信機で用いられるアナログからデジタルへの (A／D)変換器は14.3 MHzの標本化レートを持ち、従って、実効的には7.15 MHzのチャネルを考察し；其処では受信機中で A/D変換器の前に在るフィルタによりチャネルの帯域幅が定まる。従って過剰に標本化されたアナログ信号に対してはチャネル帯域幅は常に既知の（すなわち上記の例では GCR信号に対応する）信号の帯域幅より広い。一般的にはこのような問題は一義的に解くことはできない。好適な GCR信号については D.Kooに与えられた米国特許第 5,121,211号に記載されている。実用的な観点からは GCR信号は有限の０ではない長さを持ち、それは該信号が帯域を厳密に限定されていないことを暗に意味する；現実に少量のエネルギーが 4.2−7.15 MHzの範囲に存在する。雑音が存在すると 4.2−7.15 MHzの範囲に在る GCR信号の一部が極度に信頼できないものとなり、そのため既知のチャネルインパルス応答評価方法は不正確なものとなる。その全周波数帯域に亙るチャネルの評価を与えるチャネル確認方法及び装置を提供することが、たとえ情報はその帯域の一部でのみ信頼できるものであるとしても、望ましい。本発明の目的は、上述の技術的問題点を克服することである。本発明のもう１つの目的は、たとえ情報はその周波数帯域の一部でのみ信頼できるものであるとしても、該周波数帯域の全体に亙りチャネルの評価を与えるところのチャネル確認の方法及び装置を提供することである。なお、本明細書中ではベクトル又はマトリクスを表すときに、アルファベット文字を、慣用の記号である〔〕で囲むか、或いは肉太(boldface)の文字を用いて表すことにする。本発明の一態様によれば、通信チャネルを確認する方法が、確認されようとしている通信チャネル上に試験信号〔ｘ〕を送出するステップを含んで成り、該試験信号〔ｘ〕は１つの信号スパンを持っている。信号〔ｙ〕が受信され、其処では信号〔ｙ〕は試験信号〔ｘ〕を含んでおり、この試験信号〔ｘ〕は通信チャネルを通り抜けてその通信チャネルによって歪みを受けた後でのものである。チャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスが計算され、該チャネルインパルス応答は通信チャネルの評価を与えるものである。上記チャネル値のシーケンスは、有限個の非０指標(non-zero indices)の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、上記チャネルインパルス応答は M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さい。上記計算ステップは更に最小自乗(LS)評価器を用いることを含む。それとは別に、本発明のもう１つの態様によれば、通信チャネルを確認する装置が信号〔ｙ〕を受信するための受信手段を含む。信号〔ｙ〕は試験信号〔ｘ〕を含んでおり、この試験信号〔ｘ〕は通信チャネルを通り抜けてその通信チャネルによって歪みを受けた後でのものであり、試験信号〔ｘ〕は通信チャネル上を伝送されたもので、且つ１つの信号スパンを持っている。記憶手段が基準試験信号〔ｘ_REF〕を記憶し、該基準試験信号〔ｘ_REF〕は通信チャネルによって攪乱されていない試験信号〔ｘ〕を含む。次に、受信した信号〔ｙ〕及び基準試験信号〔ｘ_REF〕に応答する計算手段がチャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算し、該チャネルインパルス応答は通信チャネルの評価を与える。上記チャネル値のシーケンスは、有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、上記チャネルインパルス応答は M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さい。上記計算手段は更に最小自乗(LS)評価器を含む。本発明による更にもう１つの方法は、チャネルが誘導した歪みを信号から除去することを含む。該方法は信号〔ｙ〕を含むところの信号を受信することを含む。信号〔ｙ〕は試験信号〔ｘ〕を含んでおり、この試験信号〔ｘ〕は通信チャネルを通り抜けてその通信チャネルによって歪みを受けた後でのものである。試験信号〔ｘ〕は１つの信号スパンを持つ信号を含む。通信チャネルはリアルタイムに確認され、該チャネルの確認はチャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算することを含む。該チャネルインパルス応答は通信チャネルの評価を与え、其処では、上記チャネル値のシーケンスは、有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、上記チャネルインパルス応答は M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さい。チャネル値のシーケンスを計算することは更に最小自乗(LS)評価器を用いることを含む。次に、チャネルが誘導した歪みを信号から除去するために、チャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスに応答して、受信信号がリアルタイムに濾波される。本発明の更にもう１つの実施例は、チャネルが誘導した歪みを信号から除去する装置を更に含む。該装置は信号〔ｙ〕を含むところの信号を受信する手段を含む。信号〔ｙ〕は試験信号〔ｘ〕を含んでおり、この試験信号〔ｘ〕は通信チャネルを通り抜けてその通信チャネルによって歪みを受けた後でのものである。試験信号〔ｘ〕は１つの信号スパンを持つ信号を含む。記憶手段が基準試験信号〔ｘ_REF〕を記憶するために設けられ、該基準試験信号〔ｘ_REF〕は通信チャネルによって攪乱されていない試験信号〔ｘ〕のコピイを含む。受信した信号〔ｙ〕及び基準試験信号〔ｘ_REF〕に応答する通信チャネル確認手段が、通信チャネルをリアルタイムに確認するために設けられる。該確認手段はチャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算するための手段を含み、該チャネルインパルス応答は通信チャネルの評価を与えるものである。チャネル値のシーケンスは、有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、上記チャネルインパルス応答は M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さい。上記計算手段は更に最小自乗(LS)評価器を含む。次に、チャネルが誘導した歪みを信号から除去するために、チャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスに応答して、受信信号をリアルタイムに濾波するために、濾波手段が設けられる。請求項１，７，８，９，及び10が本発明の態様を規定する。従属する請求項は好適な実施例を規定する。以上述べた教示及び本発明の利点は以下に記す本発明の実施例の詳細な記述により一層明らかになろう。該以下の記述では添付の図面を引用し該図面中では類似の引用番号が持ち越される。それらの図面のうちで：図1A及び図1Bは、実際のTVチャネル信号伝送経路を時間の関数として示し、該 TVチャネルを離散的時間チャネルとしてモデル化した概略ブロック図であり；図２は、本発明を記述する目的で使われる Kooゴースト消去基準(GCR)信号を示す図であり；図３は、本発明による第１評価器に対応するチャネル補間技術の性能を説明するためのインパルス応答を示す図であり；図４は、本発明による第１評価器に対応するチャネル補間技術の性能を更に説明するための、図３のインパルス応答の周波数応答を示す図であり；図５は、本発明による第２評価器に対応するチャネル補間技術の性能を説明するためのインパルス応答を示す図であり；図６は、本発明による第２評価器に対応するチャネル補間技術の性能を更に説明するための、図５のインパルス応答の周波数応答を示す図であり；図７は、本発明によるエコー消去回路の１実施例の概略ブロック図であり；図８は、本発明による通信チャネルインパルス応答の値を計算するためのプロセッサ回路の概略様式図である。本発明を説明する目的で、本発明の能力と有効性を立証するTVゴースト消去システムが１つ選定されている。それに伴ってゴースト消去チャネルのモデルが茲に説明される。該ゴースト消去チャネルのモデルに対し、本発明により、また以下に更に記述されるLS技術を用いて、チャネル確認方法が形成される。更にまた、以下の記述で次第に明らかになるように、本発明によるLS評価器を用いて求められた実験的成果は、最適に近いチャネル確認を与える。本発明は次の範囲を考察する。もしチャネルのインパルス応答の最大長が既知ならば、雑音が更に小さい情報を用いて得られる「信頼できる」周波数応答の補間を効果的に実行して、全チャネル周波数応答を定めるチャネル確認技術を開発することができる。例えば、CATVチャネル上では、インパルス応答長は最大でも２μ秒であることが既知である。同様に、もしインパルス応答長の観察時間窓に対する比(例えば、後に掲げる数式EQ.2で定義する信号ｙの値のシーケンスに関する時間間隔 N＋L)が、「信頼できる」情報帯域の全帯域に対する比よりも小さければ、本発明による補間方法は極めて正確である。本発明によるチャネル確認の方法及び装置は、既知の最小自乗(LS)線形予測理論に基づく方法に連携し、更に既知の特異値分解(SVD)技術を用いる。また雑音特性に関する情報が独立に定められるならば、補間の問題は一般化されたLS予測問題として再形成される。インパルス応答評価器(Impulse Response Estimators) NTSCゴースト消去に対しては、図２に示す KooのGCR として既知の GCR信号が用いられ、該GCR は上述の性質を持っている。この GCR信号は、送出されたテレビジョン信号の垂直ブランキング間隔内のライン19の間に挿入される受信機では、完全NTSCタイミング同期が仮定される。このことはゴースト消去フィルタを構築するのにデジタル信号処理を用いることができることを意味する。簡単のために、A/D変換器は標本化周波数として14.3 MHzすなわち色副搬送波周波数の４倍の周波数を使う。チャネルは極めて急速には変化しないと仮定して、複数コピイの攪乱された GCR信号は平均化されて雑音を最小にする。標本化されて送出された GCR信号の知識、及びチャネルによって品格の下がった信号の知識を用いて、チャネル確認の問題は、チャネルのインパルス応答を定めることとなる。次に図1Aを参照すれば、これは実際のTVチャネル信号伝送路の説明図である。完全タイミングが仮定されているから、TVチャネルは図1Bに示す一般的離散時間チャネルとしてモデル化できる。こうすれば本発明による方法及び装置はゴースト消去戦略として特化されず、以下の仮定を伴って図1Bに示すようにモデル化された任意のチャネルに一般化できる。すべてのシーケンス（すなわち入力、チャネル、雑音、及び出力）はゴースト消去に対して実数値を持つ。以下に記述する方法は複素数シーケンスに一般化することもできよう。図1Aを再度参照して GCR信号は標本 x_nで表されるものとし、それは次に14.3 MHzで動作するデジタルからアナログへの(D／A)変換器10でアナログ信号に変換される。次にこのアナログ信号はh(t)で特徴付けられるチャネル12で処理されて更にw(t)で表される雑音の影響を受ける。受信機では受信した波形y(t)はアナログからデジタルへの(A／D)変換器14を使って周波数14.3 MHzで標本化する。図1A及び図1Bに示すように受信信号の標本は、Ｔを標本化間隔とすると：で表される。もし標本化された離散的チャネルを表す h_nが、L(t)とM(t)とで定義される間隔（すなわち間隔[-LT,MT]，又は等価的に[-L,M]）内で有限個の指標 (indices)に対して非０であるとするならば、Ｔを A/D変換器14の標本化間隔とし、ｐ＝min(n,M)とし、W_nを雑音成分とし、更に x_nは因果律に従うと仮定するとき：となる。以後は簡単のために間隔[-LT,MT]を[-L,M]と書くことにする。もし x_n がｎ＝０から(N+L-1)までに対し有限個の値の組を持つならば、肉太(boldface) の文字（ｙ，Ｔ，ｈ，ｗ）が上記のような適切なサイズのベクトル又はマトリクスを表すものとするとき：というマトリクス方程式を書くことができる。同様に：但しとし、W_(N+L) _×1を同様に定義する。すると、チャネル確認の問題は、評価のエことに帰着する。評価器は荘では p＝2 で線形であると仮定する。ゴースト消去に対しては‘max’ノルムを選ぶか又は p＝∞と設定することが望ましい、ということに留意されたい。この公式化は米国特許第 5,047,859号及び第 5,111,298 号に記載のチャネル確認のデコンボリューション(deconvolution)方法の説明と類似であるが、但しインパルス応答長が先験的に既知であり、且つ基準信号 x_n の長さより短いと仮定する点が異なる。例えばCATVチャネル上ではインパルス応答のスパンが最大２μ秒である。実用上はこれがチャネル確認の問題を極めて大きく簡単化している。前に述べたように、シーケンス X_nは(-π，π)の帯域の端数に帯域が限定されている。精密にいうと、もし x_nが有限のサポートを持つならば、x_nの占める帯域幅の外の帯域ではエネルギーは極めて小さいが０ではない。このことは、この帯域の外のチャネルのついての情報は雑音によって攪乱されている、ということを意味する。それの影響は、後述のように何か簡単な非線形処理技術によって除去できる。本発明によるインパルス応答評価器を説明するに当たり、先ず最初には雑音が０であると仮定する、すなわち雑音が存在しない場合である。Ａ．雑音が存在しない場合(WHEN NOISE IS ABSENT) こうして w=0,(EQ 2)が線形予測の問題であるときには、Ｔ⁺マトリクス〔Ｔ〕のMoore-Penmore(近似)逆マトリクスとすると、最初の評価器に対応するLS解は：で与えられる。〔Ｔ〕の特異値分解(SVD)を用いて、この逆マトリクスは次のように計算できる。〔Ｕ〕及び〔Ｗ〕は直交マトリクスとし、〔Ｓ〕は｛s_i｝をエレメントとする対角線マトリクスとする、但し｛s_i｝は〔Ｔ〕の特異値（すなわちＴ^TＴの固有値）であるとし、とする。そのときとすれば：である。数式(EQ.2)を解くもう１つのアプローチは、マトリクス計算を含む生起方程式の使用によるもので、最小自乗(LS)問題を解く既知の方法である。例えばこれらの方程式はで与えられるLS問題を解くことによっても求めることができる。従って２番目の評価器は：によって与えられる。るならば、等価である。数式(EQ.5)を用いて：となる。従って：なる行動をとる。マトリクス表現中の任意の動揺（例えば数値的精度の故の）はで割ったものにより測定される。κ(Ｔ)を〔Ｔ〕の条件数（〔Ｔ〕の最大非０特Ｂ．雑音が存在する場合(WHEN NOISE IS PRESENT) もし〔ｗ〕が０平均値、独立、一様分布コンポネントである（すなわち〔Ｉ〕を恒等マトリクスとするとき共分散マトリクスがσ²×〔Ｉ〕に等しい）と仮定定められるものとして最良線形非バイアス評価でもある、ということを証明することができる。もし〔ｗ〕もガウス的であるならば、LS評価は非バイアス評価器」ガウス雑音に対し最適である。り得ることに留意されたい。このことは以下に順次述べる実験においても認められる。〔ｗ〕が白でないときすなわち受信した信号がチャネル確認過程の開始される前に先ずフィルタを通過するものであり得る場合、一般化されたLS問題は次の通りに数式化される。〔ｗ〕は０平均値であるとし、計算できるか又は既知の或る〔Ｂ〕に対し（例えば、フィルタが受信機に在るときフィルタインパルス応答係数が〔Ｂ〕への入力であることを除いて、〔Ｂ〕は〔Ｔ〕に類似のマトリクスであり得る）Ｋ＝ＢＢ^Tであるような対称分散マトリクスσ²×〔Ｋ〕とする。すると〔Ｖ〕が白であるとき、w=Ｂν と書くことが可能である。もし〔Ｂ〕が特異でなければ数式(EQ.2)は：と書き直すことができ、これは〔ｖ〕が白であるから解くことができる。もし〔Ｂ〕が特異であるならば、一般化されたLS問題はと数式化される。して、y＝Ｔh＋Ｂv を書き直してとすることである。となる。従って数式(EQ.12)における一般化されたLS問題は解けたことになる。もっと洗練された解答は、直交マトリクスＷ_T 及びＷ_B を使ってマトリクス〔Ｔ〕及び〔Ｂ〕の双方の商SVD を構築することにより、また疑似直交マトリク異マトリクス〔Ｐ〕を構築することにより、求められる。Ｓ_B の近似左逆マトリクスを定義することは可能であり、従ってが得られ、これは数式(EQ.13)よりも簡単である。実験の結果(EXPERIMENTAL RESULTS) 実験が行われた。ゴースト消去におけるチャネル確認問題が考慮された。図２に示される（振幅を縦軸にとり、標本を横軸にとった）Kooの GCR信号を用いてマトリクス〔Ｔ〕が生成された。図２の各標本は 1／14.3μ秒の時間間隔を表す。更にまた GCR信号は4.15 MHzの３dB帯域幅を持つ。もし GCR信号がCATVチャネル上を送られたのであったならば、インパルス応答長は最大２μ秒である。MT-(-LT)≧２μ秒であり、T＝1/14.3μ秒であるから、このことは数式(EQ.2)で定義されたスパン〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕（すなわちインパルス応答長）は約28であることを意味する。続いて GCR信号は多重経路チャネルを通次に図３には、雑音が存在しない場合に〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕が24に等しいときの第ルインパルス応答の評価値が実線20で示される。また四角い記号22でインパルス応答の期待値が示される。図３に関しては評価器は離散値（すなわちグラフ上の点）を与えるもので、実線20は評価器の結果が実際のインパルス応答の期待値に対比して判然と明示されるように引かれたものであることに留意されたい。のみならず、チャネルインパルス応答の評価値は異なる時点のｈ_nの値に対応し更にた係数のシーケンスのグラフである。参照番号19を付した２つのプリエコー(pre -echoes)が多重経路応答中に在り該プリエコーはチャネルの特性をより難しいものにしている、ということに留意されたい。プリエコー19は左から右へそれぞれｈ_n の値がｈ_-2及びｈ_-1に等しい場合に対応する。値ｈ_nがｈ₀に等しいときに対応するチャネルインパルス応答の評価値の主係数が参照番号21で示される。更に、ポストエコー(post-echoes)もチャネルインパルス応答の評価値中に生起し、これは参照番号23で示される。図３から観察される通り、チャネルインパルス応答の評価値とインパルス応答の期待値との対応は極めて接近している；測定されたSEは -58.1dBである。次に図４には、図３のインパルス応答に対応する周波数応答が示される。図４では、チャネル周波数応答の評価値が実線30で示される。更に図４の‘×’形の記号32が既知のチャネルインパルス応答から計算された周波数応答の大きさ(mag nitude)の期待値を示す。図４はまた、点線34で示す理想的なGCR の周波数応答の大きさを示す。GCR信号に関しては、スペクトルの一部は信頼できる情報（参照番号36で２箇所に示したような）を含み、またスペクトルの一部は信頼できない情報（参照番号38で示したような）を含む。参照番号38で示される GCR信号の領域は極端に低い（すなわち非０の）エネルギーを含み、信頼できないと考えられる。るインパルス応答及び周波数応答の大きさを示す。この第２評価器の数値の精密さへの感度は更に高いから、Ｔ^TＴの或る小さな特異値は０に設定された（すべての実験は単一精度浮動点計算を用いて実行された）。その結果、インパルス応答（標本番号に対する標本値）は図５に示すように僅かに品格が下がり、この図ではチャネル周波数応答の評価値は実線40で示される。図５に関しては、評価器は離散値（すなわちグラフ上の点）を与えるもので、実線40は評価器の結果が実際のインパルス応答の期待値に対比して判然と明示されるように引かれたもの係数のシーケンスのグラフである。参照番号39を付した２つのプリエコーが多重経路応答中に在る、ということに留意されたい。ｈ₀に等しいｈ_nに対応するチャネルインパルス応答の評価値の主係数が参照番号41で示される。そればかりでなく、ポストエコーもチャネルインパルス応答の評価値中に生起し、これは参照番号43で示される。更に図５では、標本番号６から19までの範囲では実線40に僅かの動揺が生起しており、これは評価器が０とは異なることを示していることにも留意されたい。図５のインパルス応答の、対応するチャネル周波数応答の評価値（周波数に対する周波数応答の大きさ）は図６中に実線50で示される。‘×’形の記号52をつなぐ破線は既知のチャネルインパルス応答から計算された周波数応答の大きさの期待値を示す。図６はまた、点線54で示す理想的なGCR の周波数応答の大きさを示す。図６から見られる通り、参照番号38で示された信頼できない情報領域に対応して 7.4ないし16.6周波数ユニットの間における GCRエネルギーの極めて小さい領域で切り縮められて０になった特異値が周波数応答にエラーを生じさせたことに留意するのは興味がある。換言すれば、応答評価値は応答期待値に等しくはない；寧ろ応答評価値は僅かに応答期待値から外れているのである。図５及び図６を得るために０に設定された特異値の数は最小特異値の増加する数を最小のSEが見出されるまで切り縮めることにより見出された。〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕が24に等しいときの下に掲げる表１は、最良のSE性能が最も小さい４つの特異値を切り縮めることにより求められることを示している。これら４つの特異値は、1×10^-4（以後これをle-4と書く）より小さいことが判った。また、Ｔ^TＴの近似逆マトリクスをどのようにして計算するか、に関してもきわどい危険はないのである。例えば、逆マトリクスはＴ^TＴのSVD を使って計算できる。Ｔ^TＴのSVD を使って逆マトリクスを計算する方法は、この計算及びであったことに留意されたい。代替案として、逆マトリクスは〔Ｔ〕の特異値及び(EQ.10)を使って計算できる。いずれの場合にも結果は最小SEを求めるために４つの特異値を切り縮めることを要することを示した。一般的には、もしスパンすなわちインパルス応答長〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕が既知であるならば（又は上限が設けられているならば）上述のような技術は切り縮められる値の最適数を定めるのに使うことができる。その代わりにもし〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕が受信機で可変にしてあれば、そのように切り縮められる値の数は、よく知られている交互非線形最小自乗技術により、ずっと簡単に求めることができる。〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕の種々の値を選ぶことを避ける１つのやり方は、チャネルインパルス応答への保守的な上限を使うことによるものである。そのときには、LS評価器が〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕の選択に対し鋭敏であるか否かを判定することは興味がある。従って同じ多重チャネルに対し〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕の値は変えられており、２つ異値は０に設定された。表２については、仮定されたスパンが実際のインパルス応答スパンのそれの２倍より大きいときでさえも性能の強固さに留意されたい（すなわち〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕の種々の値の範囲に亙るSEのdB値の変化が、-58.12dBにっても、該周波数帯域の全体に亙りチャネルの評価を有利に求めることができるが判る。次に、雑音が存在するときの性能を試験するために実験が実行された。により定義された所与のSNR に対して、雑音の分散σ²が計算できる。チャネルインパルス応答係数を評価する前に、０平均値のガウス乱数及び分散σ²がシミュレートされたチャネルの出力に加算された。雑音標本ベクトルの種々の組が異なるSEを持つ異なるインパルス応答係数をもたらすから、20-30 の雑音標本ベクトルの１組に対して得られた最大自乗評価エラーSEが表３に報告されている。第すべての特異値が使われた。第２の組に対しては、表３の左から３番目の欄の括弧内に示した最小特異値の最適数が切り縮められて０とされた。雑音が存在するときの２つの評価器の性能に対する直観的な説明は次の通りで信号の全デジタルスペクトル中に存在ずる情報を使おうと試みる。しかしこの信号は 4.2ないし7.15MHz の範囲（図４に示した、また正規化された周波数ユニットで表された約 7.4ないし16.6に対応する範囲）で極端に減衰しており、この領域の雑音は低いSNR に対し性能を落としている。もし、4.2ないし7.15MHz の範囲の情報に対応する規定の数の特異値が切り縮められて、それはこの領域の情報を無視することに対応するものであるが、そのときには改良された性能が得られするSEは -18.1dBで４つの切り縮められた値を持ち、更にまた、7.4dBで切り縮器は全周波数帯域に亙るチャネルインパルス応答の評価を、GCR信号の全デジタルスペクトルのうちの一部のみが利用できるという事実、すなわち該スペクトルの一部では情報は不完全又は信頼できないという事実を考慮に入れて、有利に与いるから、雑音の影響に対しては更に強い。第２評価器に関するこの結果は上記Ａ節の終わり及びＢ節の始めになされた議論に基づいて期待されたものであったことに留意されたい。すべての場合に、比較の目的のために多重経路チャネルは同じになるように選定された。類似の行動が各種の異なる多重経路チャネルに対して得られた。実装(Implementation) インパルス応答スパン〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕が GCR信号のスパンに比して小さいときＴ〕がToeplitzマトリクスであり、Ｔ^TＴが対称であるから、２つのマトリクス乗算を実行するために受信機に記憶されなければならない標本値の総数は：である。CATVチャネル上のゴースト消去のためには、インパルス応答スパン〔Ｍ〕＋〔Ｌ〕は28に等しく、Ｎは 564に等しく、茲でＮは GCR信号の標本の規定された数に対応するものである。(EQ.16)を用いて、図２に示す Koo GCR信号の非０値のみを考慮すれば、これは標本値の総数が970(すなわち 406＋564＝970)であることを意味する。更に図７は、これから記述しようとするような一般的ゴースト消去システムを算は、標準ソフトウェア・ライブラリー・ルーティンを使うデジタル信号プロセッサ(DSP)９のソフトウェア中に実装されることができる。それ以外に対称マトリクスとベクトルの乗算のためによく知られた適切なアルゴリズムをも用いることができる。〔Ｔ〕中の(M＋L)×(M＋L-1)／2 の値は０であり、これはToeplitz マトリクス〔Ｔ〕に受信した信号ベクトルを乗算する実装を簡単なものにする、ということに留意されたい。ゴースト消去(Ghost Cancellation) テレビジョン信号の伝送中に生じるエコーを消去するには、通常２つの主要ステップがある。第１には、通信チャネルの特性（もしあればエコーのアーチファよる受信機で定められる。これらの特性から、逆チャネル特性がフィルタ係数のシーケンスの形で定められる。次にこれらの係数はフィルタに与えられて、該フィルタが逆チャネル処理すなわちエコー消去を実行するのに用いられる。受信したビデオ信号はエコーを含み、それは最初に送出された信号の重畳されたコピイに含まれて種々の異なる遅延時間及び振幅を持つ。最も強い信号コンポネントが最初に送出された信号コンポネントすなわち主要の信号コンポネントを表す。時間領域で観察すれば、主要の信号コンポネントの前に生じる任意のエコー成分が「プリエコー」と呼ばれ、主要の信号コンポネントの後に生じる任意のコピィが「ポストエコー」と呼ばれる。図７は、両方のタイプのエコーを消去するのに使うことのできるエコー消去回路を示す。IIRフィルタ61がポストエコーを消去するのに使われ、FIRフィルタ63 がプリエコーを消去するのに使われる。ビデオ標本が受信されて、アナログからデジタルへの(A／D)変換器65に入力され、テレビジョン信号の垂直ブランキング間隔中に送出されるところのゴースト消去基準(GCR)信号として広く知られている試験信号が分離されて、バッファメモリ67に与えられる。チャネル特性によって歪んだこの基準信号は時には多数のフレーム上で標本化されて、次いで該標本化されたものの平均値がプロセッサ69 に与えられ、該プロセッサ69の更に詳細は図８に示される。読み出し専用メモリ (ROM)70には、伝送されたGCR の予め処理され記憶されていた形のものが入っており、バッファ67の内容がこのROM 70に記憶された形のGCR とCPU 72内で比較さを用いて定められて、更にフィルタ61及びフィルタ63の係数のシーケンスを計算することができる。本発明を記述する目的で、図２の時間領域で示されたように Koo GCR信号が使われた。このGCR は伝送されROM 70に記憶された信号やそれらを処理してROM 70 に記憶された信号である。本発明は Koo GCR信号を用いて記述されて来たが、この発明は最終的には標準として選定され得る任意の他のタイプの試験基準信号を用いることもできる、と理解すべきである。フィルタ係数がフィルタ61及びフィルタ63に供給された後で完全なテレビジョン信号がこれらのフィルタを用いて処理され、其処でエコー成分はほぼ除去される。次いで IIRフィルタ61の出力はデジタルからアナログへの(D／A)変換器74に与えられ、その後ビデオ出力信号として提供される。結論(Conclusions) チャネル確認の最適に近い方法がこうして茲に記述され、これはチャネルのインパルス応答スパンに関する情報を利用している。本発明によれば、第１及び第其処ではインパルス応答スパンはGCR信号スパンのそれよりも小さいものであっ特異値を切り縮めることなしに）数値的精度の効果を証明し、それ故に雑音がなが存在すると優れたものになる。パンよりも著しく小さいときには特に、リアルタイムの実行が容易にできるといル確認用に効率的に用いることができる。不完全又は信頼できないという事実を考慮に入れて、全周波数帯域に亙るチャネルの評価を有利に求めることができる。換言すれば、全周波数帯域に亙るチャネルの評価は、評価を求めるのに使われる情報が該周波数帯域の一部で信頼できるとしてさえも、得ることができる。要約すれば、本発明の好適な態様は２つの最小自乗(LS)評価器を利用したチャネル確認の方法及び装置を供給する。各LS評価器は、チャネル値のシーケンスを計算するのに、そして更に周波数帯域の一部では情報が不完全又は信頼できないという事実を考慮に入れて、全周波数帯域に亙るチャネルインパルス応答の評価値を定めるのに使われる。各LS評価器は、チャネルインパルス応答スパンの評価値が既知の試験信号のスパンより小さい場合に対し動作する。試験信号はチャネル確認で使うためのチャネル上を伝送されたものだったのである。TVゴースト消去システムでは、受信信号からチャネルに誘導された歪みを除去するために、各 LS評価器はチャネルインパルス応答係数を計算するのに使われ、そのときシステムは、信号からチャネルの効果を除去するために、チャネルインパルス応答に応じるゴースト消去フィルタを含む。本発明は茲に好適実施例を用いて示され説明されているが、当業者は形式上の種々の変更及び詳細が本発明の精神及び範疇から乖離することなくなされることを理解するであろう。

Claims

【特許請求の範囲】１．通信チャネルを確認する方法において、次の各ステップ、すなわち：試験信号〔ｘ〕が通信チャネルを通り抜けた後で、信号〔ｙ〕は該試験信号〔ｘ〕を含んで成るとき、該信号〔ｙ〕を、確認されようとしている通信チャネルから受信するステップ；及びチャネル値のシーケンスが有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを、［-L,M］で定義される間隔内に含み、チャネルインパルス応答が M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さいときに、上記チャネルインパルス応答は通信チャネルの評価を与えるものであるところのチャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算するステップ；を含み、また上記チャネル値のシーケンスを計算するステップは更に、最小自乗(LS)評価器を用いることを含むことを特徴とする通信チャネルの確認方法。２．請求項１に記載の通信チャネルの確認方法において、上記チャネル値のシーケンスを計算するステップは、Ｔ⁺を〔Ｔ〕の Moore-Penmore（近似）逆マトリクスとし、〔Ｔ〕をで与えられるToeplitzマトリクスとするとき、 n＝0 から n＝N+L-1 までに対するｘ_nは、基準試験信号〔ｘ_REF〕の標本化された値の有限のシーケンスであり、基準試験信号〔ｘ_REF〕は、通信チャネルによって攪乱されていない試験信号〔ｘ〕を含み、Ｎは、有限のシーケンスｘ_n の標本化された値の個数に等しく、〔ｙ〕は、受信した信号の標本化された値の有限のシーケンスであることを特徴とする通信チャネルの確認方法。３．請求項１に記載の通信チャネルの確認方法において、上記チャネル値のシーケンスを計算するステップは、（Ｔ^TＴ）⁺Ｔ^T を近似的にＴ⁺に等しいとし、Ｔ⁺ を〔Ｔ〕の Moore-Penmore（近似）逆マトリクスとし、〔Ｔ〕をで与えられるToeplitzマトリクスとするとき、 n＝0 から n＝N+L-1 までに対するｘ_nは、基準試験信号〔ｘ_REF〕の標本化された値の有限のシーケンスであり、基準試験信号〔ｘ_REF〕は、通信チャネルによって攪乱されていない試験信号〔ｘ〕を含み、Ｎは、有限のシーケンスｘ_n の標本化された値の個数に等しく、〔ｙ〕は、受信した信号の標本化された値の有限のシーケンスであることを特徴とする通信チャネルの確認方法。４．請求項１に記載の通信チャネルの確認方法において、上記チャネル値のシーケンスを計算するステップは、或る数の特異値分解(SVD)特異値を生成すること、及び最適の数の SVD特異値を切り縮めて０にすること、を含むことを特徴とする通信チャネルの確認方法。５．請求項４に記載の通信チャネルの確認方法において、上記最適の数の SVD特異値を切り縮めて０にするステップは、（i）最も小さい特異値の最初の数を切り縮めることと、その次に（ii）LS評価器の性能の最小自乗評価エラー(SE)が得られるまで、最も小さい特異値の数を増やして切り縮めることを継続することと、を含むことを特徴とする通信チャネルの確認方法。６．請求項４に記載の通信チャネルの確認方法において、上記最適の数の SVD特異値を切り縮めて０にするステップは、1×10^-4より小さい特異値を切り縮めることを含むことを特徴とする通信チャネルの確認方法。７．通信チャネルを確認する装置において、次の各手段すなわち：通信チャネル上を伝送されたものであり、且つ１つの信号スパンを持つ試験信号〔ｘ〕が、確認されようとしている通信チャネルを通り抜けた後で、信号〔ｙ〕が該試験信号〔ｘ〕を含んで成るとき、該信号〔ｙ〕を受信するための手段と；基準試験信号〔ｘ_REF〕が通信チャネルによって攪乱されていない試験信号〔ｘ〕を含むときに、該基準試験信号〔ｘ_REF〕を記憶するための手段と；受信した信号〔ｙ〕及び基準試験信号〔ｘ_REF〕に応答して、チャネル値のシーケンスが有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、チャネルインパルス応答が M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さいときに、上記チャネルインパルス応答は通信チャネルの評価を与えるものであるところのチャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算するための手段と；を有して成り、また、上記計算するための手段は更に、最小自乗(LS)評価器を含むことを特徴とする通信チャネルの確認装置。８．チャネルが誘導した歪みを信号から除去する方法において、次の各ステップ、すなわち：通信チャネル上を伝送されたものであり且つ１つの信号スパンを持つ試験信号〔ｘ〕が、確認されようとしている通信チャネルを通り抜けた後で且つ通信チャネルによって歪みを受けた後で、信号〔ｙ〕が該試験信号〔ｘ〕を含んで成るとき、該信号〔ｙ〕を含む信号を受信するステップ；通信チャネルをリアルタイムに確認するステップで、チャネルインパルス応答が通信チャネルの評価を与え、チャネル値のシーケンスが有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、上記チャネルインパルス応答は M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さいときに、チャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算することを含み、該計算は更に最小自乗(LS)評価器を用いることを含むところの確認ステップ；及びチャネルが誘導した歪みを信号から除去するために、チャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスに応答して、受信信号をリアルタイムに濾波するステップ；を含むことを特徴とする方法。９．チャネルが誘導した歪みを信号から除去する装置において、次の各手段すなわち：通信チャネル上を伝送されたものであり、且つ１つの信号スパンを持つ試験信号〔ｘ〕が、確認されようとしている通信チャネルを通り抜けた後で、信号〔ｙ〕が該試験信号〔ｘ〕を含んで成るとき、該信号〔ｙ〕を含む信号を受信するための手段と；基準試験信号〔ｘ_REF〕が、通信チャネルによって攪乱されていない試験信号〔ｘ〕のコピイを含むときに、該基準試験信号〔ｘ_REF〕を記憶するための手段と；受信した信号〔ｙ〕及び基準試験信号〔ｘ_REF〕に応答して、通信チャネルの評価を与えるものであるチャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスを計算する手段を含み、チャネル値のシーケンスは有限個の非０指標の標本化された離散的チャネルを［-L,M］で定義される間隔内に含み、上記チャネルインパルス応答は M＋L に等しいインパルス応答スパンを持ち、該インパルス応答スパンは上記試験信号〔ｘ〕のスパンより小さいものであり、上記計算手段は更に最小自乗(LS)評価器を含むところの、通信チャネルをリアルタイムに確認するための手段と；チャネルが誘導した歪みを信号から除去するために、チャネルインパルス応答の評価値に対応するチャネル値のシーケンスに応答して、受信信号をリアルタイムに濾波するための手段と；を有して成ることを特徴とする装置。 10．信号がテレビジョン信号であるとき、請求項９に記載のチャネルが誘導した歪みを信号から除去する装置と；上記濾波するための手段から与えられる濾波された信号を表示するためのディスプレイ手段と；を有することを特徴とするテレビジョン受信機。