JPH11509697A

JPH11509697A - 広帯域通信ネットワークを通じて送信される電話信号を電話網インターフェースに結合するためのシステム

Info

Publication number: JPH11509697A
Application number: JP9505278A
Authority: JP
Inventors: ボラズジャニ，ラミン
Original assignee: Scientific Atlanta LLC
Current assignee: Scientific Atlanta LLC
Priority date: 1995-06-30
Filing date: 1996-06-28
Publication date: 1999-08-24
Also published as: EP0835563A2; WO1997002671A3; AU6407196A; WO1997002671A2; US5719867A; KR19990028525A

Abstract

(57)【要約】電話網またはその他のデジタル・ネットワークをＣＡＴＶネットワークのような広帯域ネットワークに結合する通信システム。本システムは、広帯域ネットワークの順方向帯域において多重化された電話信号を送信し、個々の信号は、アドレス指定された加入者に向けて送られる。加入者から戻って来る電話信号は、周波数分割多重化（ＦＤＭ）によって広帯域ネットワークの逆方向帯域上で変調する。変調された電話信号は、広帯域ネットワークに結合されている電話網ネットワークにおいて受信される。選択された複数の変調された電話信号の周波数をベースバンドにシフトする。ベースバンドにシフトされた電話信号をサンプリングし、複数の時分割多元接続電話信号サンプルを発生する。チャネライザを用いて、複数の時分割多元接続電話信号サンプルを、直列データ・サンプルにチャネル化する。単一のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いて直列データ・ストリームを処理し、複数の復調さ電話信号を導出する。復調された電話信号を電話網に結合する。

Description

【発明の詳細な説明】広帯域通信ネットワークを通じて送信される電話信号を電話網インターフェースに結合するためのシステム発明の分野本発明は、一般的に、ＣＡＴＶネットワークおよび同等のネットワーク上における電話信号およびその他のまたは同様の信号の通信に関し、更に特定すれば、ＣＡＴＶネットワークの逆方向経路に送信される電話信号の処理に関するものである。関連出願に対する引用本願は、１９９３年９月１７日に出願された"Broadband Communications Syst ems"と題し現在米国特許第号である米国特許出願連番第０８／１２３，３６３号の一部継続出願である、１９９４年３月３０日に出願された"Fre quency Agile Broadband Communications System"と題し現在米国特許第号である米国特許出願連番第０８／２１９，８４８号に関連するものであり、これらの開示は、この言及により本願にも含まれ、その一部をなすものとする。発明の背景本発明およびその解決すべき課題を紹介するためには、従来のＣＡＴＶ広帯域通信システムの概要を説明し、電話信号を広帯域環境に導入しようとした際に遭遇した問題に対する従来の手法のいくつかを調べてみることが有用である。従来のケーブル・テレビジョン・システム（ＣＡＴＶ）ケーブル・テレビジョン・システムは、共同体アンテナ・テレビジョン（ＣＡＴＶ:community-antenna television）システムとも呼ばれ、テレビジョン、オーディオ、およびデータ信号を加入者の家庭や仕事場に分配する、同軸ケーブルおよび光ファイバの広帯域通信ネットワークである。典型的なＣＡＴＶシステムでは、ケーブル・ネットワークを供給するために都合よく配置された単一のアンテナ・アレイが、各加入者が個々に使用可能なテレビジョン信号を供給する。ＣＡＴＶネットワークは現在米国における人口の約９０％を超え、全家庭の６０ないし６５％が実際に接続されていると推定される。典型的なＣＡＴＶシステムは、４つの主要要素、即ち、ヘッドエンド、トランク・システム、分配システム、および加入者引き込み口から成る。「ヘッドエンド」とは、信号受信および処理センタであり、信号の収集、組織化、および分配を行う。ヘッドエンドは、衛星から配信されるビデオおよびオーディオ・番組、放映されるＴＶ局放送信号、ならびに地上マイクロ波およびその他の通信システムによって配信されるネットワーク・フィード(network feed)を受信する。加えて、ヘッドエンドは、コマーシャルやスタジオ内で作成される生放送番組のような局所的な放送を、加入者に送信する信号のパッケージに注入することも可能である。ヘッドエンドは信号処理機器を内蔵し、これが信号の出力レベルを制御し、信号対ノイズ比を調整し、望ましくない帯域外信号を抑制する。典型的な信号処理機器には、ヘテロダイン・プロセッサ(heterodyne processor)または復調器−変調器対が含まれる。そして、ヘッドエンドは受信信号を別個の無線周波数（ＲＦ）キャリアに変調し、それらを結合してケーブル・システム上に送信する。「トランク・システム」とは、ヘッドエンドから共同体内における多数の分配点に信号を搬送する、ＣＡＴＶネットワークの主動脈である。最新のトランク・システムは、典型的に、同軸ケーブルおよび光ファイバと、ラインに沿って周期的な間隔で配置され信号の減衰を補償する多数のトランク増幅器との組み合わせから成る。このような光ファイバおよび同軸ケーブルを利用した最新のトランク・システムは「ファイバ／コアックス(fiber/coax)」システムとも呼ばれる。「分配システム」は、光ファイバおよび同軸ケーブルの組み合わせを利用し、トランク・システムから個々の隣接領域に信号を配信し、加入者に分配する。ケーブル・ネットワークに沿った信号送信において固有の様々な損失やひずみを補償するために、回線拡張増幅器(line extender amplifier)が、ケーブルの長さに沿って所定の間隔で配置されている。各増幅器には、それに先立つケーブルの部分の減衰損失を克服するのに丁度十分な利得が与えられる。分配ネットワークのことを、「フィーダ(feeder)」とも呼んでいる。光ファイバ通信は、従来のネットワークよりも搬送信号の増加が可能であるので、ＣＡＴＶおよび通信産業においては、光ファイバをできるだけ強く共同体に浸透させたいという強い要望がある。技術的および経済的な限界のために、ファイバを加入者の家庭に供給することは、まだ実現可能であるという証明はなされていない。今日の光ファイバおよび同軸ケーブルを含む「ファイバ中心」ＣＡＴＶ分配システム(fiber deep CATV distribution system)のことを、多くの場合" Fiber-To-the-Serving-Area"あるいは「ＦＴＳＡ」システムと呼んでいる。「加入者引き込み口」は、加入者のテレビジョン・セットまたは加入者の端末に個々の７５Ω同軸ケーブル・ラインを供給する、分配系統におけるタップであり、多くの場合「加入者構内機器(subscriber premises equipment)」または「顧客構内機器(customer premises equipment)」（「ＣＰＥ」）と呼ばれている。タップは加入者の構内の直前に位置する最終的なサービス・ポイントであるので、チャネル許可回路は多くの場合タップ内に配されており、スクランブリングされた番組または有料番組(premium programming)へのアクセスを制御するようにされている。ケーブル分配システムは、元々「下流」方向（即ち、中央ヘッドエンド位置から多数の加入者位置に向かう方向。「順方向」経路とも呼ぶ）にのみテレビジョン信号およびラジオ信号を分配するように設計されたものである。したがって、増幅器や補償ネットワークを含む多くの旧式のケーブル・システムの構成機器は、典型的に、順方向にのみ信号を配信するような構成となっている。下流方向の送信については、典型的なＣＡＴＶシステムは、各々６ＭＨｚ帯域幅の一連のビデオ・チャネルを設け、周波数スペクトルの５０ＭＨｚないし５５０ＭＨｚの領域において、順方向帯域と周波数分割多重化を行っている。ファイバがサービス区域内のファイバ／コアックスおよびＦＴＳＡ構成内に増々深く浸透するに連れて、同軸部分の帯域幅を１ＧＨｚ以上に拡張することが予測されている。視聴支払いサービス(pay-per-view service)およびその他の双方向処理テレビジョンの応用の出現により、加入者位置からヘッドエンドに返送するための信号送信も提供する、双方向即ち「二方向」ケーブル・システムの開発に拍車をかけることになった。これは、多くの場合、「上流」方向または「逆方向」経路と呼ばれている。この技術によって、ケーブル・オペレータは、インパルス視聴支払い（ＩＰＰＶ：inpulse-pay-per-view）のような、多くの新しい双方向加入者サービスをネットワーク上で提供することが可能となった。多くのＣＡＴＶシステムでは、５ＭＨｚないし３０ＭＨｚの信号の帯域は、逆方向経路信号のために用いられている。しかしながら、典型的なＣＡＴＶシステムの接続形態(topology)は、ヘッドエンドが基盤にあり加入者に向かって外側に分岐している、「樹および枝」状を呈しており、ヘッドエンドに戻る上流方向における信号の送信には、技術的な困難が発生する。従来の樹および枝型ケーブル・ネットワークでは、１組の共通な下流信号を、ネットワーク内の各加入者の家庭に分配している。単一の加入者からヘッドエンドに流れる上流方向信号は、近隣にサービスを提供する分配ケーブルのセグメント上の他の上流方向加入者を全て通過する。標準的な樹および枝という接続形態は、双方向通信サービスに必要とされる、各加入者位置からヘッドエンドに信号を返送するには適していることは立証されていない。樹および枝ケーブル分配システムは、信号を下流方向のみに分配すべきときには、ケーブルおよび分配に関して最も効率的である。ケーブル分配システムは、通常、非常にノイズが多い環境であり、特に逆方向経路において著しい。干渉信号は、上空を通過する飛行機や、ＣＡＴＶネットワークの典型的な逆方向チャネルの帯域幅内の共通周波数である２７ＭＨｚで動作するCitizens Band （ＣＢ）無線機からのもののように、多数の共通な信号源から発生する可能性がある。樹および枝構成の逆方向は、樹をひっくり返したようになるので、ノイズは多数の分配点から単一点、即ち、ヘッドエンドに伝搬される。したがって、個々のノイズの影響(contribution)全てが集合的に共に加算し合い、非常に雑音が多い環境を生み出すと共に、ヘッドエンドにおいて通信の問題を発生する。今日のＦＴＳＡシステムは、ケーブル・ネットワークの加入者ベース(subscri ber base)を、約４００ないし２５００個の加入者から成る管理可能なサービス区域に分割することによって、逆方向における信号通信に便宜を図っている。これによって、小さな加入者群に、限られた逆方向帯域周波数範囲の再利用が可能となる。ヘッドエンドは、星型形状の中心にあるハブの役割を担い、ファイバ・ノードで終端する光通信経路によって、各サービス区域がこのハブに結合される。ファイバ・ノードは、各サービス区域におけるフィーダおよび引き込み口の同軸ケーブル分配サブ・ネットワークを通じて、サービス区域の加入者に接続される。ＦＴＳＡ構成では、順方向における信号のいくつか（例えば、テレビジョン番組信号）は、各サービス区域に対して同一であるので、同一の加入者サービスが全ての加入者に提供される。逆方向では、ＦＴＳＡ構成は、特定のサービス区域に制限された独立の周波数スペクトルを提供する。したがって、ＦＴＳＡアーキテクチャは、周波数スペクトルの逆方向部分の帯域幅にサービス区域数を乗算するという利点を提供する。電話サービスに対する要望国を越えて増々広がりつつあるＣＡＴＶシステムにおける光ファイバ技術の展開により、ケーブル・オペレータは、ネーブル・ネットワーク上に、全ての範囲に及ぶ新しい双方向サービスを提供することを目指すようになった。最も関心の深い分野は電話サービスである。近年における技術発展、および規制緩和のために、以前は別個であったケーブル・テレビジョン・ネットワークおよび電話網間の回線は、全く境界がなくなってしまった。現在では、既存のケーブル分配ネットワーク上で効率的に電話サービスを提供可能な広帯域通信システムに対して、大きな需要がある。更に、テレビジョン、双方向計算処理、買い物、娯楽、テレビ会議等のような、新しいサービスを電話加入者に提供するために帯域を拡張するというアイディアに、電話システム運営会社は非常に深い関心を示している。今日の「銅」を基本とした電話サービス（電話回線には銅線が使用されているのでこのような言い方をする）は、帯域幅が約３ｋＨｚと非常に限られており、電話網のインフラストラクチャに根本的な変革を行わずに、このような広範なサービスを電話会社が提供することは不可能である。しかしながら、既存の通信システムは、ケーブル・ネットワーク上で電話信号を送信するのに適していることは立証されていない。電話信号を送信するためのシステムは、単一点間（即ち、単一の加入者から単一の加入者）の分配を可能とするように構成しなければならない。しかしながら、電話会社がそれら自体の確固とした国内双方向ネットワークを有しているのとは異なり、ケーブル業界は、数千もの個々のシステムに断片化されており、通常、これらが互いに通信を行うことは不可能である。逆に、ケーブル・ネットワークは、単一点から多点（即ち、単一のヘッドエンドから下流側にある多数の加入者位置）への信号送信には理想的な構成である。更に、ＣＡＴＶシステムは、二地点間通信を提供するための交換機能を有していない。したがって、電話信号の送信のための通信システムは、電話運営会社が運営する公衆電話交換網（「ＰＳＴＮ」）と互換性がなければならない。電話信号の搬送に用いられるようにするには、ＣＡＴＶネットワークは、電話信号を搬送することが商業的に採算が合う点において、電話網に対し境界なく接続(inter face)可能でなければならない。また、広範囲におよぶ変調やプロトコルの変更を伴うことなく、相互接続されている電話システムの他の部分に渡すことができる信号を提供することにより、国際電話システムの一部となることができるようにしなければならない。広帯域ネットワーク上における電話本発明の譲受人が所有する先に引用した関連米国特許には、双方向広帯域通信システムを提供するために行われた１つの取り組み(approach)が示されている。これらの特許は、中央ヘッドエンドと複数の加入者ノードとの間で情報を通信するために、異なる２種類の変調方式を利用した広帯域通信システムについて記載するものである。ヘッドエンドからの下流方向通信では、ＱＰＲ変調を利用し、複数の３ＭＨｚ帯域幅のチャネルにおいて電話信号を送信する。各３ＭＨｚ帯域は、９６個のＤＳ０電話チャネルと等価なものを搬送する。上流方向通信では、一つのシステムは周波数応動直角位相シフト・キー（ＱＰＳＫ）変調方式(frequ ency-agile quadrature phase shift keyed modulation scheme)を用い、５ないし４０ＭＨｚの逆方向帯域内の４８０個の別個の４９．５ｋＨｚ帯域の１つにおいて、各加入者の出立ＤＳ０電話チャネルを送信する。広帯域ネットワーク上を搬送される電話信号は、ヘッドエンド・ユニット（ＨＩＵ）または別個のネットワーク・インターフェース接続点のような種々の地点において、電話網に結合される。限定された数の電話信号を広帯域領域において搬送する分散型アーキテクチャで重要なのは、電話網インターフェースが安価であり、小型軽量であり、しかも構造的に簡単であることである。しかしながら、各ネットワーク・インターフェースは、ＤＳ１またはＴ１、ＳＯＮＥＴ、または同様の多数の電話チャネル・フォーマットのような、慣習的に受け入れられているフォーマットで、電話網への接続を提供するような構造とせねばならない。上流方向電話チャネルの効率的な信号処理に対する必要性は、上流方向チャネルでは最も重要である。何故なら、加入者が発する所与の音声チャネルは、通信環境が多ノイズとなったときに用いる周波数再割り当て方式を処理する結果として、５ないし３０ＭＨｚスペクトル内のあらゆる位置に、異なる周波数で異なる時点に現れる可能性があるからである。デジタル領域における信号処理は、実施やハードウエアの観点からは好ましいが、今日の技術では、キャリア周波数でＱＰＳＫ信号をデジタル的に扱うことは、コスト効率的ではない。一方、電話チャネルを（ＱＰＳＫに対して約５０ｋＨｚのような）比較的低い周波数帯域に変換することができれば、複数のＤＳ０を単一のデジタル信号プロセッサによって処理することができる。したがって、既存の公衆電話交換網と互換性があり、ノイズやその他の干渉の問題に対して、特に逆方向経路において、敏感でない広帯域通信システムが必要とされている。また、帯域幅効率が高く、現在のシステムよりも高いスペクトル効率が得られ、ＣＡＴＶシステム・オペレータ、電話会社運営会社、およびその他のものが提供する電話および拡張サービスを、より多くの加入者に各広帯域ネットワークによって提供することができる広帯域通信システムも必要とされている。更に、効率的かつコスト効率高く上流方向通信経路において複数の電話チャネルの処理を可能にする電話網／広帯域通信ネットワーク・インターフェースも必要とされている。更に、典型的に約７ｋＨｚに限定されている帯域幅の複数の電話チャネル上において、デジタル信号プロセッサの処理能力(processing power)を発揮させ、密度、コスト、および空間の節約を可能にする、デジタル信号処理方式も必要とされている。また、所定のそして周波数応動処理のために可変な周波数割り当てに応じて割り当てられた複数の電話チャネルの効率的な探索(retrieval)を可能とし、複数の電話チャネルを効率的に収集し、電話網上での通信のための所定の電話信号フォーマットに多重化する、広帯域通信システム対電話システム・ネットワーク・インターフェースも必要とされている。本発明がこれらの目的を達成し、先に述べた要望を実現することは、以下の詳細な説明および添付図面から認められよう。発明の概要本発明は、双方向電話通信を含む広帯域通信を、ケーブル分配ネットワーク上に提供するための方法および装置を含む。即ち、本発明は、今日の公衆電話交換網と互換性があり、現在の宅内配線および機器に影響を与えることなく、ビデオ、データ、防犯監視、およびその他のサービスも配信可能な、統合ＣＡＴＶ／電話システムを提供する。端的に述べると、本発明は、加入者から送信される電話信号を広帯域通信ネットワークを通じて電話網インターフェースに結合するシステムを提供する。複数の周波数変換回路を備えるアナログ・フロント・エンドを設け、所定数ｎのＤＳＯチャネルから成る所与の帯域の中心周波数を、ＤＣにダウンコンバートする。チャネライザ(channelizer)を設け、所与の帯域の所定数ｎのＤＳ０チャネルの複合体を取り込み、ｎ個のベースバンドＤＳ０チャネルを生成する。チャネライザは、ベースバンドで変調された電話信号に対応する時分割多元接続（ＴＤＭＡ）サンプル信号に対応する直列データを与える。単一のデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）で構成したベースバンド復調器を設け、ＴＤＭＡサンプル信号を復調し、復調された電話信号を得る。復調された電話信号はヘッドエンド、または別個の電話網インターフェースのような電話網の出力インターフェースに結合される。更に特定して説明すると、本発明は、複数の（開示する実施の形態では６個）ベースバンドＤＳ０チャネルを単一のＤＳＰによって処理することができる、改良されたマルチＤＳ０チャネル・ベースバンド処理復調器を提供する。ＤＳＰを含むシステムは、ベースバンドでＱＰＳＫ変調された複数のＤＳ０電話チャネルを表す複数のデジタル信号サンプルから成る、直列データ・ストリームを受信する入力ポートを含む。ＤＳＰ内で実行される処理段階には、独立したＤＳ０電話チャネルの各々に対して、デジタル信号サンプルの利得を調節する自動利得制御（ＡＧＣ）段が含まれる。また、ＤＳＰは、デジタル信号サンプルからＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話チャネルの各々に対してタイミング情報を抽出し、サンプリングが最適なシンボル時点で行われるように、復号段におけるデジタル信号サンプルのサンプリングを遅延させる、シンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）段も実行する。更に、ＤＳＰは、ＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話信号の各々に対して、復調器をキャリアの周波数にロックする、キャリア位相再生段も実行する。最後に、ＤＳＰは、デジタル信号サンプルをサンプリングし、復調されたＤＳ０電話チャネルの各々に対応するデジタル信号出力を供給する、シンボル復号およびフォーマット化段も実行する。開示される実施の形態では、ケーブル・ネットワークの順方向帯域においては、電話信号は電話網からＣＡＴＶ加入者に伝達され、ケーブル・ネットワークの逆方向帯域においては、電話信号はＣＡＴＶ加入者から電話網に伝達される。更に、電話網への加入者電話信号は、デジタル化され、ＣＡＴＶシステムの逆方向帯域において個別にキャリア上で変調される。代表例として、加入者のＤＳ０電話回線は、約５０ｋＨｚの帯域信号（例えば、４９．５ｋＨｚ）にＱＰＳＫ変調され、ＣＡＴＶネットワークの逆方向帯域上で周波数分割多重化される。個々の電話信号は、標準的な時分割多重化（ＴＤＭ）電話信号に多重化され、この電話信号は、SONETポートや、ＤＳ１，ＤＳ２，またはＤＳ３フォーマット信号のような、電話網の他の標準的な電話接続部に直接結合されるようになされている。本発明の目的は、単一のプログラム可能なデジタル信号プロセッサにおいて複数のＤＳ０電話チャネルのベースバンド処理を扱い、密度、コスト、および空間の改善を図った、柔軟性のあるデジタル設計を提供することである。複数の逆方向チャネル電話信号をベースバンドに変換することにより、単一のデジタル信号プロセッサは相当な数、好適な実施の形態では６個のＤＳ０電話チャネルを処理することができるという利点がある。これによって、多数の電話信号を電話網と広帯域ネットワークとの間で結合する大規模システムにおいて使用可能な、低コストで小型軽量の復調器が提供される。更に、ＱＰＳＫ復調に必要とされる数学的な定数（サインおよびコサイン値）を全てＤＳＰのメモリ内に格納することができ、多数のＤＳ０チャネルを同時に処理可能な非常にメモリ使用効率が高い復調器が提供される。また、アナログ領域ではなく、またはオーバーサンプリング手法を用いて、ＡＧＣ、ＳＴＲ、ＣＰＲ、およびシンボル復号機能をシンボル・レートでデジタル的に処理することで、小型軽量で効率的なマルチチャネル復調器が得られる。約５０ｋＨｚという小さな増分値のＣＡＴＶネットワークの逆方向帯域を用いることにより、逆方向信号帯域の柔軟性を損なうことはない。システム・オペレータは、その上なお、双方向ＴＶサービス、ＩＰＰＶサービス、およびその他の逆方向経路信号を提供しつつ、電話サービスも提供することができる。本発明のこれらおよびその他の目的、特徴ならびに利点は、以下の詳細な説明を添付図面および請求の範囲と関連付けながら読めば、更によく理解されると共に、一層確実に認めることができよう。図面の簡単な説明図１は、本発明を用いる広帯域電話システムのシステム・ブロック図である。図２は、電話網に接続された場合の、図１に示す広帯域通信システムの一実施の形態のシステム・ブロック図である。図３Ａは、典型的な分割ＣＡＴＶシステムの周波数割り当てであり、それらの順方向および逆方向信号帯域の図式表現である。図３Ｂは、図２に示した広帯域通信システムの周波数割り当ての図式表現である。図３Ｃは、広帯域通信システムの代替実施の形態の周波数割り当ての図式表現である。図３Ｄは、本発明による処理のためにＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話チャネルのベースバンドＤＳ０チャネルへの変換の図式周波数領域表現である。図４は、図２に示したシステムの電話網−ＣＡＴＶネットワーク間入力インターフェースの詳細ブロック図である。図５は、図２に示したシステムの電話網−ＣＡＴＶネットワーク間出力インターフェースの詳細ブロック図である。図６は、ＣＡＴＶネットワークを通じて電話網から電話信号を受信し、ＣＡＴＶネットワークを通じて電話網に電話信号を送信する電話端末の詳細ブロック図である。図７は、本発明の好適な実施の形態にしたがって構成されたヘッドエンド・インターフェース・ユニット（ＨＩＵ）のブロック図である。図８は、図７に示したＨＩＵに用いられるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を含む、逆方向復調回路のブロック構成図である。図９は、図８の逆方向復調回路において、ＤＳＰが実行する主なベースバンド処理方法を示すブロック機能図である。図１０は、ＤＳＰが図９に示したベースバンド処理方法を実行するためのプログラムに含まれるステップを示すフロー・チャートである。図１１は、好適なベースバンド処理方法において用いられる入力乗算機能を示す。図１２は、好適なベースバンド処理方法において用いられる振幅検出およびフィルタ処理機能を示す。図１３は、好適なベースバンド処理方法において用いられる可変群遅延（ＶＧＤ）フィルタ機能を示す。図１４は、好適なベースバンド処理方法において用いられる遅延挿入、ＶＧＤフィルタ、およびダウンサンプリング機能を示す。図１５は、好適なベースバンド処理方法において用いられるシンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）機能を示す。図１６は、好適なベースバンド処理方法において用いられるベースバンド位相回転器（ＢＰＲ）機能を示す。図１７は、好適なベースバンド処理方法において用いられる位相ロック・ループおよびキャリア位相ロック（ＣＰＲ）検出機能を示す。図１８は、好適なデジタル信号プロセッサをプログラムするためのタイミング処理の図である。好適な実施の形態の詳細な説明これより図１を参照すると、本発明を用いる広帯域通信システムが示されている。このシステムは、電話信号の通信との関連において説明するが、その他の同様のまたは同等のタイプの信号も使用可能であることは明白であろう。更に、デジタル電話信号について説明するが、本システムはアナログ電話信号またはその他のタイプのデジタル信号も通信可能である。電話網からの電話信号は、ＣＡＴＶネットワーク１２に結合され、ＣＡＴＶネットワークを通じて、アドレス指定された加入者構内装置３０に伝達される。アドレス指定された加入者３０は、ＣＡＴＶネットワーク１２を通じて電話信号を返送し、この信号は次に電話網１０に結合される。本システムは、加入者が電話網１０に発呼し、電話網から呼を受信することができる、電話網１０の拡張部として機能する。このサービスは、従来のビデオ、オーディオ、データ、およびＣＡＴＶネットワーク１２によって各加入者に提供される他のサービスに追加されるものである。「ヘッドエンド」という用語は、１４のような従来の同軸ＣＡＴＶヘッドエンドに限定されるものではなく、１６のような光ファイバ・ノード、または電話中央局(telephony central office)のような、信号源からの多重化された通信信号を受信しこのような信号を広帯域ネットワーク内の加入者に伝達する機能を果たすことができる他の通信ノードも考慮する。以下の検討において理解されようが、ＣＡＴＶヘッドエンド１６はこれらの機能を実行する好適な実施の形態である。広帯域通信システムの好適な実施態様を図１に示す。このシステムは、入力インターフェース３２を通じてＣＡＴＶネットワーク１２に接続する、電話網１０を含む。更に、ＣＡＴＶネットワーク１２は、出力インターフェース３４を通じて電話網１０と接続する。電話信号は、加入者構内装置３０への入力インターフェース３２を通じて、ＣＡＴＶネットワーク１２の加入者に伝達される。ＣＡＴＶネットワーク１２の加入者構内装置３０からの電話信号は、ＣＡＴＶネットワーク１２上および出力インターフェース３４を通じて、電話網１０に伝達される。広帯域通信システムは交換を行わないので、その広帯域通信経路にはＣＡＴＶネットワークの強みを利用し、その接続および交換機能には電話網１０の強みを利用する。ＣＡＴＶネットワーク１２は、サービス区域（ＦＴＳＡ）へのファイバのアーキテクチャを有するものとして図示されている。ヘッドエンド１４がＣＡＴＶプログラムを供給し、分配ネットワークを通じて、複数の加入者構内装置３０に位置するこれら加入者にＣＡＴＶプログラムが分配される。分配ネットワークは、２０で指示されるように、複数の「サービス区域」として機能し、このサービス区域とは、互いに隣接して位置する加入者群のことである。各サービス区域は、５０家庭から２５００家庭の範囲の規模の群から成る。ヘッドエンド１４は、ファイバ・ノード１６で終端する光ファイバ１８を通じて星型形状にとなっている各サービス区域に結合される。ＣＡＴＶ番組および電話信号は、ＲＦ広帯域信号から光変調にヘッドエンドにおいて変換され、光ファイバ１８上を送信され、次いでファイバ・ノード１６においてＲＦ広帯域信号に逆変換される。各ファイバ・ノード１６からそのサービス区域２０全体に放射するのは、フィーダ２２の同軸サブ・ネットワークであり、増幅器２４、および信号のブーストを行う双方向回線延長部(bidirectional line extender)２５を有する。ＲＦ広帯域信号は、最も近いフィーダ２２からタップ２６によって信号の一部を抜き取ることによって、各加入者構内装置３０に分配され、次に、標準的な同軸ケーブル引き込み線２８を通じて、加入者構内装置に接続される。このように、ＣＡＴＶネットワークは、ヘッドエンド１４から各加入者構内装置３０までの広帯域通信経路を提供する。加入者３０の数は、数十万世帯にもなり得る。本発明の好適な実施の形態の１つは、ファイバ・ノード１６に結合されている入力インターフェース３２と、ヘッドエンド１４に結合されている出力インターフェース３４とを示すが、ＲＦ電話信号の挿入および抽出は、この単一のアーキテクチャに限定される必要はないことは明白である。入力インターフェース３２および出力インターフェース３８（破線で示す）双方をファイバ・ケーブル１６に接続することができる。あるいは、入力インターフェース３６（破線で示す）および出力インターフェース３４の双方をヘッドエンド１４に接続することができる。更に、入力インターフェース３６をヘッドエンド１４に結合することができ、一方出力インターフェース３８をファイバ・ノード１６に結合することができる。星型形状に従わないケーブル・アーキテクチャでは、通常、ＲＦ電話信号をヘッドエンドに挿入し、それらをヘッドエンドにおいてシステムから抽出することが最も有利である。入力インターフェース３２および出力インターフェース３４は、電話信号を一方向に挿入し、電話信号を他方向に抽出するための簡単な方法を生成する。電話信号は互換性のあるＲＦ信号に変換され、ネットワーク内の種々の地点における他の番組と全く同様に、ＣＡＴＶネットワーク１２に対する挿入および抽出が可能である。ＣＡＴＶネットワーク１２上におけるＲＦ電話信号の以前のＲＦ信号との互換性によって、他の信号に干渉を与えたり、それらの搬送に特殊な設備を設けることなく、ネットワーク上でそれらの透過性のある送信が可能となる。理論的には、ＣＡＴＶネットワーク１２によって提供される広帯域通信経路は双方向であるので、情報は各方向に通過させることができる。しかしながら、ほとんどのネットワークの慣例、および一点対多点的性質のために、加入者構内装置３０から発し、ヘッドエンド１４に伝達される通信の方が大幅に限定される。通常、逆方向増幅器２５は帯域幅が限定されており、周波数に基づいてＣＡＴＶスペクトルを順方向経路および逆方向経路に分離するダイプレクサ(diplexer)を含む。要約すると、ここに記載するシステムは、大規模な交換機器やこのようなシステムの再設計を伴わずに、デジタル通信、電話、およびＣＡＴＶシステムを利用することによる電話関連サービスを含む広帯域通信を効率的に提供するものである。本広帯域通信システムは、電話を基本とする加入者からの呼または加入者への呼を接続する際に、通常の状況では交換を必要としない。ＣＡＴＶネットワークの広い帯域幅を効率的に使用してその最良の特徴を利用し、電話網によって行われる呼の接続に交換を用いてその最良の特徴を利用することにより、本システムを通じて多数の呼を発することができる。広帯域通信システムには、２タイプの電話の呼(telephony call)があり、１つは着信呼(incoming call)であり、他方は出立呼(outgoing call)である。これらのタイプのの組み合わせによって、他の電話機およびＣＡＴＶネットワーク加入者との間に必要なあらゆる接続を行うことができる。加入者はＣＡＴＶネットワーク内の他の加入者に通話する（または通話を受ける）ことができ、電話網の局部的区域内の局部的な電話機に通話する（または通話を受ける）ことができ、あるいは電話網を呼び出し（または電話網から呼び出され）、長距離および国際電話システムに接続することもできる。着信呼は、電話網が、当該呼がＣＡＴＶネットワークに属する加入者群の１つに宛てられていることを認識することによって、ＣＡＴＶネットワークの特定の加入者に宛てられる。次いで、呼は電話網によって、ＯＣ−１、または当該加入者に割り当てられているタイム・スロット内の、ＣＡＴＶネットワークに結合されている他の標準電話信号に交換される。次に、ＣＡＴＶネットワークのアドレシス指定・制御システムは、多重化情報を復号し、特定の加入者に割り当てられている順方向マルチプレックス(forward multiplex)内の周波数および時間位置にそれを変換する。更に、アドレス指定・制御システムは、加入者の機器に着信呼を加入者に知らせるまたは警告させるために必要な制御を行う。電話網およびＣＡＴＶネットワークは、電話相手の一方による「オン・フック」信号の指示があるまで、またはメッセージ・データ・パターンの終了等のような通信が完了したことを示す他の信号の指示があるまで、接続を維持する。接続を維持するとは、電話網は標準電話信号内に割り当てられているＤＳ０位置に着呼側のデータ・パケットを入力し続け、広帯域通信システムは特定の加入者を対象とする順方向マルチプレックス内の位置および周波数にそれらを変換し続けることを意味する。出立呼については、電話網は、標準電話信号内のＤＳ０の位置から、どのデータ・パケットがＣＡＴＶネットワークの特定の発呼側加入者に属するのかを認識する。これは予め割り当てられている位置であり、ＣＡＴＶシステムは、いかなるキャリア周波数上のデータが復調器に入力されようとも、逆方向マルチプレックス内の当該割り当てられている位置にその信号を変換する。したがって、出立呼では、電話網は標準電話信号を１群の個別ＤＳ０信号とみなし、これらの逆方向マルチプレックスにおける位置によって発呼側加入者を識別する。図２は、電話網に対する拡張部として構成された、広帯域通信システムの好適な実施態様を示す。電話網１０への接続には、クラス５交換機４１を用いる。交換機４１は従来のローカル、トランク、および相互接続信号を処理するのに適した回路を有し、この交換機はこれらの信号によって市内区域、国内、および国際通話グリッド(calling grid)に統合される。交換機４１は、複数の入力のいずれでもいずれの複数の出力にも交換可能な、クロスポイントの交換ネットワークを有する。特に、交換機４１はＤＳ１フォーマットのインターフェースを与える機器を有する。当業者には知られているが、「ＤＳ０」信号とは、音声、データ、オーディオ等に用いることができる、６４ｋｂ／ｓデジタル・チャネルに対応する、標準的な電話フォーマットである。したがって、単一のＤＳ０電話信号は、単一の電話の会話として見ることができる。同様に、「ＤＳ１」信号は、２４個のＤＳ０チャネルを収容する、１．５４４Ｍｂ／ｓデジタル・チャネルに対応する。標準的なデジタル電話フォーマットのビット・レート、およびそれら相互の関係の概要については、次の表１を参照されたい。加えて、交換機４１は、ＤＳ１信号を複数のＤＳ０信号にデマルチプレクスする手段を有し、ＤＳ０信号を送出点へ送ることができる。本システムは、複数のＤＳ１チャネルを入力インターフェース３２で受信し、それらをＣＡＴＶネットワーク１２を通じて加入者構内装置３０に接続する順方向経路を用いる。加入者構内装置３０は、ＣＡＴＶネットワーク１２を通じて電話信号を出力インターフェース３４に送信し、出力インターフェース３４はこれらを同数のＤＳ１信号チャネルに変換し直し、交換機４１に送信する。交換機４１を入力インターフェース３２および出力インターフェース３４に隣接して配置すれば、これらを直接結合することができる。あるいは、最も一般的に行われている場合のように、ヘッドエンドまたはファイバ・ノードがクラス５交換機に隣接して配置されていない場合、光ファイバ・リンクを用いて、交換機４１ならびにインターフェース３２および３４を接続することができる。順方向では、光ファイバ送信機（ＦＯＴ: fiber optic transmitter）４３が複数のＤＳ１電話信号を光信号に変換し、これを光ファイバ受信機（ＦＯＲ: fi ber optic receiver）４５に送信する。光ファイバ受信機４５は、光信号を元のＤＳ１フォーマットの電話信号に変換する。同様に、逆方向経路の光ファイバ送信機４９は、出のＤＳ１電話信号を光信号に変換し、これを光ファイバ受信機４７が受信し、元のＤＳ１電話フォーマット信号に変換する。ＤＳ１電話信号フォーマットを選択したのは、これが標準的な電話フォーマットであり、変換および送信を行う従来の光リンクは、送信機４３，４９や光受信機４５，４７のためには、容易に入手可能であるからである。本システムは、各ＤＳ１信号が２４個のＤＳ０チャネルを収容する、この双方向通信モードを使用する。ＤＳ０チャネルは、６４ｋｂ／ｓデジタル・データ・チャネル群と見なすことができる。６４ｋｂ／ｓチャネルは、音声、データ、オーディオ（音楽、記憶情報）等のいずれにも使用可能である。通常、電話型信号では、接続されているＤＳ１リンクから得られる各ＤＳ０チャネルは、特定の加入者に宛てられ、これと関連付けられている。好適な実施の形態は、広帯域システムの順方向経路内の選択されたＤＳ０下流方向チャネルで着信電話信号を下流方向に送信することによって、接続されているＤＳ１リンク内の各ＤＳ０信号から特定の加入者への運搬(transport)を行い、出の電話信号のためには、広帯域システムの逆方向経路内に、対応するＤＳ０上流方向チャネルが当該加入者に割り当てられている。加入者から受信されたＤＳ０信号は、次に、出の信号のためのＤＳ１リンク内の対応するＤＳ０タイム・スロットへ送られる。これによって、交換機４１は、ローカル、トランク、または相互接続発呼点を、順方向経路内のＤＳ０チャネルのいずれにも接続し、逆方向経路内のそれに関連するＤＳ０チャネルを同じローカル、トランクまたは相互接続点に接続し、通信経路を完成することができる。加入者３０の各々は、クラス５交換機４１に直接接続されている別のＤＳ０加入者のように見える。ＣＡＴＶネットワーク１２の分配システムは、スイッチ４１に対して透過性であり、広帯域通信システムに対してこれ以上の通信、情報、または接続は不要である。図３Ａは、設置した分割帯域ＣＡＴＶネットワークの多くに対する、典型的な周波数割り当てを示す。システム・オペレータに収益をもたらす番組に用いられる周波数は、５０ＭＨｚから約５５０ＭＨｚの順方向帯域において搬送される。５５０ＭＨｚより高い周波数は現在用いられていないが、この未使用の順方向帯域幅において追加のサービスを提供することに対する関心が高まりつつあり、現在では約１ＧＨｚに拡張することが検討されている。従来、順方向帯域は、各々帯域幅が６ＭＨｚである一連のビデオ・チャネルを含み、これらを順方向帯域に周波数分割多重化している。いくつかの領域は使用されておらず、各ビデオ・チャネルは、他の隣接チャネルとの間に、１．５ＭＨｚのガード・バンドを有する。順方向帯域と組み合わせると、典型的なＣＡＴＶスペクトルは、約５ないし３０ＭＨｚの逆方向帯域を含む。これらの周波数は、加入者からヘッドエンドに返送される信号に割り当てられる。この帯域は、多数の多点信号を単一点に加入することのファンネリング効果(funnwling effect)による高ノイズのために、従来より比較的狭かった。更に、これまで、順方向帯域から帯域幅を取ることは、他のサービスからの収益が少なくなることを意味していた。本発明は、加入者構内装置への電話信号をスペクトルの順方向帯域において伝達し、加入者構内装置からの電話信号をＣＡＴＶシステムの逆方向帯域において伝達するシステムを提供することによって、これらの問題に対する解決案を提供する。図３Ｂに見られるように、本広帯域通信システムは、順方向帯域において、複数の周波数分割多重化されたキャリアを用いて、電話信号を加入者に伝達する。図示した実施の形態では、約３ＭＨｚの７つのチャネルを用いて、電話網１０からの着信電話信号を搬送する。各順方向チャネルは、ＱＰＲされた変調キャリアであり、変調は、７２個のＤＳ０電話信号を含む３つのＤＳ１電話信号内の６．３１２Ｍｂ／ｓデジタル・データ・ストリームとして行われる。したがって、このようなシステムの搬送容量は、少なくとも２０個のＤＳ１チャネルである。即ち、少なくとも４８０個のＤＳ０音声チャネルには十分である。逆方向帯域信号の各々は、帯域が約５０ｋＨｚであり（この好適な実施の形態では４９．５ｋＨｚ）、これは十分に狭いので、周波数スペクトル内の別々の周波数分割多重化位置に容易に配置することができる。変調器は周波数応動型(fre quency agile)であり、システム上のトラフィック、ノイズ、チャネル状態、および使用時間に基づいて、周波数を割り当てし直すことができる。４９．５ｋＨｚ幅のキャリアは、そのための空間がある逆方向帯域のどこにでも配置することができる。ＣＡＴＶシステムによっては、即ち、分配ネットワーク内に逆方向増幅経路があるか否かによって、通常は順方向帯域送信に確保されている周波数にもこれらを割り当てることも可能である。更に、このようなシステムは、個々の電話信号の他に、その他の使用のための帯域幅だけ拡張可能である。例えば、特定の加入者が４９．５ｋＨｚよりも広い帯域幅の返送経路を要求した場合、システム全体を再構成することなく、この使用のために帯域幅を容易に割り当てることができる。このような使用は、高速データ送信、中心部にある小規模な事務所のためのトランク接続、電話網から発するビデオ・サービス、および標準でない帯域幅を要求するその他の使用を含むことができる。上述の広帯域通信システムには、多数の利点がある。これは、逆方向帯域を効率的に使用し、必要な順方向帯域の部分のみを使用する。デジタルＱＰＲおよびＱＰＳＫ変調を用いることによって、デジタル・サービスおよび電話サービスを加入者にもたらすと共に、強固な信号通信方法を提供し、信号対ノイズ比の問題を発生することなく、高周波数または低周波数のいずれにおいても、ＣＡＴＶ帯域のどこにでも、順方向信号または逆方向信号を配することができる。更に、順方向では、キャリア信号を最小に抑えたので、キャリアの過剰負荷が発生せず、空間が見つかったところに３ＭＨｚチャネルを配置することができる。図３Ｃは、分割帯域ＣＡＴＶネットワークに対する、別の周波数割り当てを示す。他のシステムにおけると同様、システム・オペレータに収益をもたらすテレビジョン番組に用いられる周波数は、約５０ＭＨｚ以上の順方向帯域において発生する。図３Ｃのスペクトルは、約５ＭＨｚから約３０ＭＨｚまでの逆方向帯域を含む。５〜３０ＭＨｚ帯域は、３８８個のＤＳ０という形態の上流方向電話信号に用いられる。これらのＤＳ０は結合されてＤＳ０対を形成し、１２８ｋＨｚ上流方向チャネル、即ち、ＵＰＩ，ＵＰ２，．．．，ＵＰ１９４で示すサブバンドにおいて変調される。この場合、各上流方向チャネルＵＰｎは、２つのＤＳ０を搬送する。したがって、３８８個のＤＳ０を収容するためには、１９４個のＱＰＳＫキャリアまたはチャネルが必要となる。上流方向チャネルＵＰｎの各々は、被変調信号空間の１０８ｋＨｚおよびガード・バンドの２０ｋＨｚから成る、１２８ｋＨｚの帯域幅を消費する。下流方向の電話は、下流方向チャネルＤＮ１，ＤＮ２，．．．，ＤＮ４８０に与えられ、各ＤＮはＤＳ０に対応する。好適な代替実施の形態の１つでは、３．１６８ＭＨｚサブバンドには合計で２１ＭＨｚの帯域幅が設けられており、各３．１６８ＭＨｚのサブバンドは、ＱＰＲ変調における、３つのＤＳ１電話信号（７２個のＤＳ０）と等価なものを搬送する。以下で更に詳しく論ずる図３Ｄは、本発明のシステムを用いた処理の前の、逆方向帯域のＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話信号のベースバンドへの周波数ダウンコンバジョン(frequency downconversion)を示す。後に論ずるように、逆方向帯域のＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話信号、例えば、１４．９４９ＭＨｚのＤＳ０ −１、２０．２０５ＭＨｚのＤＳ０−２は、処理の前に、ベースバンド信号、例えば、ＣＨ３のＤＳ０−１、ＣＨ６のＤＳ０−２等に変換される。入力インターフェース３２の詳細ブロック図を図４に示す。入力インターフェース３２の機能は、２０個のＤＳ１電話信号を７つのＱＰＲ変調されたＲＦ信号に変換することであり、これらのＱＰＲ変調されたＲＦ信号は、ＣＡＴＶシステム１２の順方向帯域において加入者に送出される。入力インターフェース３２は、光ファイバ受信機４５およびデマルチプレクサ４４から成る、光インターフェース４０に接続されている。光ファイバ受信機４５は、光信号を標準的な電話フォーマットのＲＦデジタル信号に変換するように動作する。デマルチプレクサ４４は、デジタルＤＳ３電話信号を受信し、それをその構成要素である２８個のＤＳ１信号に分離する。各ＤＳ１信号は２４個のＤＳ０信号から成る。また、光インターフェース４０は、アドレス指定・制御ユニット４２が信号からオーバーヘッド・ビットおよびフレーミング・ビットを復号し分離することを可能にする。入力インターフェース３２は、一連の５つのマルチプレクサ４６を備えており、各々、デマルチプレクサ４４から４つのＤＳ１信号を取り込み、アドレス指定・制御ユニット４２からの信号ビットおよびアドレス指定ビットと結合し、６．３１２Ｍｂ／ｓｅｃの直列デジタル信号を形成する。５つのデジタル信号の各々は、関連するＱＰＲ変調器４８によって、選択されたキャリア周波数上で変調される。変調器４８の出力からの５つの電話チャネルは、従来のようにＣＡＴＶネットワーク１２上に挿入される前に、ＲＦコンバイナ５０において共に周波数分割多重化される。出力インターフェース３４について、これより図５を参照しながら更に詳しく説明する。出力インターフェース３４は、逆方向帯域のキャリア上でＱＰＳＫ変調された４８０個のＤＳ０デジタル信号を、電話網１０に結合するための光フォーマットに変換するように機能する。出力インターフェース３４は、従来と同様に逆方向帯域信号を抽出し、信号分割器６０を用いてそれらを複数のチューナ／復調器６２に分散させる(fan out)。チューナ／復調器６２の各々は、逆方向帯域信号のキャリア周波数の内の１つに同調し、それをＤＳ０フォーマットのデジタル信号に復調するように構成されている。チューナ／復調器６２のチューナは、可変でも固定でもよく、あるいは逆方向スペクトルの所定の帯域にのみ同調するように構成することも可能である。チューナ／復調器６２の出力は、４８０個のＤＳ０信号であり、これらは、アドレス指定・制御ユニット６６の制御の下で、１群のマルチプレクサ６４によって、ＤＳ１信号群に収束(concentrate)される。本発明の好適な実施の形態によれば、チューナ／復調器６２は、ベースバンド処理システムおよびここに記載する方法を用いて、４つのＤＳＰからの２４個までのＤＳ０信号を供給するような構造となっている。このような構成の構造については、以下で更に詳細に説明する。マルチプレクサ６４の各々は、２４個のＤＳ０フォーマット信号を入力し、１つのＤＳ１フォーマット信号を光ファイバ送信機４９に出力する。光ファイバ送信機４９では、２０個のＤＳ１信号が、マルチプレクサ６８によって単一のＤＳ３デジタル信号に集合化される。このＤＳ３デジタル信号は、光送信機７０に入力される。アドレス指定・制御ユニット６６は、光フォーマットのデジタルＤＳ１信号を伝達する前に、必要な制御情報を光送信機７０に追加する。また、光送信機７０はＲＦ信号を光に変換し、電話網の光ファイバがこれを送信できるようにする。加入者構内装置３０におけるシステム機器の詳細ブロック図を図６に示す。通常、加入者はＣＡＴＶビデオまたはその他のサービスを維持することを望み、この目的のために、ＣＡＴＶ引き込み線２８とテレビジョン受像器８８との間に接続されているＣＡＴＶ端末８４を有する。ＣＡＴＶ端末は、ＣＡＴＶ同軸サブネットワーク・フィーダの１つからの引き込み線２８に結合されているスプリッタ／コンバイナ／ダイプレクサ(splitter/combiner/diplexer)８０に接続される。ここに記載する広帯域通信システムは、従来のＣＡＴＶ番組や周波数割り当てに干渉したり、これらに取って代わるものではないので、ＣＡＴＶ端末８４は、通常、設置されている端末ベースの動作に改良または変更を加えることなく使用することができる。システム・オペレータはその分配ネットワーク処理の変更や再構成を行う必要がなく、新しい電話サービスは、それが設置されているＣＡＴＶ加入者端末ベースと互換性がある。広帯域通信サービスは、「顧客インターフェース・ユニット」とも呼ばれる電話端末８２を、スプリッタ／コンバイナ／ダイプレクサ８０と電話機器８６との間に結合することによって提供される。顧客インターフェース・ユニット８２は、加入者への着信電話信号をアナログ信号に変換し、１対の撚り線８５を通じて標準的な電話ハンドセット８６で使用可能とする。更に、顧客インターフェース・ユニット８２は、ハンドセット８６からの出の電話信号を表わすアナログ信号を、ＱＰＳＫ変調された信号に変換し、これをＣＡＴＶネットワークに結合する。図示の目的のために標準的な電話機のハンドセット８６を示すが、実際には、デジタル通信の目的のために電話回線に通常接続されるいかなる機器でもよい。電話端末８２は、２系統の通信経路を有する。着信信号用の第１経路は、チューナ／復調器９２、デマルチプレクサ９６、およびライン・カード９８の一部から成り、出の信号用の第２経路は、ライン・カード９８の一部、および変調器９４から成る。チューナ／復調器９２、変調器９４、デマルチプレクサ９６、およびライン・カード９８は、アドレス指定・制御ユニット（ＣＰＵ）９０の制御の下にある。ＦＤＭキャリア上で変調された３ＭＨｚチャネルにおいて受信される着信電話信号に対して、制御ユニット９０は、チューナ／復調器９２に、加入者に宛てられている特定の呼情報が搬送されているキャリアに同調させる。キャリアは、３つのＤＳ１または３Ｅ−１電話信号がＱＰＲ変調されている、７つの３ＭＨｚチャネルの１つを定義する。電話信号は、デマルチプレクサ９６に入力される前に、チューナ／復調器９２によって、３つのＤＳ１またはＥ−１電話信号を含む直列デジタル・ストリームに復調される。デマルチプレクサ９６は、６４ｋｂ／ｓの入力レートで、加入者に割り当てられている特定のＤＳ０デジタル電話チャネルを選択し、データをライン・カード９８の入力端子に入力する。制御ユニット９０は、そのスプリッタ／コンバイナ／ダイプレクサ８０への接続によってライン８９を通じて受信した信号およびアドレス指定情報から、どの順方向電話チャネルに同調し、どのＤＳ０信号を当該チャネルから選択するかについて判定を行う。ＤＳ０デジタル・フォーマットは、音声品質の通信には十分な帯域を有する音声チャネルを与える。ＤＳ０フォーマットは、アナログ音声信号の調時されたサンプルを形成する６４ｋｂ／ｓのデータ・バイト・ストリームである。これによって、サンプリング・レートが８ｋＨｚおよび帯域幅が４ｋＨｚで、サンプル当たり８ビット（２５６値）に量子化された音声信号を生成する。ライン・カード９８は、ＤＳ０フォーマットのデジタル電話信号を受信し、これを適正なアナログ電圧および信号に変換し、電話機のハンドセット８６を駆動する。加えて、ライン・カード９８は、制御ユニット９０の指揮の下で、呼び出し電流、端末識別、および他の標準的な機能を与える。ライン・カード９８は電話機のハンドセット８６からアナログ電話信号を受信し、そららをデジタルＤＳ０フォーマットに変換する。ハンドセット８６からのダイヤル信号(dialing sig nal)ならびにその他のアドレス指定・制御信号も、ライン・カード９８によってデジタル化される。デジタル化された出の電話信号は、次にライン・カード９８によって結合され、６４ｋｂ／ｓでＤＳ０フォーマットにフォーマット化され、変調器９４に入力される。変調器９４は、制御ユニット９０の規制の下で、逆方向帯域内のキャリア周波数を選択し、ＤＳ０電話信号をその上でＱＰＳＫ変調する。４９．５ｋＨｚの帯域幅を有するＱＰＳｋ変調されたキャリアは、スプリッタ／コンバイナ／ダイプレクサ８０を通じて、ＣＡＴＶネットワークに結合される。ＱＰＳＫ変調された出の電話信号は、次に、（単体としての、またはヘッドエンド・ユニット１４と連動する）出力インターフェース３４において受信され、ＤＳ０フォーマットに復調され、電話網に結合される。図６から離れる前に、いずれの所与のＣＩＵ８２においてでも提供される電話サービスの性質は、予め識別されて、ＨＩＵ１４または電話ネットワーク・インターフェースとして用いられる回路内のメモリに予め格納され、要求に応じて、選択されたサービスの提供を可能としておかなければならないことは理解されよう。選択されたＣＩＵにおける加入者から発せられるサービスに対する要求、またはネットワーク外部から発せされる加入者への着信サービスに対する要求、加入者がオフフックを行うというようなステータス信号、あるいは着信回線上の呼び出し状態に応答して、システムは、選択されたサービスに適した選択可能な可変帯域幅を与えるために必要な、適切な帯域幅、ＤＳ０チャネル、逆方向チャネル、キャリア等の選択および割り当てを行う。広帯域ネットワークからの着信データは、順方向チャネル復調器９２から得られる。順方向チャネル復調器９２は、着信電話信号に用いられているＱＰＲ変調された順方向チャネル内の予め割り当てられているチャネルを監視するように動作する。好適な順方向復調器９２は、１５．８４０ＭＨｚの指定された電話下流方向サブバンド内のＱＰＲ変調された順方向チャネル信号を復調し、オーバーヘッド・データの一部として供給されるディレクトリ・チャネルおよび信号チャネルを監視する。所与のレベルのサービスに必要とされる適切な帯域幅を備えるには、複数の逆方向チャネル変調器９４が必要となる場合もあることは理解されよう。例えば、所与のＣＩＵ８２において選択されたサービスが、４つのＤＳ０と同等のものを伴う場合、４つの逆方向チャネル変調器９４が必要となる。更に、各変調器９４は周波数応動型であり、上流方向チャネルの再割り当ては、動的にかつノイズ・レベルのような状態の変化や、加入者の要望に応じた帯域幅の再割り当てに応答して行うことができるので、必ずしも所与の固定した上流方向キャリア周波数で動作する必要はないことを思い出されよう。また、ＣＩＵ８２は、物理的に、加入者の電話パンチ・ブロック(telephony p unch block)内またはその付近に配置された別個の顧客構内機器、あるいは１つ以上のＲＪ−１１または同様の電話接続器を含むＣＡＴＶセット・トップ端末(C ATV set top terminal)のいずれかとして構成可能であることも理解されよう。更に、ＣＩＵは、コンピュータ（アドレス指定・制御ユニット９０の一部として）および付随する回路を含むので、視聴支払い制御、ディスクランブリング等のような従来のＣＡＴＶ信号管理に用いることができる。したがって、好適なＣＩＵは、セットトップであれ別個の回路エンクロージャであれ、アドレス指定・制御ユニット９０から、スプリッタ８０と加入者のテレビジョン８８との間の信号線と関連付けられたスイッチ（図６には示されていない）に設けられている制御接続を含むことが好ましい。これによって、未払いまたはある番組を受信しないことを選択した場合には、番組信号を加入者から切断することが可能になる。最後に、各ＣＩＵ８２には、ネットワークにおける識別の目的のために、一意の所定連続番号が関連付けられている。この連続番号は、内部のリード・オンリ・メモリ内に保持しておくことが好ましい。また、特定のネットワーク構成内では、各ＣＩＵには、ＨＩＵによって一意の１６ビット・アドレスが割り当てられる場合もある。ＣＩＵのアドレスは、ＣＩＵがサービスを要求するときはいつでも、ＨＩＵへの上流方向チャネルにおいて与えられる。ＨＩＵはアドレス情報を用いて、以下で述べるサービス・レベル・テーブル即ちデータ・アレイを検査し、当該アドレス情報に関連する加入者を識別し、提供すべき適切な許可されたレベルのサービスを決定する。例えば、ＣＩＵに接続されている電話がオフ・フックを行う場合、ＣＩＵのアドレスは、ＨＩＵ（またはネットワーク・インターフェース）への上流方向チャネルにおいて、オフ・フック・ステータス情報に関連付けて送信され、ＨＩＵにおいて受信され、適切なサービス・レベル、ＤＳ０の割り当て、周波数の割り当て等を決定するために検査される。格納されるサービス・レベル・テーブル即ちデータ・アレイは、ＨＩＵのＣＰＵ３０８が維持するデータベースに格納するのに適したデータ・フィールドのアレイから成る。好ましくは、このテーブルは、素早いアクセスのために、ＲＡＭに保持しておく。更に、従来のデータベース・インデックス方法を用いて、テーブルにインデックスを付け、加入者名、加入者のアドレス、ｔｅｌｃｏＤＳ０番号、上流方向キャリア周波数等によって素早くテーブルの検索が可能となるようにすることが好ましい。インデックス化方法(indexed methodologies)に使用により、加入者がサービスを要求したときに、素早いサービス・レベルの調査と、応答時間の最短化が保証される。以上の説明から、周波数応動ＣＩＵは、広帯域契約ネットワーク(broadband s ubscription network)の上流方向帯域における複数の周波数サブバンド内で、加入者からの電話信号およびその他の信号を変調し、単一音声帯域回線、複数音声帯域回線、ＩＳＤＮ、防犯監視サービス等のような、選択された加入者の通信特性にしたがって、選択的に可変な帯域幅を提供するように動作することが理解され、かつ認められよう。好適な実施の形態では、帯域幅は、ＤＳ０の個々のユニットにおいて選択可能に割り当てられ、加入者の様々な要望に応答して、更に容量が多いデジタル・データ・チャネルを提供するようにこれらを結合可能であることは理解されよう。更に、周波数応動ＣＩＵは、特定の選択されたサブバンドにおけるノイズ・レベルが所定レベルを超過しているという判定に応答し、ＵＰ１，．．．ＵＰｎのような、選択されたサブバンドに信号を割り当てし直すように動作することも理解されよう。最後に、各キャリア毎に１つの上流方向データ・リンクが設けられ、ＣＩＵ８２がこれを用いて、警報状態、構成情報等のための汎用的なデータ輸送(transpo rt)を行う。通常、各ＣＩＵ８２には少なくとも１つの上流方向周波数（１２８ｋＨｚチャネルのＤＳ０−１またはＤＳ０−２のいずれか）が割り当てられている。これは、１．３３ｋｂｐｓのデータ・チャネルの一部を含み、２つの６４ｋｂｐｓのデータ・チャネルと結合され、各上流方向周波数サブバンド毎に７２ｋｂｐｓを形成する。１．３３３ｋｂｐｓのデータ・リンクは、加入者のアドレス、および加入者のアドレスに関連するステータス情報を搬送する。次に図７に移り、本発明にしたがって構成されたヘッドエンド・インターフェース・ユニット（ＨＩＵ）３０１の好適な実施の形態について説明する。図７に示すように構成されたＨＩＵは、図１に示すような別個の入力インターフェース３２および出力インターフェース３４を設けることの代わりとして、本発明を実施するために用いることができる。言い換えると、図７におけるように構成されたＨＩＵ３０１は、図１に示したヘッドエンド１４、入力インターフェース３６、および出力インターフェース３４の組み合わせを実施するために使用することができる。ＨＩＵ３０１は、ヘッドエンド１４を備えた機器、または図１に示したファイバ・ノード１６を備えた機器のいずれかとして用いるのに適している。これらは双方とも、ＤＳ３，ＤＳ２，ＤＳ１のような標準的な電話フォーマットの多重化されたデジタル電話信号を受信し、これらの信号を入力インターフェース３２，３６または出力インターフェース３４，３８に結合するように動作する。好適な実施の形態は同軸回線ＨＩＵ(coaxial line HIU)について述べるが、その原理は、本発明の譲受人が所有する米国特許第５，２６２，８８３号に記載されているような振幅変調（ＡＭ）方法によって広帯域信号を伝達する方法を採用する、光ファイバを基本とするＨＩＵにも適用可能であることは理解されよう。端的に述べれば、ＨＩＵ３０１は、加入者が選択したサービス・レベルまたは特性(featu re)にしたがって、電話会社（ｔｅｌｃｏ）の標準的な多重化された電話信号に接続し、順方向経路においてＱＰＲ変調を用いて下流に向かう加入者宛の着信電話信号を広帯域ネットワークに送出し、逆方向経路スペクトル内の１つ以上の選択されたサブバンドにおいて上流に向かう加入者からの出の電話信号を広帯域ネットワーク上で受信するように動作する。図７に示す代替のＨＩＵ３０１は、デジタル信号をデジタル・バスまたはバックプレーン(backplane)３０５に供給し、図４および図５に示したようなアドレス指定・制御ユニット４２に対応する中央演算装置（ＣＰＵ）３０８と共に動作する、デジタルのライン・カード３０３ａ，３０３ｂ，．．．３０３ｎの使用を伴う、現状での好適な実施の形態である。ＨＩＵ３０１は、電話網１０、またはＤＳ２またはＤＳ３のようなより高いレベルの多重化を処理可能な上位のマルチプレクサ／デマルチプレクサに接続するための、複数のＤＳ１ライン・カード３０３ａ，３０３ｂ，．．．３０３ｎを備えており、ｎは開示する実施の形態では１７である。各ＤＳ１はＴ１回線に対応し、各Ｔ１回線は２４個の標準的な電話チャネルから成ることが思い出されよう。したがって、３８８個のＤＳ０を設けるためには、１６個より多少多いＤＳ１を収容しなければならない。１７個のライン・カード３０３を用いると、ある数の回線は予備として用意されることになる。各ＤＳ１ライン・カード３０３は、ANSI Doc．T1.403（１９８９年版）と互換性のあるインターフェースを提供する。この文書は、この言及により本願に援用され、その一部をなすものとする。各ライン・カード３０３はデジタル出力信号を供給し、デジタル・バックプレーン３０５に結合する。バックプレーンは、以下で述べるように、ライン・カード３０３の全てを接続し、ライン・カードと順方向経路および逆方向経路の変調器との間で信号の経路を決定するように動作する。バックプレーン３０５は、各々８．１９２ＭＨｚで駆動される５系統までの８ビット直列デジタル・バスを備えることが好ましい。したがって、各バスは、毎秒８．１９２メガバイト（Ｍｂ／ｓ）のデジタルのパスウエイ(passway)を提供し、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）フォーマットのデジタル信号をライン・カードの各々から受信するように動作する。５系統の並列８．１９２Ｍｂ／ｓデジタル・バスは、３８８個の別個の６４ｋｂｐｓ信号を扱うには十分であることは認められよう。更に、バックプレーン３０５は、データベース・コントローラとして用いられるＣＰＵ３０８と、ライン・カード３０３の各々との間に結合されたＣＰＵバスも含む。ＣＰＵ３０８は、逆方向経路および順方向経路に所定のキャリアが割り当てられている場合に、特定の着信側と出側との電話回線間で指定された関係を制御し、逆方向経路におけるノイズ・レベルを監視し、加入者の特性等にしたがって逆方向経路においてＤＳ０チャネルを割り当てるように動作する。更に、ＣＰＵ３０８は、逆方向パスウエイ・チャネルにおけるノイズを監視し、動的に帯域幅を割り当てるステップを実行すると共に、逆方向チャネルのキャリア周波数、加入者識別、サービス・レベル、ｔｅｌｃｏＤＳ０の識別、信号ステータス、ノイズ監視のためのエラー・カウント等の間の対応関係を示す、サービス・レベル・テーブルをメモリ内に維持するように動作する。好適なＣＰＵ３０８は、メモリ（ＤＲＡＭ）コントローラを内蔵したMotorola 68360 ３２ビット・マイクロプロセッサであり、２ＭＢのランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）に動作的に接続されている。好適なＣＰＵの詳細は、製造会社が供給する文献において得ることができる。引き続き図７を参照すると、バックプレーン３０５は、更に、ＣＰＵ３０８と、複数の順方向チャネル変調器３２０および逆方向チャネル復調器３３０の各々との間に接続された信号チャネル・バスを含む。信号チャネル・バスは、オフ・フック、オン・フック、ビジー、呼び出し、防犯ステータス等のような、電話回線に関連するステータス情報を伝達する。加入者の電話機および関連するｔｅｌｃｏ回線の特定のステータス状態に関連するビットは、デジタル化された電話信号に含まれ、これらと結合され、ＣＩＵ８２に送信される。ここに開示する実施の形態では、ＨＩＵ３０１は、複数の順方向チャネル変調器３２０ａ，，，３２０ｎと、複数の逆方向チャネル復調器３３０ａ．．．３３０ｍを備えている。順方向変調器３２０は、順方向スペクトルにおいて出の電話信号を広帯域ネットワークに結合し、一方逆方向チャネル復調器は、広帯域ネットワークを通じて、逆方向スペクトルにおいてＣＩＵからの電話信号を受信する。順方向チャネル変調器３２０の各々はコンバイナ３２２に接続され、コンバイナ３２２は順方向チャネル変調器からのＲＦ信号を結合し、ダイプレクサ・フィルタ３２５に出力を供給するように動作する。ダイプレクサ・フィルタ３２５は、代替実施の形態において与えられている１５．８４０ＭＨｚ周波数の順方向スペクトル内の信号を通過させるバンドパス・フィルタであることが好ましい。そのスペクトル割り当てを図３Ｃに示す。バンドパス・フィルタの出力は、その周波数が順方向即ち下流方向の電話信号に割り当てられたスペクトルに沿った適切な位置を中心とし、広帯域通信ネットワークに結合されているマルチウエイ・スプリッタ(multiway spitter)３４０に結合されている。マルチウエイ・スプリッタに接続されている広帯域通信ネットワーク（図示せず）は、同軸ケーブル・ネットワークとすることができるが、あるいは、当業者には既知の態様で広帯域信号を搬送するように振幅変調される追加の光リンクとすることもできる。引き続き図７を参照すると、ＨＩＵ３０１は更に複数の逆方向チャネル復調器３３０ａ，．．．３３０ｍを備えており、マルチウエイ・スプリッタ３４０からの信号を受信するように接続されている。逆方向チャネル復調器３３０は、図８との関連において述べるように、同様に構成されている。ここに記載するように構成された別個の逆方向チャネル復調器が、２４個のＤＳ０電話信号の各群毎に備えられている。マルチウエイ・スプリッタ３４０は、少なくとも１つのローパス・フィルタ・セグメントを含み、代替実施の形態において逆方向経路の電話信号に指定されている５ないし３０ＭＨｚ範囲の信号を分離することが好ましい。これまでの説明から、ＨＩＵ内のＣＰＵ３０８は、周波数割り当てを特定の加入者やシステム維持に必要な他の情報と関連付けるために、サービス・レベル・テーブル即ちデータ・アレイを格納していることが思い出されよう。サービス・レベル・テーブル即ちデータ・アレイは、ＨＩＵのＣＰＵ３０８が維持するデータベースに格納するのに適したデータ・フィールドのアレイから成る。好ましくは、このテーブルは、素早いアクセスのためにＲＡＭに保持される。更に、従来のデータベース・インデックス方法を用いて、テーブルにインデックスを付け、加入者名、加入者のアドレス、ｔｅｌｃｏＤＳ０番号、上流方向キャリア周波数等によって素早くテーブルの検索が可能となるようにすることが好ましい。インデックス化方法に使用により、加入者がサービスを要求したときに、素早いサービス・レベルの調査と、応答時間の最短化が保証される。以上の説明から、周波数応動ＣＩＵは、広帯域契約ネットワーク(broadband s ubscription network)の上流方向帯域における複数の周波数サブバンド内で、加入者からの電話信号およびその他の信号を変調し、単一の音声帯域回線、複数音声帯域回線、ＩＳＤＮ、防犯監視サービス等のような、選択された加入者の通信特性にしたがって、選択的に可変な帯域幅を提供するように動作することが理解され、かつ認められよう。好適な実施の形態では、帯域幅は、ＤＳ０の個々のユニットにおいて選択可能に割り当てられ、加入者の様々な要望に応答して、更に容量が多いデジタル・データ・チャネルを提供するようにこれらを結合可能であることは理解されよう。次に図８に移り、逆方向経路復調器３３０(REV DEMOD)は、マルチウエイ・スプリッタ３４０からの、５ないし３０ＭＨｚ帯域内のいずれかの周波数で発生し得る、フィルタ処理後の広帯域信号を受信し、２４個の有用なＤＳ０チャネルから成る１．５８４ＭＨｚ帯域の中心をＤＣにダウンコンバートし、重み付けおよびＦＦＴ方法によって、各々４９．５ｋＨｚ帯域を有する２４個の有用なＤＳ０チャネルに複合信号をチャネル化し、６つのチャネルを１群として直列形態に時間多重化してＱＰＳＫ復調のためのデジタル信号プロセッサの直列ポートに送信し、復調されたＤＳ０電話信号を得て、時分割多重化したＤＳ０電話信号をフレーマ(framer)に供給して適正な電話信号のフォーマット化を行い、選択されたＤＳ０信号をライン・カード３０３（図７）に出力するように動作する。マルチウエイ・スプリッタ３４０からの広帯域信号は、まずロー・パス・フィルタ３５１に供給され、３０ＭＨｚ帯域を越える信号成分を除去する。ロー・パス・フィルタ３５１の出力は、次にアナログ・フロント・エンド３５２に供給される。アナログ・フロント・エンド３５２は、１６個の１．５８４ＭＨｚサブバンドを形成するバンドパス・フィルタ、および各サブバンド内のフィルタ処理後の信号をＤＣにダウンコンバートするミキサを含む。アナログ・フロント・エンド３５２の出力は、１２ビットのデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器に供給され、選択された１．５８４ＭＨｚのサブバンドを６．３３５ＭＨｚでサンプリングし、デジタル信号をダウンサンプリングする(downsample)。Ａ／Ｄ変換器の出力は、次に、チャネライザ３６０に供給され、ベースバンドのＤＳ０チャネルに変換される。チャネライザ３６０は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:fast Fourier transform ）回路３５４を含み、１．５８４ＭＨｚサブバンド内の２４個のデジタル化されたＤＳ０信号の各々を、別個のベースバンド・チャネルＣＨ１，ＣＨ２，．．．ＣＨ２４に分離する。ＦＦＴは、既知の方法で、所定の重みを適用し、１．５８４ＭＨｚサブバンド内のあらゆる信号をＤＣに周波数シフトする。ＦＦＴ３５４の２４個の別個の出力即ちチャネルＣＨ１，ＣＨ２，．．．ＣＨ２４は、次に、直−並列変換機３５５に供給され、６個毎のチャネルを１群とし、ライン３６２の内の１本に時分割多重化された直列信号を発生し、本発明にしたがって構成されたデジタル信号プロセッサにチャネライザの出力としてこれを供給する。図３Ｄは、ベースバンドＤＳ０信号を形成する際の、アナログ・フロント・エンドおよびチャネライザの動作を示す。いずれの所与のＤＳ０信号も５ないし３０ＭＨｚの逆方向帯域内のいずれかの位置に現れ得ることは理解されよう。例えば、ＤＳ０−１として識別される信号は、１４．９４９ＭＨｚのキャリア上で変調することができ、ＤＳ０−２は２９．２０５ＭＨｚのキャリア上で変調することができる。アナログ・フロント・エンド３５２およびチャネライザ３６０は、いずれの所与のＤＳ０信号をもベースバンドにダウンコンバートし、６つのＤＳ０チャネルを集合化し、更に処理を加えるためにＤＳＰに送信するように動作する。図３Ｄの中央部に示すように、ＤＳ０−１は、いずれか所与のチャネル、例えば、ＣＨ３と対応付け，ＤＳ０−２はＣＨ６と対応付ける等とすることができると共に、直列化されたチャネル内の信号のサンプルは、更に処理を加えるために、直列化および時分割多重化することができる。したがって、チャネライザ３６０は、６つのＱＰＳＫ変調された４９．５ｋＨｚのベースバンド信号を単一のＤＳＰに多重化するように動作することが理解されよう。チャネライザ３６０の出力は、ＴＤＭＡ方式の連続的な６つの４９．５ｋＨｚベースバンド信号の各々の交互のサンプルであり、各ライン３６２ａ〜３６２上に送出される。したがって、各直列データ・ライン３６２は、ベースバンドでのＱＰＳＫ信号の復調のために、時分割多元接続によるサンプル・デジタル・データを供給する。合計４本の直列データ・ライン３６２の各々は、別個のデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路３７０に与えられており、したがって、２４チャネルを処理するためには、４つの別個のＤＳＰ３７０ａ〜３７０ｄが必要となる。ＤＳＰ３７０の処理については、以下で更に詳しく説明する。ＤＳＰ３７０の出力は、ＴＤＭ直列データ・ストリームであり、それぞれフレーマ回路３７５ａ〜３７５ｄに繋がるライン３７２ａ〜３７２ｄに供給される。各フレーマ回路３７５は、ＴＤＭＡ復調されたＤＳ０電話信号を分離し、標準ＤＳ０電話フォーマットに必要な適切なフォーマット化ビット、チェック・ビット等とこれを組み合わせ、接続されているライン・カード３０３（図７）に直列デジタル信号を供給する。ライン・カード３０３において、信号は電話網、あるいは、ＤＳ１，ＤＳ２等のような他のデジタル電話フォーマットにデジタル的に多重化または結合するために必要な他の電話機器に結合される。このように、各フレーマ３７５は、６つの別個のＤＳ０信号を供給し収集する。例えば、フレーマ３７５ａは、信号ＤＳ０−１，ＤＳ０−２，．．．ＤＳ０−６を収集し、データのフレーム化を行い、ＨＩＵバス３０５（図７）を通じてライン・カードに伝達する。各フレーマは６つのＤＳ０を処理するので、合計２４個のＤＳ０を処理するために、４つのフレーマ回路３７５ａ〜３７５ｄが復調器３３０に設けられている。好適なＤＳＰ３７０は、マサチューセッツ州ノーウッドのAnalog Devices，In c.が製造するADSP2172である。好適なＤＳＰチップの詳細は、製造会社が供給する文献に見られる。各ＤＳＰ３７０は、ライン３７８上に示す、１６ビットのホスト・インターフェース・ポートも備えており、これを用いて、ＨＩＵに関連するデータベース・コントローラ３０８に信号を伝達する。好適なＤＳＰに設けられている２つの非同期直列ポート(SPORT0およびSPORT1)は、それぞれ、チャネライザ３６０からの入力データを受けるため、およびフレーマ３７５にデータを出力するために用いられる。加えて、チャネライザからの外部割り込み（図示せず）がADSP2171のIRQ2入力に供給され、チャネライザの入力との同期を取る。チャネライザ３６０には、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：field programmable gate array）が組み込まれていることが好ましく、ＤＳＰ３７０への１６ビットの入力データを、１９．００８ＭＨｚ直列ビット・ストリームとして、直列ポートSPORT0に供給する。直列データ・クロックおよび送信フレーム同期信号は、チャネライザから外部に供給する(source)ための構成となっている。SPORT0に対するフレーム同期信号は、アクティブなハイの信号および交互のフレーミング・モードに対して構成されることが好ましい。加えて、直列ポートSPORT0は、直列ポートからの１６個の値を自動的にデータ・メモリ循環バッファ(data memory cirular buffer)にバッファするように構成することが好ましい。ＤＳＰ３７０は、２４ワードの時分割多重化された直列ビットストリームとして、データをフレーマ３７５に出力する。出力直列ポートSPORT1は、全ＤＳＰ上でのマルチチャネル動作のために構成される。ＤＳＰからのマルチチャネル直列ビットストリームのための２．５９２ＭＨｚクロックは、好ましくは、チャネライザＦＧＰＡ３６０によって外部で発生することが好ましい。受信フレーム同期（ＲＦＳ：Receive Frame Synchronization）信号は、最初のＤＳＰ３７０ａによって発生され、残りのＤＳＰ３７０ｂ，３７０ｃおよび３７０ｄは、最初のＤＳＰ３７０ａからのＲＦＳ信号の外部供給のために初期化される。ＲＦＳ信号は、アクティブ時にハイとなり、マルチチャネル・フレーム遅延がゼロとなるように構成される。各ＤＳＰは、２４チャネルの内６つに対してデータを供給し、２データ・ビットおよび１ステータス・ビットから成る３ビット出力データを供給するように構成されている。引き続き図８を参照すると、各ＤＳＰ３７０のホスト・インターフェース・ポート３７８は、ＤＳＰをブートし、チャネル・ステータス情報をＨＩＵデータベース・コントローラ３０８（図７）に送出するために用いられる。チャネル・ステータス情報を受信するために、データベース・コントローラ３０８は、ＤＳＰ内のデータ・レジスタHDR0に要求を書き込み、ＤＳＰからの応答を待つ。ＤＳＰファームウエアは、多くとも３６ｋＨｚサイクル毎に１回要求に応答する。この応答は、チャネル・ステータス情報から成り、ＤＳＰのデータ・レジスタHDR0 ないしHDR5に書き込まれる。少なくとも３つの割り込み源がＤＳＰ３７０上で用いられる。即ち、SPORT1受信バッファ満杯、SPORT0送信バッファ空、およびIRQ2である。既に述べたように、IRQ2割り込みは、入力データをチャネライザと同期させるために用いられる。図９は、ＤＳＰ３７０の各々において実行され、複数のチャネルのベースバンド処理を可能にするための基本的機能を示す。端的に述べれば、各ＤＳＰは自動利得制御（ＡＧＣ）、シンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）、およびキャリア位相再生（ＣＰＲ）を、６つのベースバンドＤＳ０チャネルの各々に対して実行する。これらの機能は、チャネライザ３６０から供給される直角ＩおよびＱデータ値上でＴＤＭ方式で搬送される。入来するＩおよびＱデータ値は全て、好適なＤＳＰ３７０の内部データ・メモリに格納される。加えて、キャリア位相再生のベースバンド位相回転器部分に用いられるサインおよびコサイン値は、ＤＳＰの内部プログラム・メモリに格納されている。図９において、自動利得制御機能ブロックは、指数部検出およびシフト構成要素４０４、乗算器４０６、ならびに振幅検出器およびフィルタ４０８で構成されている。振幅検出器およびフィルタは、乗算係数Ｍを発生し、乗算器４０６に供給する。チャネライザ３６０からの信号の利得がＡＧＣ回路４０２によって調節された後、これらの信号はシンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）機能４２０に供給される。ＳＴＲ機能４２０は、可変群遅延フィルタ４２５と、フィルタ係数ｂを発生し、これを可変群遅延（ＶＧＤ：variable group delay）フィルタ４２５に供給する相関器４２８とで構成されている。ＳＴＲブロックにおける可変群遅延フィルタの出力は、２だけダウンサンプリングされ、次いでキャリア位相再生（ＣＰＲ）機能４５０に供給される。キャリア位相再生（ＣＰＲ）機能４５０は、従来の位相ロック・ループのように、キャリア周波数にロックするように動作する。ＣＰＲ機能４５０は、入力ＩおよびＱ値の位相と、ＱＰＳＫキャリアの位相との間の位相差を調節する、ベースバンド位相回転器（ＢＰＲ４６０）を含む。また、ＣＰＲ機能４５０は、キャリア位相再生（ＣＰＲ）機能４７０も備えており、このキャリア位相再生（ＣＰＲ）機能４７０は、ＱＰＳＫキャリアを検出しこれにロックすると共に、受信機の局部発振器とキャリア発振器との間で発生し得る周波数の変動に対する調節を行うように動作する。ＣＰＲ機能４５０の出力は、ベースバンドＤＳ０信号からのシンボル当たり１サンプルのレートの別個のＩおよびＱ値であり、シンボル復号および差分位相復号機能４８０に供給される。シンボル復号および差分位相復号機能４８０は、ＤＳ０データを得て、そのフレーム化を行い、フレーマ回路３７５（図８）に７２ｋビット／秒でライン３７２上の出力として適したフォーマット化を行う。好適なＤＳＰ３７０に備えられている算術演算関数は、１．１５固定フォーマットである。即ち、数値は、１つの符号ビットと、１５個の小数ビット(fractio nal bit)とを有する。したがって、処理の間、数値は、−１から１−２^-15までの範囲を取ることができる。オーバーフローを全く発生することなくＤＳＰ内部の関数のための計算を正確に実行するために、処理中のいくつかの時点において、これらの関数のいくつかの入力または出力をシフトしなければならない場合もある。異なる処理時点における公称振幅レベル(nominal amplitude level)は以下の表２に纏められる。乗算器に続く全ての機能に対する公称入力データ・レベルは２^-3である。したがって、ＡＧＣフィルタ出力Ｍは、１だけシフトし、乗算器に送られるＭの公称値が２^-2となるようにしなければならない。ＳＴＲ相関器フィルタの出力ｂは、左に３だけシフトし、可変群遅延フィルタに送られるｂの最大値が１となるようにしなければならない。ＢＰＲにおける位相累算器出力も、左に３だけシフトし、最大位相を１サイクル／秒に制限する。これは、参照テーブル内のサインおよびコサイン値をアドレスする１６進数のＥＦＦＦに対応する。ＤＳＰ３７０は、その直列ポートを通じて、ライン３６２上のチャネライザからサンプルを７２Ｋサンプル／秒で受け取り、５つのタスクを実行する。これらのタスクは、キャリア位相の再生、シンボル・タイミングの再生、自動利得制御、シンボル判断(symbol decision)の復号およびフォーマット化、ならびにホスト・インターフェース・ポート３７８を通じての各チャネルについての様々な情報のＨＩＵプロセッサへの提供である。シンボル判断は、フォーマット化され、第２の直列ポートによってライン３７２上のフレーマに送出される。各ＤＳＰは、これらのタスクを６つのチャネルに対して行う能力があるので、２４個のチャネル全てのためには、４つのＤＳＰが必要となる。図１０は、各ＤＳＰ３７０が上述のベースバンド処理機能を実行するために行う一連の処理を示すフロー・チャートである。図１０に示すステップは、ＤＳＰのソフトウエアとして実施され、好ましくはＤＳＰの内部プログラム・メモリに格納しておくことを、当業者は理解するであろう。また、ここに記載するステップは、処理対象の６つのＤＳ０チャネル全てについて、時分割多重化方式で実行されることも理解されよう。記載する各処理機能は、次の機能の処理の前に、全てのチャネルについて実行することにより、ＤＳＰの符号化におけるオーバーヘッドを節約する。ステップ５０１にて開始し、最初に行うステップは、起動(boot-up)時にＤＳＰを初期化すること、および全ての内部レジスタおよびメモリ位置をクリアすることである。ステップ５１０において、６つのチャネルについて、ＩおよびＱ値のデジタル・サンプルをチャネライザから読み出す。ステップ５１５において、６ミリ秒（ｍｓ）の間隔が過ぎたか否かについて調べ、自動利得制御機能を実行する時刻か否かを示す。ＡＧＣ機能は６ｍｓ毎に実行することが好ましい。６ｍｓ期間が過ぎていない場合、「ｎｏ」分岐路を取り、以下で論ずるステップ５３５に進む。６ｍｓ期間が過ぎていた場合、「ｙｅｓ」分岐路を取りステップ５１８に進む。ステップ５１８において、ＡＧＣ機能（図９における４０２）を実施するために必要なステップを開始する。ステップ５１８において、ＩおよびＱのサンプル値の指数部を検出し、ステップ５２２において、検出した信号の振幅Ａが２^-9未満であるか否かについて調べる。このためには、値を６桁以上右にシフトしなければならない。２^-9未満である場合、「ｙｅｓ」分岐路を取ってステップ５２５に進み、入来した信号の振幅が小さ過ぎるというメッセージをＨＩＵプロセッサに送出する。これは、チャネル内のノイズまたはその他の信号劣化を示す可能性がある。ＨＩＵプロセッサは、所与のＤＳ０に対して周波数を変更するか、あるいは選択したＣＩＵ送信機にその送信機出力を増加させるように命令することによって応答すればよい。検出された信号レベルが２^-9未満でない場合、または振幅が小さすぎるというメッセージを送出した後、ステップ５３０において、検出された信号レベルＡが、シフト係数が３より大きいことを示す２-5より大きいか否かについて調べる。２^-5より大きい場合、「ｙｅｓ」分岐路を取ってステップ５３２に進み、入来サンプルの振幅が大き過ぎるというメッセージをＨＩＵプロセッサに送出する。ＨＩＵプロセッサは、所与のＤＳ０に対して周波数を変更するか、あるいは選択したＣＩＵ送信機にその送信機出力を低下させるように命令することによって応答すればよい。ステップ５１５から「ｙｅｓ」分岐路を取った場合、またはステップ５３０において検出された信号レベルが２-5未満であり、かつ２-9より大きい場合、「ｎｏ」分岐路を取ってステップ５３５に進み、サンプル値を適切な量だけ左または右にシフトすることにより、利得調整(gain shifting)を行う。ステップ５４０において、ＩおよびＱサンプルに、振幅検出およびフィルタリング方法によって得られる乗算係数Ｍを乗算する。この方法については、以下で更に詳しく説明する。次に、ＡＧＣ機能を実行した後のＩおよびＱ値を、サンプル・タイミングの再生（図９における４２０）に関係するステップに供給する。シンボル・タイミングの再生のために実行される最初のステップを５５０に示す。このステップでは、群遅延フィルタを実行するルーチンを実行する。これには、以下で更に詳しく示すステップが関係する。群遅延フィルタを実行した後、キャリア位相再生機能（図９における４５０）においてＩおよびＱ値を使用する。キャリア位相再生のために実行される最初のステップは、キャリア位相再生（ＣＰＲ）ルーチン（図９における４７０）から供給される位相増分値ＰＩを用いて、ベースバンド位相回転器（ＢＰＲ）ルーチン５６０を実行することである。ステップ５６０におけるベースバンド位相回転器ステップの後、ＢＰＲステップからのＩおよびＱ値は、５６５に示すシンボル復号およびフォーマット化ステップ（図９に示す機能４８０に対応する）に供給される。ここでは、復号されたシンボルをフレーマ回路に送信する。シンボルをフレーマに出力した後、キャリア位相再生（ＣＰＲ）ルーチン５７０を実行し、新しい位相増分値ＰＩを導き出す。ステップ５７０のＣＰＲルーチンを実行した後、ステップ５８０において、自動利得制御機能を実行するための所定時間期間が過ぎたか否かについて調べる。好適な実施の形態における所定時間期間は、１０シンボル期間である。所定時間期間が過ぎていない場合、「ｎｏ」分岐路を取ってステップ５８０からステップ５８７に進み、ここでシンボル・タイミング再生ルーチン（ＳＴＲ）を実行し、フィルタ係数ｂの新しい値を決定する。所定時間期間が過ぎていた場合、「ｙｅｓ」分岐路を取ってステップ５８５に進み、ここでＡＧＣ制御ルーチンを実行し、新しい乗数Ｍを得る。次いで、制御はステップ５８７に移る。ステップ５８７の後、プログラムはステップ５１０に戻り、次のＩおよびＱ値を受け取り、処理する。以上の概略的なフロー図は、次に説明する、多数の別個のサブルーチンに分解することができる。自動利得制御（ＡＧＣ機能）次に図１１に移ると、自動利得制御（ＡＧＣ）機能４０２は、入力サンプルの指数部の検出、シフト、および周期的に得られる利得乗算係数Ｍ（開示する実施の形態では１０サンプル期間毎）とサンプルとの乗算という、基本的なステップから成る。自動利得制御機能は、最初に入来するデータ・ブロックの指数部を発見し、入力振幅が大き過ぎるかまたは小さすぎるかについて判定を行い、シフタおよび乗算器を用いて利得を調節することによって、システム利得を調節する。シフタ出力の振幅レベルは、好ましくは、公称入力信号レベルの０．５ないし２倍の間のいずれかである。好ましくは、ピーク検出およびフィルタ処理のための追加ステップを実行し、シフト処理の出力に、乗算係数の推定値Ｍを乗算することによって、あらゆる残差振幅誤差を取り除くようにする。チャネライザから入来するＩおよびＱ値は、１６ビット・ワードであり、正の信号に対する公称値は２-7〜２-8であり、負の信号に対しては、−２^-7であるが、これらの信号の振幅は、送信される出力量やチャネル利得損失またはノイズによっては、これよりも大きくなる場合も小さくなる場合もある。信号の振幅の絶対値が２^-9と２^-5との間にある限りは、入来する信号には信頼性がある。信号の振幅が２^-9より小さい場合、あるいは２^-5より大きい場合、ＡＧＣはその信号をＨＩＵプロセッサに報告する。まず最初に、信号振幅Ａの指数部を判定する。チャネライザから入来する信号レベルが２^-9と２^-5との間にあると仮定すると、適切なシフト処理を行い、シフタから出力される信号の公称値が２^-1となるようにする。好適な実施の形態では、８つの同相（Ｉ）値および８つの直角（Ｑ）値を含むデータ・ブロックにおける指数部は、Ｉ²＋Ｑ²の平均を取り、次いで参照テーブルを用いて適切なシフト係数を取り出し、シフタから出力される信号レベルの公称値が２^-1となるようにすることによって見つけ出す。言い換えると、＝＝＞振幅が小さすぎるというメッセージを送出する。＝＝＞振幅が大き過ぎるというメッセージを送出する。＝＝＞データをシフタに送出する。シフト処理後のＤＳＰにおける信号振幅レベルは、２^-2≦シフト後の振幅≦１という上限および下限によって制限される。これは、（２^-1×公称値）≦シフト後の振幅≦（２×公称値）という信号レベルに対応する。シフト係数の発見は、初期化時にのみ行われるが、シフトは処理全体にわたって全ての入来するサンプルについて行われることは理解されよう。シフタ機能５３５の出力は、乗算器５４０（図１０）への入力である。ＤＳＰにおける乗算係数は、２^-3≦Ｍ（乗算係数）≦２^-1 となる。乗算係数の初期値は２^-2であり、したがって、乗算器の出力範囲は、２^-4≦乗算後の振幅≦２^-2 となる。乗算器からの公称振幅は２-3となるので、乗算処理は、（０．５×公称値）≦乗算後の振幅≦（２×公称値）に対応する。乗算係数Ｍは、ＡＧＣ振幅検出およびフィルタ機能（図９における４０８）によって更新する。残差振幅誤差は、ＡＧＣが定常状態に達した後には、なくなっている。図１２は、図９との関連において説明した振幅検出およびフィルタ処理プロセス４０８（図１０における５８５）のためのプログラムを実施する際に実行するステップを示す。この図を検討する場合、１０シンボル期間毎に、１回のＳＴＲの更新および１回のＡＧＣの更新が行われることを理解されたい。ＳＴＲ更新アルゴリズムが最初の４シンボル期間を要し、ＡＧＣ更新アルゴリズムが残りの６シンボル期間を要する。振幅を判定する際、６０１において、乗算４０６（図１１）からの同相（Ｉ）および直角（Ｑ）信号の絶対値は、６０５においてそれらの値を合計することによって、１に正規化する。次に、６０９において、まず同相（Ｉ）および直角（Ｑ）信号の絶対値を２から減算することによって、振幅誤差を判定する。次に、ステップ６１１において、３タップ矩形ウインドウを用いて、誤差項の過去３回の値の平均を取り、平均誤差を出力する。ステップ６１３において、この信号を１０だけダウンサンプリングする。６１５において、平均誤差を安定化フィルタに入力する。安定化フィルタの利得は、獲得時における振幅レベルの高速収束のために、最初の４．２ミリ秒（１５０シンボル期間）の間はＣ１＝．１１とする。最初の４．２ミリ秒の後、利得をＣ１＝．０５に変更し、定常状態における小振幅のジッタを最小に抑える。６１８において、安定化フィルタの出力を累積し、０．２５と４との間に制限された乗算係数Ｍを発生する。即ち、６２０において、値はこれらの制限値に固定される。乗算係数Ｍは乗算段４０６に供給される。６２５から開始されるステップによって、処理対象のチャネルに対するGAIN L OCK信号を生成する。ステップ６２５において、平均振幅誤差の絶対値を判定する。ステップ６２７において、過去４つの振幅誤差値の絶対値の平均を判定する。ステップ６３０において、この平均をスレッショルド値ｕと比較する。この値は、理想的な振幅レベルの約２．５％の振幅誤差に対応する。０．０５の好適な公称スレッショルド値は２の振幅（Ｉ_n＋Ｑ_n＝２）に対応することを注記しておく。アキュムレータの初期値は２−２であり、これは１の正規化公称値に対応する。この値は、ＡＧＣ処理時間間隔（即ち、１０シンボル期間毎）に１回更新することが好ましい。平均がスレッショルドを越える場合、GAIN LOCK 信号は当該チャネルに対して真となり、この信号は、当該チャネルに関するステータス情報として、ＨＩＵプロセッサに供給される。シンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）方法一時図９に戻り、自動利得制御（ＡＧＣ）処理４０２の後に行われるのは、シンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）処理４２０である。次に、図１３に移り、ＳＴＲ段において最初に行われる処理は、可変群遅延フィルタ（ＶＧＤＦ：variab le group delay filter）４２５である。まず、ＳＴＲ方法は、ＶＧＤＦ機能４２５と、サンプリングがシンボル時となるようにチャネライザ３６０から入来する信号を遅延させるために用いられるフィルタ係数ｂを決定するフィルタ処理機能４２８とを伴うことが思い出されよう。第２に、ＳＴＲ方法は、シンボル周期単位で測定した所定の動作間隔の間に実行される。ＳＴＲ処理時間間隔は、ＳＴＲアルゴリズムがｂ値を推定している時間として定義する。各１０シンボル期間間隔の内最初の６シンボル期間はＳＴＲ処理時間である。残りの４シンボル期間間隔は、上述のＡＧＣ（振幅検出およびフィルタ処理）アルゴリズムの処理時間である。ＳＴＲ時間では、ＡＧＣアルゴリズムの出力は、一定で、ＳＴＲ処理時間間隔の開始時前の最後のＡＧＣフィルタ出力に等しく保持される。ＡＧＣ時間では、ＳＴＲアルゴリズムの出力は、一定で、直前のＳＴＲ処理時間間隔が終了する前の最後のＳＴＲアルゴリズム出力に等しく保持される。シンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）機能（図９における４２０）（図１０における５８７）は、群遅延の形態でタイミング情報を抽出するように動作し、可変群遅延フィルタは、サンプリングがシンボル時となるように入力データを遅延する（シンボル当たり２サンプルのレートで）ように動作する。可変群遅延フィルタ４２５は、可変係数ｂを有する一次全通過フィルタ(first order allpass filter)である。このフィルタの伝達関数は、Ｈ（ｚ）＝（ｂ＋ｚ^-1）／（１＋ｂｚ^-1）である。ｂの値を変化させることにより、フィルタは、利得を変化させずに、異なる群遅延を導入する。図１３において、フィルタ４２５は、６４０における入力ＩまたはＱをｚ^-1単位遅延６４２からのフィードバック値と加算し、その和に第２のｚ^-1単位遅延６４５を施し、６５０において先の和にフィルタ係数ｂを乗算し、６５３において乗算処理の結果および遅延した和を加算することによって実施する。次に図１４を参照すると、ＶＧＤフィルタ処理は、シンボル当たり２サンプルのレートで、同相（Ｉ）および直角入力（Ｑ）信号双方に対して行われる。シンボル・タイミング再生機能（図１５）によって発生するSAMPLE SELECT信号をスイッチ６６０において用い、可変群遅延フィルタ４２５への入力信号を、シンボル周期の半分だけ遅延させるか否かについて選択を行う。スイッチは、ＤＳＰ内の選択可能な記憶レジスタによって実施することが好ましい。次に、フィルタ４２５の出力は、ステップ６６５において、２だけダウンサンプリングされ、シンボル・レートに達する。好適な実施の形態では、ｂ＝０の係数ｂに対する群遅延は、シンボル周期の半分に対応し、ｂ＝１はゼロ遅延に対応する。ｂは極の値であるので、これは１未満でなければならず、ｂ＜−０．０４５では、全通過フィルタは位相非線形(pha se nonlinearity)を示す。したがって、ｂは、上限および下限境界−０．０４５ ≦ｂ≦０．９６によって制限することが好ましい。この範囲のｂでは、フィルタの群遅延は、対象となる帯域では、殆ど一定である。この範囲のｂは、０．０１×Tsymb≦τ≦０．５５×Tsymb に対応する。ここで、Tsymbはシンボル・タイミングのずれである。シンボル・タイミングのずれがこの範囲を外れる場合、SAMPLE SELECT信号はその直前の値をトグルして、Tsymb／２の遅延（または進み。サンプル選択の直前値によって異なる）を発生し、ゼロからTsymbまでの全てのシンボル・タイミングのずれに対処する。同時に、ｂの値を変化させて、ｂの新しい値および挿入されたTsymb ／２の遅延（または進み）が同じシンボル・タイミングのずれ SAMPLE SELECT toggles => 0.51×Tsymb≦τ≦1.05×Tsymb に対応するようにする。この処理に用いられるｂの好適な初期値は、ｂ＝０．６である。この値は、τ ＝０．１３３ｘTsymb、またはτ＝０．６３３ｘTsymb（選択したサンプルがＸ_n かまたはＸ_n-1かによって異なる）に対応する。ｂ＝−０．０４５とｂ＝０．９６との中点付近となるようにｂ＝０．６の初期値を選択することにより、他の制御ループからの初期ノイズに起因する場合もあるSAMPLE SELECT信号の初期発振の可能性を防止すると共に、全ての可能なタイミングのずれの値に対する獲得時間を短縮する。シンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）機能４２０の相関機能４２８を図１５に示す。ここで用いる方法は、Mueller およびMullerの業績に基づく、最少分散誤差アルゴリズム(minimum variance error algorithm)である。公知のMuellerおよびMuller法は、シンボル当たり１サンプルのレートで作用する。タイミング情報は、各２つの連続サンプル値およびそれらの推定値の間の相関関係を抽出することによって、サンプリングされたインパルス応答の対称誤差(symmetry error) から得られる。しかしながら、本発明は以下の点でMuellerおよびMuller法とは異なる。シンボル・レートで相関器出力のＩＩＲフィルタ処理を行う代わりに、本発明では、ある数のサンプル期間における相関器の出力の平均を取り（好適な実施の形態では５期間）、ＩＩＲフィルタ処理はシンボル・レートの１／６で行う。これによって、ＩＩＲフィルタ処理、フィルタ係数ｂの値の更新、およびSA MPLE SELECT信号の発生のようなＳＴＲ機能に必要とされる処理パワーを減少させる。何故なら、この場合、６倍ゆっくりと実行すればよいからである。相関器４２８は、新しい同相シンボルＩ_nおよび直前の同相シンボルＩ_n-1を用いて、ライン７０５において誤差信号を発生する。これは、送信機および受信機にあるシンボル・クロック間のタイミングのずれに関連する。相関器は、ブロック７０２において以下に示す計算を実行し、誤差信号を発生する。Ｅ（ｎ）＝Ｉ_n×ｓｉｇｎ（Ｉ_n-1）＋Ｉ_n-1×ｓｉｇｎ（Ｉ_n-1）この誤差は、ステップ７０８において５タップ矩形ウインドウを用いて平均化し、獲得時におけるシンボル・タイミング再生ループに対する他の制御ループからのノイズの影響を低減させる。このフィルタ処理は、過去５つの入力誤差値Ｅ（ｎ−５）．．．Ｅ（ｎ−１）を含むブロックの平均を取ることによって行われる。次のＳＴＲ処理間隔において、ウインドウは過去の入力の次のブロックに移行する。したがって、ステップ７１０に示すように、１０だけダウンサンプリングすることによって、各ＳＴＲ処理時間間隔毎に（即ち、各１０シンボル期間毎に）１回１つの平均出力を生成する。ステップ７１３において、ループ安定化およびタイミング・ジッタ制御のために、平均誤差を二極ＩＩＲフィルタに送る。このフィルタの利得Ｃ２は、獲得時におけるループの高速収束のために、最初の４ミリ秒の間Ｃ２＝０．１１５に設定する。最初の４．２ミリ秒の後、利得値をＣ２＝０．０３に設定し、定常状態におけるタイミング・ジッタの減少を図る。次に、ＩＩＲフィルタ７１３の出力をサンプル選択ロジック７１６に送り、可変群遅延フィルタおよびSAMPLE SELEC T信号のために係数値ｂを決定する。ＩＩＲフィルタおよびサンプル選択ロジックの処理の概要は、以下の通りである。ｕ＝サンプル選択ロジックへの入力ｂ＝ＶＧＤフィルタに送られるサンプル選択ロジックの出力 e_str＝ＩＩＲフィルタに入力される平均ＳＴＲ誤差 SAMPLE SELECT＝サンプル選択ロジック７１６の出力 u(n) = C2 × e_str(n) + 1.3 × b（n-1）-0.3 × (n-2) （ｕ_n≦−．０４５）または（ｕ_n≧．９６）の場合＝＝＞ SAMPLE SELECT信号をトグルする。あるいは＝＝＞SAMPLE SELECT（n）= SAMPLE SELECT（n-1）ｕ_n≦−．０４５の場合＝＝＞ｂ_n＝ｕ_n＋０．８あるいは、ｕ_n≧０．９６の場合＝＝＞ｂ_n＝ｕ_n−０．９５あるいは、＝＝＞ｂ_n＝ｕ_n 図１５の下部にあるブロック７２０，７２２，７２５は、シンボル・タイミング・ロック信号SYMBOL CLOCK LOCKを発生するために用いられる。この信号を発生する際、ステップ７２０においてダウンサンプラ７１０からの誤差値の絶対値を判定し、ステップ７２２において過去４つの誤差値の絶対値の平均を取り、ステップ７２５においてこの平均値をスレッショルド値と比較する。ステップ７２５において、この平均誤差の絶対値が０．２未満である場合、タイミングのずれは、シンボル周期のほぼ５パーセント以内であり、シンボル・タイミングがロックされていることを示す。サンプル選択ロジック７１６の可変群遅延フィルタに対する初期出力値はｂ＝０．６であり、SAMPLE SELECTは初期状態ではゼロにセットされる。キャリア位相再生（ＣＰＲ）方法）次にキャリア位相再生（ＣＰＲ）プロセス（図９における４５０）を論ずるために図１６に移る。このプロセスは、ベースバンド位相回転器プロセス（ＢＰＲ）４６０および位相ロック・ループ４７０から成る。キャリア位相再生４５０は、位相ロック・ループ（Costas loopとしても知られている）を用いて残留位相( residual phase)を推定し、ベースバンド位相回転器（ＢＰＲ）を用いて復素波形を回転させることによって、復素ベースバンド信号から残留キャリア位相を取り出す。ベースバンド位相回転器４６０は、７３０において、位相ロック・ループから位相増分（ＰＩ）値を受け取り、ステップ７３４において位相増分値を累積し、シンボル・レートで残留キャリア位相値を発生する。次に、この値を９ビットに量子化し、好適なＤＳＰのプログラム・メモリに格納されている、サインおよびコサイン・テーブル７４０のアドレスを形成する。位相の解像度は、位相解像度＝２π×ＬＢＳ＝２π×２^-9＝．０１２２７２ラジアンによって定義される。この解像度の結果、−４４．２ｄＢの最大シンボル誤差、および約−６３ｄＢのｒｍｓシンボル誤差が生ずる。プログラム・メモリ内に格納されているサインおよびコサイン点の数は６４０であり、これは、サイン波形の１．２５サイクル、即ち、１．２５ｘ２⁹＝６４０に対応する。ｃｏｓθ＝ｓｉｎ（π／２＋θ）であるので、コサイン値に対するアドレスは、サイン値のアドレスに５１２／４＝１２８を加算することによって得られる。サイン値およびコサイン値を用いて、ステップ７４３において実行される以下の計算によって、推定された残留キャリア位相だけ復素波形を回転させる。Ｉ_out＝Ｉ_in×ｃｏｓ（ＰＨＡＳＥ）＋Ｑ_in×ｉｎ（ＰＨＡＳＥ）Ｑ_out＝Ｑ_in×ｃｏｓ（ＰＨＡＳＥ）＋Ｉ_in×ｓｉｎ（ＰＨＡＳＥ）図９に示したように、位相回転されたＩおよびＱは、位相ロック・ループ機能４７０に供給される。次に図１７に移り、位相ロック・ループ機能４７０は、信号CARRIER PHASE LO CKによって示される、システムがキャリアにロックされるときを判定し、位相増分信号ＰＩを発生するように動作する。ＢＰＲ４６０からの同相Ｉ成分および直角Ｑ成分は、シンボル・レートで位相ロック・ループに入力され、ステップ７５１によって誤差項を生成し、これをループ・フィルタ７５２に渡す。ループ・フィルタの出力は、ベースバンド位相回転器において用いられる位相増分値ＰＩである。疑似ロックを防止するためにリミッタ・ブロック７５５を用いる。位相増分値がＱＰＳＫに対して９０度を超えるようなキャリア位相誤差である場合、コンステレーション上の点を表わすシンボルはコンステレーション上の他の点に回転し、正しい判断として誤って検出される可能性がある。このＱＰＳｋ変調技法に対する疑似ロックを防止するために、位相増分値を９０度未満のあるスレッショルド値に制限しなければならない。好適な実施の形態において用いられるスレッショルド値は、±３０度であり、これは、基準周波数 π／６ラジアン＝２π×３ｋＨｚ／シンボル・レートを有する局部発振器の３ｋＨｚのずれに対応する。ステップ７５１からの推定誤差値はループ・フィルタ７５２に送られ、位相増分値を発生する。ループ・フィルタの閉ループ伝達関数の帯域は約１ｋＨｚであり、これは、ループは１ｋＨｚ未満の周波数の位相ジッタを追跡可能であるということを意味する。更に、ステップ７５１からの誤差値の絶対値をステップ７５８で判定し、ステップ７６０において過去８つの値について平均を取る。ステップ７６２において、この平均をスレッショルド値０．１１と比較する。このスレッショルド値は１２．７度の位相誤差に対応する。平均誤差がこのスレッショルド未満である場合、キャリアの位相はロックされていると見なす。次いで、ロック指示信号CARRIER PHASE LOCKを発生し、ホスト・インターフェース・ポートを通じてＨＩＵのホスト・システムに渡す。位相ロック・ループの位相増分出力ＰＩは、シンボル・レートでベースバンド位相回転器部分に入力される。復号およびフォーマット化ベースバンド処理の最終段階は、図９における４８０（図１０における５６５）に示す、シンボル復号、差分位相復号、およびフォーマット化である。勿論、シンボル復号は、ＱＰＳＫ変調ＤＳ０信号の復調、およびこの信号の瞬時値の判定を伴う。これまでの検討から思い出されるように、変調器におけるＩおよびＰ入力は、差分位相符号化によって符号化され、受信シンボルの位相の曖昧さを取り除くようにしている。したがって、受信されるＩおよびＱは、差分位相復号されなければならない。まず、ＢＰＲプロセス４６０の出力を、二進判断ＡおよびＢにマップする。ＱＰＳＫでは、マッピングは単純な演算である。Ｉ_BPR＞０の場合、＝＝＞Ａ＝１Ｉ_BPR≦０の場合、＝＝＞Ａ＝０Ｑ_BPR＞０の場合、＝＝＞Ｂ＝１Ｑ_BPR≦０の場合、＝＝＞Ｂ＝０差分符号器は、ＡおよびＢの現在値および直前値を取り、それらを二進シンボル判断Ｉ_outおよびＱ_outにマップする。この差分復号器のマッピング機能に対する真理値表を以下の図３に示す。Ｉ_outおよびＱ_outの値は、ＤＳＰのプログラム・メモリ内に位置する１６ワード参照テーブルによって得ることが好ましい。各ワードは、３ビット・ワードとしてフォーマット化される。ＭＳＢはＩ_outに対応し、次のビットはＱ_outに対応し、ＬＳＢはゼロであり、あるいはステータス・ビットとして用いることができる。好適なＤＳＰ回路の直列ポートの最少ワード長は３であるので、３番目のビットの存在は不可避である。図１８は、シフタ、乗算器、ＶＧＤＦ、ＢＰＲ、位相ロック・ループ、ＳＴＲ、およびシンボル復号の様々なルーチンのタイミングを示す。図１０のフロー・チャートに関連付けることにより、当業者は、本発明を実施するために開示した実施の形態において用いられる好適なＤＳＰのプログラムができるようになるであろう。以上、本発明の好適な実施の形態について示しかつ説明したが、添付の請求の範囲に記載する本発明の精神および範囲ならびにその均等物から逸脱することなく、種々の改良や変更が本発明には可能であることは、当業者には明白であろう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．広帯域通信ネットワークを通じて伝達される電話信号を、加入者から電話網インターフェースに結合するシステムであって、広帯域ネットワークにおける選択されたキャリア周波数で変調された電話信号を、ベースバンド周波数に変換する複数の周波数変換回路と、前記周波数変換回路から複数の複合電話信号を収集し、前記ベースバンドにおける変調された電話信号に対応する時分割多元接続（ＴＤＭＡ）サンプリングされた信号を供給するチャネライザと、前記ＴＤＭＡサンプリングされた信号を復調し、復調電話信号を導出するベースバンド復調器と、前記復調された電話信号を電話網に結合する出力インターフェースと、から成ることを特徴とするシステム。２．請求項１記載のシステムにおいて、前記ベースバンド復調器は、ベースバンドにおける複数のＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話チャネルを表わす複数のデジタル信号サンプルから成る直列データ・ストリームを受信する入力ポートと、前記ＤＳ０電話チャネルの各々に対して、前記デジタル信号サンプルの利得を調節する自動利得制御（ＡＧＣ）段と、前記ＡＧＣ段に結合され、前記デジタル信号サンプルからの前記ＱＰＳＫ変調ＤＳ０電話チャネルの各々に対するタイミング情報を抽出し、復号段における前記デジタル信号サンプルのサンプリングを遅延させ、当該サンプリングが最適化されたシンボル時となるようにするシンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）段と、前記ＳＴＲ段に結合され、前記ＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話信号の各々に対して、前記復調器を前記キャリアの周波数にロックするキャリア位相再生（ＣＰＲ）段と、前記デジタル信号サンプルをサンプリングし、前記復調されたＤＳ０電話チャネルに対応するデジタル信号出力を供給するシンボル復号段と、から成ることを特徴とするシステム。３．請求項１記載のシステムにおいて、前記広帯域通信ネットワークはケーブル・テレビジョン（ＣＡＴＶ）ネットワークであり、前記選択されたキャリア周波数は、所定の第１周波数帯域内にあり、更に、所定の第２周波数帯域においてテレビジョン番組信号を加入者に供給する機器を備えていることを特徴とするシステム。４．請求項３記載のシステムであって、更に、前記加入者に配置され、制御装置から受信するコマンドに応答して、電話信号を伝達する周波数を、前記第１周波数帯域内の第１周波数から前記第１周波数帯域内の第２周波数に変更するように動作する周波数応動変調器を備えていることを特徴とするシステム。５．請求項４記載のシステムにおいて、前記周波数応動変調器は、個別の増分値を単位として変動する選択可能なキャリア周波数において動作する直角位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）変調器を備えていることを特徴とするシステム。６．請求項１記載のシステムにおいて、前記電話網インターフェースは、ＣＡＴＶヘッドエンドを備えていることを特徴とするシステム。７．電話網への接続のための電話網インターフェースを含み、加入者と電話網との間で信号を伝達するための広帯域通信ネットワークの動作方法であって、前記電話網インターフェースにおいて周波数分割多重化（ＦＤＭ）変調された電話信号を受信するステップと、選択した複数のＦＤＭ変調された電話信号をベースバンドに周波数シフトするステップと、前記ベースバンドにシフトした電話信号をサンプリングし、複数の時分割多元接続電話信号サンプルを発生するステップと、前記複数の時分割多元接続信号サンプルを直列データ・ストリームにチャネル化するステップと、単一のデジタル信号プロセッサを用いて前記直列データ・ストリームを処理し、複数の復調電話信号を導出するステップと、前記復調電話信号を前記電話網に結合するステップと、から成ることを特徴とする方法。８．請求項７記載の方法において、前記変調された電話信号は、前記広帯域ネットワークの帯域内のキャリア上で（ＱＰＳＫによって）独立して変調され、単一のデジタル信号プロセッサを用いて前記直列データ・ストリームを処理し複数の復調された電話信号を導出する前記ステップは、変調された電話信号の選択されたサブセットを、所定のサンプリング・レートでサンプリングし、デジタル信号サンプルの直列データ・ストリームを得るステップと、前記変調された情報信号の選択したサブセットを表わす前記デジタル信号サンプルを（ＤＳＰを用いて）処理し、タイミング調節信号（ｂ）を導出するステップと、前記タイミング調節信号を用いて、前記所定のサンプリング・レートを調節するステップと、から成ることを特徴とする方法。９．電話網との双方向電話信号通信、および契約システムの複数の加入者との双方向電話信号通信のための装置であって、前記契約システムは契約ネットワークを含み、該契約ネットワークにおいて、加入者に信号を伝達するための第１周波数帯域と、前記加入者からの信号を伝達する第２周波数帯域とを有し、前記装置は、前記契約ネットワークの前記第１帯域上で、前記電話網からの電話信号を変調する電話網変調器と、前記契約ネットワークからの前記第１帯域内の電話信号を復調し、それらを加入者に結合する加入者端末復調器を含む加入者端末と、前記複数の加入者の各々と関連付けられ、前記契約ネットワークの前記第２帯域内の選択した周波数サブバンドにおいて、各加入者からの電話信号を変調する第２変調器と、前記契約ネットワークの前記第２帯域において複数の変調さ電話信号を、ベースバンド周波数に変換する周波数変換段と、前記ベースバンドの変調された電話信号をデジタル信号サンプルに変換するデジタイザと、前記デジタイザからの前記デジタル信号サンプルを処理し、前記サンプルを復調して、複数のＤＳ０チャネルに関連する復調された電話信号を導出するデジタル信号プロセッサと、前記復調された電話信号を前記電話網に結合する構成要素と、から成ることを特徴とする装置。１０．電話網と双方向に電話信号を結合すると共に、ヘッドエンドから複数の加入者に向かって延びる樹および枝型広帯域契約ネットワークを含む契約システムの前記加入者と双方向に電話信号を結合する通信システムの動作方法であって、前記電話網から前記ヘッドエンドへの電話信号のためのネットワーク・インターフェースを設けるステップと、加入者から前記契約ネットワークに接続されている加入者端末への電話信号のためにインターフェースを設けるステップと、加前記ヘッドエンドから加入者へ信号を伝達するための第１周波数帯域を設けるステップと、前記契約ネットワーク上の前記第１帯域上において前記電話網からの電話信号を変調するステップと、加入者から前記ヘッドエンドに信号を伝達するための第２周波数帯域を設けるステップと、加入者からの所定の複数の電話信号をベースバンド周波数に変換するステップと、ベースバンドにおいて前記複数の電話信号を処理し、複数のＤＳ０チャネルに関連する復調された電話信号を導出するステップと、前記復調された電話信号を、前記ネットワーク・インターフェースにおいて前記電話網に結合するステップと、から成ることを特徴とする方法。１１．複数の独立したＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話チャネルを復調する通信信号復調器であって、ベースバンドにおける複数のＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話チャネルを表わす複数のデジタル信号サンプルから成る直列データ・ストリームを受信する入力ポートと、前記ＤＳ０電話チャネルの各々に対して、前記デジタル信号サンプルの利得を調節する自動利得制御（ＡＧＣ）段と、前記ＡＧＣ段に結合され、前記デジタル信号サンプルからの前記ＱＰＳＫ変調ＤＳ０電話チャネルの各々に対するタイミング情報を抽出し、復号段における前記デジタル信号サンプルのサンプリングを遅延させ、当該サンプリングが最適化されたシンボル時となるようにするシンボル・タイミング再生（ＳＴＲ）段と、前記ＳＴＲ段に結合され、前記復調器を、前記ＱＰＳＫ変調されたＤＳ０電話信号の各々のキャリアの周波数にロックするキャリア位相再生段と、前記デジタル信号サンプルをサンプリングし、前記復調されたＤＳ０電話チャネルに対応するデジタル信号出力を供給するシンボル復号段と、から成ることを特徴とする通信信号復調器。１２．変調された情報信号を復調する復調器を含む通信システムにおいて、着信情報信号のサンプリングのためのタイミング補正装置であって、ナイキスト・レート未満の周波数において着信情報信号のデジタル信号サンプルを供給し、ベースバンド被変調信号を得るデジタイザと、前記ベースバンド被変調信号の利得を調節する自動利得制御回路と、可変フィルタ係数の関数として、前記ベースバンド被変調信号に所定の群遅延を強制する可変群遅延フィルタと、複数の連続サンプル値の関数として、前記可変フィルタ係数を発生するフィルタ係数発生回路と、前記可変群遅延フィルタを前記復調器に結合する構成要素と、から成ることを特徴とする装置。１３．請求項１２記載の装置において、前記フィルタ係数発生回路は、複数の連続サンプル値のサンプリングされたインパルス応答の対称誤差に対応する誤差信号を発生する相関器と、前記誤差信号の複数の値の平均を取る平均回路と、から成ることを特徴とする装置。１４．請求項１３記載の装置において、前記平均回路は、矩形ウインドウを有する５タップ・フィルタから成ることを特徴とする装置。１５．請求項１３記載の装置において、前記対称誤差は、２つの連続サンプル値の前記サンプリングされたインパルス応答の誤差に対応することを特徴とする装置。１６．請求項１３記載の装置において、前記フィルタ係数発生回路は、更に、前記平均回路の出力に結合されている安定化フィルタを備えていることを特徴とする装置。１７．請求項１６記載の装置において、前記安定化回路は二極ＩＩＲフィルタであることを特徴とする装置。１８．請求項１７記載の装置において、前記安定化フィルタの利得は、初期状態において、高速収束のために第１の所定値に設定され、所定時間の経過後に第２の所定値に設定し直され、定常状態におけるタイミング・ジッタを減少させることを特徴とする装置。１９．請求項１２記載の装置において、前記変調された情報信号は、ＱＰＳＫされた変調デジタル信号から成ることを特徴とする装置。２０．広帯域通信ネットワーク上で複数の情報信号を独立して伝達する方法であって、前記広帯域ネットワークのある帯域におけるキャリア上で、複数の情報信号の各１つを独立して変調するステップと、前記ネットワーク上の受信機において、変調された情報信号の選択したサブセットをベースバンドに変換するステップと、前記変調された情報信号の選択されたサブセットを、所定のサンプリング・レートでサンプリングし、デジタル信号サンプルの直列データ・ストリームを得るステップと、前記変調された情報信号の選択されたサブセットを表わす前記デジタル信号サンプルを処理し、タイミング調節信号（ｂ）を導出するステップと、前記タイミング調節信号を用いて、前記所定のサンプリング・レートを調節するステップと、から成ることを特徴とする方法。２１．請求項２０記載の方法において、前記情報信号はＱＰＳＫで変調されることを特徴とする方法。２２．請求項２０記載の方法において、前記デジタル信号サンプルの前記処理は、デジタル信号プロセッサを用いて実行されることを特徴とする方法。２３．請求項２０記載の方法であって、更に、前記サンプリングするステップの前に、自動利得制御（ＡＧＣ）回路を用いて、前記変調された情報信号の利得を自動的に調節するステップを含むことを特徴とする方法。２４．請求項２３記載の方法において、前記変調された情報信号の利得を自動的に調節する前記ステップは、タイミング調節信号を導出する前記ステップの前に、各サンプルを乗算係数Ｍと乗算するステップと、シンボル周期で測定した所定の間隔で、前記乗算係数Ｍを周期的に決定するステップと、から成ることを特徴とする方法。２５．請求項２０記載の方法において、前記タイミング調節信号を用いて前記所定のサンプリング・レートを調節する前記ステップは、シンボル周期で測定した所定の間隔で、前記乗算係数Ｍを周期的に決定するステップを含むことを特徴とする方法。２６．請求項２０記載の方法において、前記情報信号は、ＤＳ０電話信号から成ることを特徴とする方法。２７．請求項２０記載の方法において、前記デジタル信号サンプルを処理しタイミング調節信号を導出するステップは、シンボル周期で測定した所定の間隔で前記タイミング調節信号を周期的に決定するステップを含むことを特徴とする方法。２８．請求項２０記載の方法において、前記タイミング調節信号は、可変群遅延フィルタのための係数を含むことを特徴とする方法。