JPH11504190A - 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 複数の直交（例えば、ウォルシュ）関数の１つに従って変調された各シンボルからなるダイバーシティ・パス信号を合成するため、ダイバーシティ・コンバイナは、各パスに対して、直交関数の選択された１つ（Ｋ）に従って、各変調信号シンボルを復調する復調器（４０，４２，４４，４６）と、上記復調信号より、ダイバーシティ・パス信号の位相回転と振幅を予測する位相予測器（５６，５８）と、予測された位相および振幅に依存して、ダイバーシティ・パス変調信号の位相を反転し、振幅の重み付けを行う複素信号乗算器（５２）とを含む。このコンバイナは、ダイバーシティ・パスについて位相反転され、重み付けされた変調信号の実部を加算し（３０）、全ての直交関数に従って、合成した信号を復調し（３２）、各シンボルに対する最大復調信号を選択し（３４，３６）、それによって、そのシンボルに対して、直交関数の選択された１つ（Ｋ）を決定する。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称 直交変調信号の信号復調およびダイバーシティ合成の方法および装置技術分野 本発明は、直交変調を用いた、通信システムにおける信号復調およびダイバー シティ合成に関するものである。産業上の利用可能性 本発明は、一般的には、このような通信システムに適用できるが、特に、直接 拡散符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）セルラ通信システムの逆監視通信路（ リバース・チャネル）、または（移動局から基地局への）アップ・リンク用の信 号復調およびダイバーシティ合成に適用可能であり、それに関して、以下に例示 する。このセルラ通信システムは、ＴＩＡ／ＥＩＡ（米国電気通信工業会／米国 電子工業会）のＩＳ−９５−Ａ暫定標準「デュアル・モード広帯域スペクトル拡 散セルラ・システム用の移動局−基地局適合性標準」と互換性がある。以下の説 明では、便宜上、これを単にＩＳ−９５システムという。このＩＳ−９５システ ムの逆監視通信路には、６４−ａｒｙ直交変調を使用している、ということは公 知である。背景技術 ＤＳ−ＣＤＭＡ移動セルラ通信システムにおける、２つの重大なチャネル障害 として、他のユーザからの同一チャネル干渉と、移動局が移動しているときのド ップラー周波数偏移を含む信号フェージングとがある。このシステムで使用され ている変調および符号体系によって、ユーザまたは移動局の数といった、そのシ ステムの容量に対応する所定のＳＩＲ（信号対干渉比）に対して、望ましい程の 低エラー確率が得られる。ＳＩＲを最適化し、それによって、最適なシステム容 量を提供するには、干渉（コヒーレント）検波技術の方が、非干渉（ノンコヒー レント）の技術よりも好ましい、ということが良く知られている。これは、干渉 検波技術によつて、異なるダイバーシティ信号を互に同相モードで合成すること が可能になるためである。 ＰＬＬ（位相ロック・ループ）技術を用いて、ダイバーシティ信号を同相に揃 えた後、これらダイバーシティ信号を合成することによって干渉検波を実行する 通信システムを提供できることが知られている。しかしながら、セルラ通信シス テムのような、フェージングが発生する環境では、サイクル・スキッピング・レ ートの増加に起因して、ＰＬＬ技術が適切に機能しない場合がある。 また、例えば、ＩＳ−９５システムにおいて、順方向通信路（フォワード・チ ャネル）、または（基地局から移動局への）ダウン・リンクにパイロット信号を 与えて、移動局の受信機での干渉検波を容易にすることも知られている。しかし ながら、このような一般的なパイロット信号の使用は、逆監視通信路、またはア ップ・リンクには適していない。 Ｆ．リング（Ｌｉｎｇ）による「直接拡散ＣＤＭＡアップ・リンク通信に対す る参照シンボルに基づくチャネル予測を用いた干渉検波」と題する論文（ＩＥＥ Ｅ車両技術会議、ＶＴＣ’９３、第４００頁〜第４０３頁、１９９３年５月）は 、逆監視通信路に、６シンボル毎に１つのシンボルという、比較的高速で参照（ パイロット）シンボルを挿入して、干渉検波を容易にする旨を提案している。し かしながら、この技術は、ＩＳ−９５システムと互換性がない。 従って、非干渉検波技術のみが、ＩＳ−９５システムの逆監視通信路に対して 実用化できると考えられてきた。 干渉復調の性能に近い性能を有する、ＰＳＫ（位相偏移変調）された変調信号 の非干渉復調に対する研究が、Ｈ．リーブ（Ｌｅｉｂ）他による「ガウス・ノイ ズにより影響されるベクトル位相および微分干渉受信機」と題する論文（ＩＥＥ Ｅ情報処理紀要、第３４巻、Ｎｏ．６、第１４９１頁〜第１５０１頁、１９８８ 年１１月）に記載されている。この研究は、Ｈ．リーブによる「ＤＰＳＫについ てのデータ支援された非干渉復調」と題する論文（ＩＥＥＥ通信紀要、第４３巻 、Ｎｏ．２／３／４、第７２２頁〜第７２５頁、１９９５年２月／３月／４月、 １９９５年４月２４日頃に発行）に概括的に論じられている。しかしながら、こ れらの研究は、直交変調信号に関連するものではない。 「レイクの原理を採用した直接拡散スペクトル直交符号化信号用の受信機」と 題する、１９９５年１月５日公開の国際特許出願ＷＯ−Ａ−９５／０１０１８は 、二重最大メトリック生成（ｄｕａｌ−ｍａｘｉｍａ ｍｅｔｒｉｃ ｇｅｎｅ ｒａｔｉｏｎ）として知られる方法、並びに、ＩＳ−９５システムなどの逆監視 通信路に対する、非干渉受信システムにおける直交符号化データ信号の復号化装 置を開示している。 本発明の目的は、直交変調を用いた通信システムにおいて、特に、ＩＳ−９５ システムの逆監視通信路に対する、信号復調およびダイバーシティ合成の方法、 および、その方法を実行する装置を提供することである。発明の概要 本発明の一態様によれば、直交変調を使用して、通信システム内で変調信号を 処理する方法において、複数の直交変調関数それぞれに従って上記変調信号を復 調して、複数の復調信号を生成する工程と、上記復調信号の最適な信号を選択す る工程と、上記選択された復調信号の位相回転を予測する工程と、上記予測され た位相回転に依存して、上記変調信号の位相を反転する工程とを備える方法が提 供される。 本発明の関連する態様によれば、直交変調を使用して、通信システム内で変調 信号を処理する装置において、上記変調信号と、この変調信号の位相予測とに応 じて、この位相予測に依存して上記変調信号の位相を反転し、位相の反転した変 調信号を生成する位相反転器と、複数の直交変調関数各々に従って上記位相の反 転した変調信号を復調し、複数の復調信号を生成するよう構成された復調器と、 上記復調信号の最適な信号を選択するよう構成された選択器と、上記選択された 復調信号に応じて上記位相予測を生成する位相予測器とを備える装置が提供され る。 本発明の他の態様によれば、シンボルからなるダイバーシティ・パス信号を合 成する方法であって、各シンボルは、複数の直交関数の１つに従って変調される 、当該方法において、各ダイバーシティ・パスの変調信号に対して、上記直交関 数の選択された１つに従って復調された上記変調信号に応じて復調信号を生成し 、この復調信号より上記変調信号の位相回転を予測し、そして、その予測された 位相回転に依存して上記変調信号の位相を反転する工程と、上記ダイバーシティ ・パスの位相反転変調信号を合成して、ダイバーシティ合成された変調信号を生 成する工程と、上記直交関数それぞれに従って、上記ダイバーシティ合成された 変調信号を復調して、複数のダイバーシティ合成された復調信号を生成する工程 と、上記ダイバーシティ合成された復調信号の最大信号を決定し、それによって 、上記直交関数の上記選択された１つを決定する工程とを備える方法が提供され る。 本発明は、好適にはさらに、上記ダイバーシティ・パス変調信号各々に対して 、上記変調信号の振幅を予測し、この予測した振幅に依存して、上記合成する工 程に先立って、上記ダイバーシティ・パス変調信号に重み付けする工程を備える 。 好適には、上記合成を行う工程は、位相が反転された変調信号を表わす複素信 号の実部のみを加算する工程を備える。 上記位相回転の予測を行う工程は、便宜上、各ダイバーシティ・パスの変調信 号に対して、複数のシンボルに対する上記復調信号の平均を算出する工程を備え る。 本発明はまた、各々が複数の直交関数の１つに従って変調されたシンボルから なる複数のダイバーシティ・パス信号各々に対して、上記直交関数の選択された １つに従って各変調信号シンボルを復調して復調信号を生成するよう構成された 復調器と、この復調信号より上記ダイバーシティ・パスの変調信号の位相回転を 予測するように構成された位相予測器と、上記予測された位相回転に依存して上 記ダイバーシティ・パスの変調信号の位相を反転し、位相反転変調信号を生成す るよう構成された位相反転器と、上記ダイバーシティ・パスの位相反転変調信号 を合成するよう構成された信号コンバイナと、上記複数の直交関数に従って、上 記信号コンバイナにより生成された合成信号を復調して、複数のダイバーシティ 合成された復調信号を生成するよう構成される復調器と、各シンボルに対して、 ダイバーシティ合成された復調信号の最適な信号を決定し、それによって、上記 シンボルに対して、上記直交関数の選択された１つを決定する手段とを備えるダ イバーシティ・パス信号コンバイナを提供する。図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照した以下の説明によって、さらに理解できる。 図１は、ＩＳ−９５セルラ通信システムの逆監視通信路受信機におけるダイバ ーシティ・パス用の直交ウォルシュ・チップ復調器のブロック図を概略的に示す 。 図２は、本発明の実施の形態に係る、システム用のダイバーシティ・パス・コ ンバイナおよび信号変調器の一部を概略的に示す。 図３は、本発明の実施の形態に係る信号復調器の一般的なブロック図である。発明の実施の形態 周知のように、ＩＳ−９５システムでは、逆監視通信路上を伝送するデータ（ 移動局から基地局へ、毎秒９．６キロビット（ｋｂｐｓ）のビット速度を有する ）に、符号化率１／３の畳み込み符号化器で畳み込み符号化を行って、毎秒２８ ．８コード・キロシンボル（ｋｓｐｓ）の速度のコード・シンボルを生成する。 ブロック・インタリービングの後、この２８．８ｋｓｐｓの速度のコード・シン ボルは、６４‐ａｒｙ直交変調を使用して変調され、ウォルシュ（Ｗａｌｓｈ） 関数を用いて発生させた２⁶＝６４の相互に直交する波形の１つが、６つのコー ド・シンボルの各グループに対して生成されて、４．８変調ｋｓｐｓの速度の変 調シンボルを生成する。各変調シンボルは、ウォルシュ・シンボルと呼ばれ、６ ４個のウォルシュ・チップで構成される。ウォルシュ・チップとは、ウォルシュ 関数の最も短い識別可能な成分であり、オーダがＮのウォルシュ関数には、２^N 個のウォルシュ・チップが存在する。このように、ウォルシュ・シンボルは、毎 秒３０７．２キロチップ（ｋｃｐｓ）のウォルシュ・チップ速度を有する。 ３０７．２ｋｃｐｓの速度のウォルシュ・チップには、いわゆる長符号を用い た、各ウォルシュ・チップへのモジュロ２加算による直接拡散がなされ、１２２ ８．８ｋｃｐｓのチップ速度を有するようになる。結果として得られたチップに は、ＩおよびＱ（同相および直角位相）のＰＮ（擬似雑音）シーケンスを用いた 直交拡散が施され、その後、ベースバンドのフィルタ処理と伝送が行われる。 基地局の受信機は、これらの動作の補完を行うことが必要である。受信を容易 にするため、この受信機には、フィンガと呼ばれる４つのダイバーシティ・パス が設けられ、各フィンガには、複数のソース（例えば、セルの３つのセクタ各々 にある２つのアンテナからなる６つのソース）から入力を与えることができる。 システム容量を最大にするためには、ダイバーシティ・パスまたはフィンガの信 号を、最適な方法で合成することが望まれる。 本発明の「背景技術」の項で説明したように、干渉検波は、互いに同相のフィ ンガからの信号を合成するので、望ましいものではあるが、適しているとは言え ない。従来の技術では、信号は、非干渉方法で合成されていた。具体的には、こ れらの信号の実数および虚数成分の大きさは、二乗および加算され、位相情報は 使用しない。 図を参照すると、図１は、直交ウォルシュ・チップ復調器の公知の概念を示し ており、この復調器は、その出力端にウォルシュ・チップを生成する。同図は、 本発明の内容を十分に理解するためのものである。このような復調器が、各フィ ンガに１つ、与えられている。図２は、複数のユニット１０からなるダイバーシ ティ・パスあるいはフィンガ・コンバイナを示す。各フィンガには、１つのコン バイナが含まれ、図２では、破線内に、ユニット１０を１つだけ示す。さらに、 フィンガに共通の要素については、後述する。図１の直交ウォルシュ・チップ復 調器の出力は、図２の個々のユニット１０への入力を構成している。 図１において、直交ウォルシュ・チップ復調器では、位相が直交する（ｃｏｓ およびｓｉｎ）信号と、ライン１４上の受信信号とが、２つの混合器１２に供給 される。これら混合器の出力信号は、フィルタ１６（例えば、それぞれが低域通 過フィルタとマッチド・フィルタからなる）でフィルタ処理がなされ、サンプラ １８によって、１２２８．８ｋｃｐｓのチップ速度でサンプリングを行い、それ ぞれのサンプラが、位相直交信号サンプルｘ^I（ｍ），ｘ^Q（ｍ）を生成する。た だし、ｍは、各サンプルの整数インデックスであり、Ｉ，Ｑは、それぞれ同相成 分、直交位相成分を表わす。これらのサンプルは、乗算器２０で、シーケンスａ^I （ｍ）およびａ^Q（ｍ）と乗算される。なお、これらのシーケンスは、Ｉ，Ｑ ＰＮシーケンス各々と合成された長符号によって構成されている。そして、これ らユニット２０の個々の位相直交出力は、加算ユニット２２で加算され、直交逆 拡散チップが与えられる。これらの加算ユニット２２から出力される４つの連続 したチップの組は、さらに、加算ユニット２４で加算される。そして、整数イン デックスｐで識別される、ウォルシュ・チップの同相および直交位相（すなわち 、実部および虚部）成分ｖ^I（ｐ），ｖ^Q（ｐ）それぞれが、３０７．２ｋｃｐｓ のウォルシュ・チップ速度で生成される。 そこで、図２を参照すると、（ＩＳ−９５システム内の）４つのフィンガそれ ぞれに対して、例えば、図１を参照して上述したように、復調器により生成され たウォルシュ・チップが、４つのユニット１０それぞれに供給される。これらの ユニットには、後述するインデックスＫも与えられる。図２に示すように、４つ のユニット１０の出力は、加算ユニット３０に供給され、加算される。この加算 ユニット３０は、フィンガまたはダイバーシティ・パス・コンバイナを構成する 。加算ユニット３０の出力は、変換ユニット３２に供給され、この変換ユニット は、６４チップの直列−並列（Ｓ−Ｐ）変換、および６４−ａｒｙアダマール変 換（Ｈ₆₄）を行う。それによって、ダイバーシティ合成信号に対するウォルシュ ・シンボル復調器が構成される。従って、変換ユニット３２は、６４個の並列出 力を有し、それぞれが、６４のウォルシュ関数各々に従う、現在のダイバーシテ ィ合成されたウォルシュ・シンボルを復調したものを表わす。これらの出力の内 、最大のものは、最大（ＭＡＸ）ユニット３４によって決定され、このユニット ３４は、その出力端に、この最大出力を識別するインデックスＫを生成する。 図２に示すように、インデックスＫは、各ユニット１０に供給されるだけでな く、制御入力として、１−６４選択ユニット３６へ供給され、変換ユニット３２ の出力も、この選択ユニット３６へ供給される。よって、選択ユニット３６は、 変換ユニット３２からの、決定された最大出力（これは、復調ウォルシュ・シン ボルからなる）を出力ライン３８へ供給する。出力ライン３８は、ブロック逆イ ンタリーバと、それに続く、畳み込み復号化器（不図示）に至り、これらは、周 知の方法で、上述したブロック・インタリービング、および畳み込み符号化の逆 処理を行う。これに代えて、変換ユニット３２の出力からの全変換ベクトルを、 ブロック逆インタリーバを介して、畳み込み復号化器に供給して、ウォルシュ− アダマール復調および畳み込み復号化の最適な組み合わせを与えるようにもでき る。 図２は、フィンガの１つに対するユニット１０を詳細に示す図である。他のフ ィンガに対するユニット１０も、これと同じである。各ユニット１０は、２つの 変換ユニット４０，４２を備え、これら各々が、上述した変換ユニット３２と同 じく、入力の直列―並列（Ｓ−Ｐ）変換、および６４−ａｒｙアダマール変換（ Ｈ₆₄）を備える。そして、これらには、ユニット１０の入力端において、ウォル シュ・チップの実部および虚部ｖ^I（ｐ），ｖ^Q（ｐ）が供給される。ユニット１ ０は、さらに、２つの１−６４選択ユニット４４，４６を備え、これらの 選択ユニット各々は、最大ユニット３４よりユニット１０へ供給されるインデッ クスＫにより制御され、各ユニット４０，４２の６４個の出力を個別に選択する 。選択ユニット４４，４６の出力は、共に、複素信号の復調ウォルシュ・シンボ ルの実数および虚数成分からなり、それは、利得および位相予測ユニット４８に 供給される。なお、このユニットは、破線内に示されており、以下に詳細に説明 する。予測ユニット４８は、ライン５０上の、その出力端に、複素信号の実数お よび虚数成分を生成する。この複素信号は、選択ユニット４４，４６から予測ユ ニットへ供給された上記複素信号を予測したものの複素共役である。すなわち、 選択ユニット４４，４６より供給された複素信号を予測したものを、Ａｅ^jθで 表すと（ここで、Ａは予測振幅、θは予測位相である）、ライン５０上の予測出 力は、Ａｅ^-jθで表される。 ユニット１０は、さらに、複素信号乗算器５２と実関数ユニット（ＲＥＡＬ） ５４を備え、複素信号乗算器５２は、入力されるウォルシュ・チップ複素信号に 、ライン５０上の複素信号を乗ずるよう構成されており、この複素信号乗算器５ ２の積は、実関数ユニット５４へ供給される。また、ユニット５４は、個々のフ ィンガからの配分として、この複素信号の積の実数成分を加算ユニット３０に与 え、加算ユニット３０は、上述したように、４つのフィンガからの配分を合成す る。 図２に示す予測ユニット４８の形態では、このユニットが、複数の遅延素子５ ６で構成されており、それぞれが、１／４．８ｋｓｐｓ＝２０８．３μｓのウォ ルシュ・シンボル時間に等しい遅延Ｔｗを与える。これらの遅延素子５６は、各 選択ユニット４４，４６の出力に対する、タップ付き遅延ラインを形成し、これ らのタップからは、平均算出および複素共役ユニット５８に入力が与えられる。 ユニット５８は、遅延ラインのタップにおいて実数および虚数信号成分で表され る、上述した複素信号Ａｅ^jθからなる複素信号の平均を算出し、この平均の複 素共役Ａｅ^-jθを、実数および虚数信号成分の形でライン５０上に生成する。 すなわち、選択ユニット４４，４６の出力が、それぞれ、実数および虚数信号 成分ｚ^I（ｎ−１），ｚ^Q（ｎ−１）（ｎは、現時点でユニット１０へ入力される ウォルシュ・チップからなる最新のウォルシュ・シンボルの整数インデックス） であれば、これらが結合して、複素信号ｚ^I（ｎ−１）＋ｊｚ^Q（ｎ−１）を表わ すことになる。各遅延ラインが、遅延素子５６の整数Ｌを有している場合、複素 信号Ａｅ^jθは、式 で定義され、ライン５０上の信号成分は、複素共役Ａｅ^-jθの実部および虚部と なる。例えば、Ｌは、便宜上、約１０〜１２の範囲、すなわち、８または１６な ど、２のべき乗とすることができる。 実際の動作では、変換ユニット４０，４２，および選択ユニット４４，４６は 、再帰的に決定されるインデックスＫに従って、入力される複素信号ウォルシュ ・シンボル各々の復調を行い、復調された複素信号を、利得および位相予測ユニ ット４８に与える。このユニット４８は、ライン５０上に、振幅Ａの複素出力信 号Ａｅ^-jθを提供する。その振幅は、前のＬ＋１復調ウォルシュ・シンボルの振 幅を予測または平均したものであり、従って、各フィンガに対する受信信号の振 幅を表している。そして、この出力信号は、位相−θを有しており、それは、搬 送波位相推移を逆転したもの、すなわち、複素信号ウォルシュ・チップの位相面 表示における実軸から、入力されるウォルシュ・チップの位相をθ回転したもの である。平均の算出によって、部分的にノイズの影響が低減され、それに従って 、Ｌの値が選択される。 乗算ユニット５２において、入力される各複素信号ウォルシュ・チップは、ラ イン５０上の複素信号Ａｅ^-jθと乗算される。この乗算によって、各ウォルシュ ・チップの位相回転θが、実軸から−θだけ、位相が反転する。これによって、 各ウォルシュ・チップは、実軸と同相な位置にくる。同時に、この乗算により、 フィンガに対する平均信号振幅に従って、各ウォルシュ・チップの振幅に重み付 けがなされる。ユニット１０において、同様の工程が、全フィンガに対して行わ れるため、結果として、異なるユニット１０内の乗算ユニット５２の出力端にお ける複素信号は、全て、実質的に同相な位置となり、また、各フィンガの平均信 号振幅に従って、振幅の重み付けが行われる。よって、これらの信号を加算する ことで合成ができ、実質的に、異なるフィンガからのウォルシュ・チップをコヒ ーレントに合成したものと等価な結果が得られる。 乗算ユニット５２の出力は、ノイズや干渉成分だけでなく、実軸と実質的に位 置が合う所望の信号を含む複素信号であるため、実関数ユニット５４は、この複 素信号の実部のみを、ユニット１０の出力端に渡すようになっている。これによ って、大部分がノイズと干渉である複素信号の虚数成分を抑圧することで、信号 対雑音比を増大できる。そして、実関数ユニット５４の出力は、ユニット１０の 出力を構成し、上述したように、加算ユニット３０に供給される実信号となる。 加算ユニット３０では、その信号が、これら実信号の単純加算によって、他のフ ィンガからの重み付けされたウォルシュ・チップ信号と合成される。 乗算ユニット５２において、信号の位相合わせと振幅の重み付けが行われるた め、加算ユニット３０の出力は、実軸と位相の合った、ウォルシュ・チップにつ いての最適なダイバーシティ合成シーケンスによって構成される。上述したよう に、このシーケンスからなるウォルシュ・シンボルは、全てのウォルシュ関数に 従い、変換ユニット３２によって変調され、また、ユニット３４により決定され た最大値によって、インデックスＫが決定される。 この構成の利点は、畳み込み符号化利得が比較的低いときに、送信を行ってい る移動局が停止したり、あるいは、ゆっくりと移動している状況に対して、特に 良好な利得を与えることである。逆に、畳み込み符号化利得が高くて、移動局の 動きが速い場合には、振幅および位相予測の精度が低いことが起因して、この構 成の利得が小さくなる。よって、この構成と畳み込み符号化とが相俟って、相補 的、かつ特に利点の多い合成が提供される。 図２のダイバーシティ合成に係る構成の機能は、１つ以上のディジタル信号プ ロセッサ集積回路において、おそらくは通信システムの他の機能とともに、全て 都合よく実行できる。 ユニット４８と関連させて上述したものとは異なる形態の利得および位相予測 を使用できることが分かる。例えば、上述した単純な平均算出の代わりに、この 構成では、再帰的な平均算出、カルマン・フィルタによる処理、すなわち、他の 便利な平均算出、あるいはフィルタ処理を使用して、所望の振幅および位相予測 を得ることができる、ということが分かる。さらに、上述したユニット４８は、 単一の工程で、振幅および位相についての予測を与えるが、これらの予測は、個 別に与えることも可能である。例えば、振幅は、ユニット４４，４６の出力端、 あるいはユニット４０，４２の出力端における復調信号について、その振幅を２ 乗したものを加算することによって予測でき、位相については、この予測した振 幅、およびユニット４６の出力端における振幅より別々に予測可能である。 さらに、上述したように、各フィンガのウォルシュ・チップは、乗算ユニット ５２において、この予測した振幅と乗算することにより、予測した振幅に依存し た形で、直接、重み付けがなされる。しかし、その代わりに、重み付けについて の、その他の所望の形態、例えば、予測した振幅を２乗するような非線形関数に 依存した重み付けを使用したり、あるいは、重み付けを全く行わない（これは、 好ましくないが）こともできる。さらに、上述したように、乗算ユニット５２で 合成される、位相の反転と重み付けの機能は、必要に応じて、互に個別に実行す ることができる。また、上述したように、これらの信号の実部のみを使用する代 わりに、実関数ユニット５４を削除したり、複素信号のウォルシュ・チップを合 成し、復調することもできる、ということが分かる。しかし、これもまた、上述 したような、この構成のノイズ・キャンセルの利点や、相対的な単純さがあるた め、好ましいものではない。 また、上述したように、変換ユニット３２による、ダイバーシティ合成したウ ォルシュ・シンボルの変調と同期して、変換ユニット４０，４２によって、全て の直交ウォルシュ関数に従って、各ウォルシュ・シンボルのウォルシュ・チップ が復調され、続いて、選択ユニット４４，４６によって、各シンボルに対して決 定されたインデックスＫに従った選択が行われるが、これに限るというわけでも ないことが分かる。その代わり、例えば、１ウォルシュ・シンボル時間の遅延Ｔ ｗを、入力されるウォルシュ・チップと変換ユニット４０，４２との間に配し、 これらのユニットがインデックスＫに応じて（個々の選択ユニット４４，４６は 不要である）、このインデックスＫで決定される、選択されたウォルシュ関数の みに従って、このウォルシュ・シンボルを復調するようにしてもよい。この代替 的な方法は、各ユニット１０に要求される演算を削減するが、利得および位相の 予測に遅延Ｔｗが生じてしまう。しかし、この利得および位相が、比較的ゆっく り変化するならば、この遅延は重大なものにはならない。 さらに、上記の説明は、特にＩＳ−９５システムに関連しているが、本発明は また、ダイバーシティ・パス信号が合成される直交変調を用いた、他の通信シス テムにも適用できる、ということが分かる。ここでは、入力信号の位相を予測し たものに依存して、位相の反転を行うことによって、各ダイバーシティ・パス信 号の位相を合わせている。また、この入力信号の振幅を予測したものに依存して 、重み付けを行うことも望ましいが、これは任意的なものである。 ダイバーシティ合成が必ずしも必要ではない通信システム、例えば、上述した 実関数ユニット５４の使用によってノイズを低減するため、復調に先だって、単 に、入力する直交変調信号の位相を整えることが望まれる通信システムにも、本 発明が適用可能であることが分かる。この構成では、１つの信号に対して１つの ユニット１０だけが必要となり、上述した重み付けと加算ユニット３０とが不要 になる。そこで、この構成は、必要ならば、ユニット３２，３６を省き、その代 わり、最大ユニット３４の入力へユニット４０の出力から供給が行われるように し、さらに、ユニット４０，４２へは、入力信号ではなく位相反転ユニット（乗 算ユニット５２）の出力が供給されるようにして、構成を再帰的なものにするこ とで、単純化できる。このような構成を、図３に、通常のブロック図の形で示す 。 図３では、単純化のために、単一の直線が複素信号の伝搬を示しており、入力 する直交変調シンボルは、位相反転器６０を介して、復調器６２へ供給される。 この復調器は、それぞれの直交変調関数に従って各シンボルを復調し、複数の復 調出力を生成する。その復調出力の内、最適なもの（例えば、最大値）は、ユニ ット６４によって決定される。そして、このユニットは、選択器６６を制御して 、この最適な復調信号を出力として選択する。この出力信号の位相回転は、位相 予測器６８によって決定され、その出力を使用して、位相反転器６０を制御し、 逆の位相反転を発生させる。 このように、本発明について特定の実施の形態を詳細に説明したが、これら、 および数多くの他の改良、変形、および改作が、請求項の範囲内で可能であるこ とが分かる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 直交変調を使用して、通信システム内で変調信号を処理する方法において 、 複数の直交変調関数それぞれに従って前記変調信号を復調して、複数の復調信 号を生成する工程と、 前記復調信号の最適な信号を選択する工程と、 前記選択された復調信号の位相回転を予測する工程と、 前記予測された位相回転に依存して、前記変調信号の位相を反転する工程とを 備えることを特徴とする方法。 ２． 前記変調信号の位相を反転する工程は、前記変調信号を復調する工程に先 立って、この変調信号に対して行われることを特徴とする請求項１記載の方法。 ３． 前記変調信号はウォルシュ・シンボルからなり、前記復調を行う工程は、 アダマール変換を行う工程からなることを特徴とする請求項１または２記載の方 法。 ４． シンボルからなるダイバーシティ・パス信号を合成する方法であって、各 シンボルは、複数の直交関数の１つに従って変調される、当該方法において、 各ダイバーシティ・パスの変調信号に対して、前記直交関数の選択された１つ に従って復調された前記変調信号に応じて復調信号を生成し、この復調信号より 前記変調信号の位相回転を予測し、そして、その予測された位相回転に依存して 前記変調信号の位相を反転する工程と、 前記ダイバーシティ・パスの位相反転変調信号を合成して、ダイバーシティ合 成された変調信号を生成する工程と、 前記直交関数それぞれに従って、前記ダイバーシティ合成された変調信号を復 調して、複数のダイバーシティ合成された復調信号を生成する工程と、 前記ダイバーシティ合成された復調信号の最大信号を決定し、それによって、 前記直交関数の前記選択された１つを決定する工程とを備えることを特徴とする 方法。 ５． さらに、前記ダイバーシティ・パス変調信号各々に対して、前記変調信号 の振幅を予測し、この予測した振幅に依存して、前記合成する工程に先立って、 前記ダイバーシティ・パス変調信号に重み付けする工程を備えることを特徴とす る請求項４記載の方法。 ６． 前記位相を反転する工程と前記変調信号の振幅に重み付けする工程は、各 ダイバーシティ・パス変調信号に対して、前記変調信号に、前記復調信号より予 測したものの複素共役を乗算する工程を備えることを特徴とする請求項５記載の 方法。 ７． 前記合成を行う工程は、位相が反転された変調信号を表わす複素信号の実 部のみを加算する工程を備えることを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記 載の方法。 ８． 前記復調信号を生成する工程は、各ダイバーシティ・パスの変調信号に対 して、前記直交関数各々に従って前記変調信号を復調して、複数の復調信号を生 成する工程と、前記複数の復調信号の１つを前記復調信号として選択する工程と を備えることを特徴とする請求項４乃至７のいずれかに記載の方法。 ９． 前記位相回転の予測を行う工程は、各ダイバーシティ・パスの変調信号に 対して、複数のシンボルに対する前記復調信号の平均を算出する工程を備えるこ とを特徴とする請求項４乃至８のいずれかに記載の方法。 １０． 前記変調信号はウォルシュ・シンボルからなり、前記復調を行う工程は 、アダマール変換を行う工程からなることを特徴とする請求項４乃至９のいずれ かに記載の方法。 １１． 直交変調を使用して、通信システム内で変調信号を処理する装置におい て、 前記変調信号と、この変調信号の位相予測とに応じて、この位相予測に依存し て前記変調信号の位相を反転し、位相の反転した変調信号を生成する位相反転器 と、 複数の直交変調関数各々に従って前記位相の反転した変調信号を復調し、複数 の復調信号を生成するよう構成された復調器と、 前記復調信号の最適な信号を選択するよう構成された選択器と、 前記選択された復調信号に応じて前記位相予測を生成する位相予測器とを備え ることを特徴とする装置。 １２． 前記位相反転器は、複素信号乗算器を備えることを特徴とする請求項１ １記載の装置。 １３． 前記位相予測器は、平均算出器を備えることを特徴とする請求項１１ま たは１２記載の装置。 １４． 各々が複数の直交関数の１つに従って変調されたシンボルからなる複数 のダイバーシティ・パス信号各々に対して、前記直交関数の選択された１つに従 って各変調信号シンボルを復調して復調信号を生成するよう構成された復調器と 、この復調信号より前記ダイバーシティ・パスの変調信号の位相回転を予測する ように構成された位相予測器と、前記予測された位相回転に依存して前記ダイバ ーシティ・パスの変調信号の位相を反転し、位相反転変調信号を生成するよう構 成された位相反転器と、 前記ダイバーシティ・パスの位相反転変調信号を合成するよう構成された信号 コンバイナと、 前記複数の直交関数に従って、前記信号コンバイナにより生成された合成信号 を復調して、複数のダイバーシティ合成された復調信号を生成するよう構成され る復調器と、 各シンボルに対して、ダイバーシティ合成された復調信号の最適な信号を決定 し、それによって、前記シンボルに対して、前記直交関数の選択された１つを決 定する手段とを備えることを特徴とするダイバーシティ・パス信号コンバイナ。 １５． 前記ダイバーシティ・パス信号各々に対して、個々のダイバーシティ・ パス信号の振幅の予測に依存して位相反転変調信号に重み付けする手段を含むこ とを特徴とする請求項１４記載のダイバーシティ・パス信号コンバイナ。 １６． 前記位相反転器と前記重み付けする手段は、前記ダイバーシティ・パス 信号に対する複素信号乗算器によって構成されることを特徴とする請求項１５記 載のダイバーシティ・パス信号コンバイナ。 １７． 信号コンバイナは、前記位相反転変調信号を表わす複素信号の実部のみ を加算するよう構成された加算ユニットを備えることを特徴とする請求項１４乃 至１６のいずれかに記載のダイバーシティ・パス信号コンバイナ。