JPH11509967A

JPH11509967A - ガス放電ランプに電力を供給し点灯するための電源装置

Info

Publication number: JPH11509967A
Application number: JP9540689A
Authority: JP
Inventors: フェンキタズブラーマニアン，スレーラマン; マゾン，クリント; ツィーア，ヨン−ピン; フ，フェン−カン; シュレーイェン，ヤコブ
Original assignee: コーニンクレッカ、フィリップス、エレクトロニクス、エヌ．ヴィ．
Priority date: 1996-05-10
Filing date: 1997-05-05
Publication date: 1999-08-31
Also published as: DE69726091D1; US5808422A; DE69726091T2; EP0838130B1; CN1164149C; EP0838130A1; WO1997043879A1; CN1197586A

Abstract

(57)【要約】本発明によるガス放電ランプに電力を供給し点灯するための電源装置は、放電ランプの放電電極の間に柱状放電を主電源周波数よりかなり高い周波数にて一方の極性と他方の極性の間で交互に維持するためにＡＣ電圧を供給するための安定器手段（Ｋ、Ｌ、Ｍ、Ｎ）を含む。この電源装置は、さらに、一方の極性における柱状放電に対するランプ電流が他方の極性における柱状放電に対するランプ電流と異なる非対称動作状態を検出し、前記非対称動作状態が検出された場合は、ランプをスイッチングオフするための寿命検出手段（Ｐ）を含む。この寿命検出手段は、前記非対称動作状態に起因するＤＣ電圧の公称値からの偏差を検出するためのＤＣ電圧検出手段（ＶＤ）を含む。この寿命検出手段（Ｐ）は、さらに前記電圧の偏差が閾値時間値より長い時間期間検出された場合にランプをスイッチオフするタイマ手段（Ｔｉ）を含む。

Description

【発明の詳細な説明】ガス放電ランプに電力を供給し点灯するための電源装置本発明は、ガス放電ランプ(gas discharge lamp)に電力を供給し点灯するための電源装置であって：ａ）主電源周波数を有するＡＣ主電源への接続のための入力端子と、ｂ）ランプ動作の際に柱状放電(column discharge)を維持する一対の放電電極を有するガス放電ランプへの接続のための出力端子と、ｃ）前記入力端子と前記出力端子との間に接続された安定器手段であって、前記放電ランプの放電電極の間の柱状放電を前記主電源周波数よりかなり高い周波数にて一方の極性と他方の極性との間で交互に維持するためにＡＣ電圧を前記出力端子に供給する安定器手段と、さらにｄ）一方の極性における柱状放電のためのランプ電流が他方の極性における柱状放電のためのランプ電流と異なる非対称動作状態を検出し、前記非対称動作状態が検出された場合に、ランプをスイッチングオフする寿命検出手段であって、前記非対称動作状態に起因するＤＣ電圧の公称値からの偏差を検出するためのＤＣ電圧検出手段を含む、寿命検出手段と、を備えた電源装置に関する。このような安定器は、米国特許第５、４７５，２８４号において開示されている。ランプ動作の際に、ガス放電ランプのための安定器は、通常、ランプ間にＡＣ電圧を、このＡＣ出力電圧の正と負の半サイクルの間でランプ電流が交互し、この両方のサイクルにおいてランプ電極の間に柱状放電が維持されるような方法にて供給する。この正の半サイクルにおいては、一方の電極は陰極として働き、他方の電極は陽極として働く。これら電極は、負の半サイクルにおいてはこの反対に機能する。電極が陰極として働く場合は、電極は、対応する半サイクルにおいて電子を放出することで、柱状放電を点灯および維持する。これら電極は、典型的には、電子放出材料を含み、これがその電極が陰極として働くときの豊富な電子の供給源となる。ランプの寿命を通じて、これら放電電極は老化し、周知のプロセスによって放出材料を、典型的には、若干異なる速度にて、失って行く。この結果、通常、ランプは、寿命の終端状態に達する。そして、この状態においては、電極の一つが陰極として機能するとき、柱状放電を点灯および維持するのに十分な電子を供給することができなくなり、このために、ＡＣ出力電圧の負あるいは正のいずれかの半サイクルにおいてのみ柱状放電が維持される状態となる。この半波放電状態においては、ランプは、本質的に、整流器として機能する。上述のＪＰ１−２５１５９１においては、ランプの非放電電圧は、放電電圧より高く、このために、半波放電状態においては、ランプの両端間のＡＣ電圧の振幅が正常な動作のときより高くなることに着目する。ＪＰ１−２５１５９１は、ランプ間のＡＣ電圧を測定し、ランプが半波放電状態にあってより高いＡＣ電圧が発生しているのを検出するための検出回路を含む。電子放出材料がこれら電極の片方から枯渇してゆくと、ランプの陰極降下電圧（cathode fall voltage）が増加し、このために電極領域の温度が上昇し、電極近傍において、ランプを封印するための外皮ガラスが加熱されることとなる。この部分的な整流状態においては、この温度の上昇のためにランプの容器が、完全な半波状態に達する前に、場合によっては、チカチカ（明滅）に気付く前であっても、突然に破裂することがある。これは、細い直径のランプでは、特に起こり易い。ランプ間のこのＡＣ電圧の変化は非常に小さく、この部分的な整流状態を確実に検出することは不可能に近い。この検出は、同一タイプのランプであっても製造業者が異なればランプによってＡＣランプ電圧に差があり、さらに、ＡＣランプ電圧は周囲の温度によっても変動し、これのら変動の方が、しばしば、ある特定のランプの正常な状態と完全な半波放電状態との間のＡＣランプ電圧の差より大きいという事実からさらに困難となる。ただし、ランプ間のＤＣ電圧の変化は、より大きく、これならばより確実に検出できる可能性がある。米国特許第５，４７５，２８４号は、蛍光ランプを含む負荷回路に電力を供給するインバータと、ランプ間のＤＣ電圧の公称値（０Ｖ）からのずれ（偏差）がある閾値を超えた場合、インバータをスイッチオフするための手段を含む、安定器を開示する。以降、ＤＣ電圧の公称値からの偏差は、電圧偏差とも呼ぶ。ただし、ランプの点灯の際は、ランプが寿命の終端に近づいていない場合でも、電圧偏差がランプ間に発生することがある。このために、この閾値は、新たなランプの場合でも点灯の際にスイッチオフされるのを回避するためにある程度高くすることが必要とされる。ただし、閾値をあまり高く設定すると、検出手段のランプの寿命の終端状態を検出するための感度が制限される。本発明の一つの目的は、検出手段の感度がより高い安定器を提供することにある。本発明によると、冒頭に説明されたタイプの安定器の前記寿命検出手段は、さらに、前記ＤＣ電圧検出手段がＤＣ電圧の公称値からの偏差（ずれ）をある閾値時間値(threshold time value)より長期間に渡って検出した場合に、前記非対称動作状態を検出するタイマ手段を含む。ランプの点灯は、短期間しか継続しないが、寿命の終端状態は徐々に進行する。閾値時間値は、“良好”なランプの点灯の際に発生する電圧偏差に対して予測される継続期間より長く選択される。本発明の安定器においては、電圧偏差が第１の時間閾値より長期に渡って継続するか否か検出され、インバータは、電圧偏差が発生した場合でも、電圧偏差が第１の時間閾値より短い場合はスイッチオフされない。このため、比較的敏感なＤＣ電圧検出手段を使用することが可能となる。この高感度のために、第１の時間閾値を比較的長く選択し、ランプが危険な状態になるのを回避することができる。本発明の電源装置の一つの好ましい実施例においては、前記タイマ手段は、ＤＣ電圧がそれ以上検出されなくなった時点で時間値を格納し、その後ＤＣ電圧が検出されたとき前記時間値を増分するための手段を含む。これは、寿命検出手段の感度をさらに向上させる。本発明による電源装置の一つの好ましい実施例においては、電源装置は、ランプを、前記閾値時間が過ぎた後の所定の時間内に再点灯するための再起動手段を含む。一方において、ランプが例えば主電源の過渡現象に起因するノイズによって誤ってスイッチオフされた場合は、ランプは再点灯の後正常な動作を続ける。他方において、ランプが寿命の終端に近づいたときは、検出手段は前記時間閾値に対応する期間の後にランプを再びスイッチオフする。この結果として、放電ランプは、例えば数秒間の所定の滞留時間にて反復的に点滅することとなる。この “しゃっくり(hiccup)”動作から、ユーザはランプの交換が必要なことを知る。ランプが動作する期間と動作しない期間の時間間隔は、温度が上昇して危険な状況となるのを回避できるような間隔に選択される。ＤＣ電圧検出手段は、ランプ自身の間の電圧偏差を検出することもでき、この場合は、公称値は０Ｖである。ただし、別の方法として、この電圧偏差を間接的に検出することも可能である。例えば、一つの実施例においては、ランプに、このためのデバイスが結合され、柱状放電に対するランプ電流が一方の極性と他方の極性で異なるときの電圧偏差がこのデバイスの間に反映される。このデバイスとしては容量性デバイスを用いることができる。特に安価な実現に対しては、このデバイスとして、通常は動作の際にランプからの低レベルのＤＣ成分を阻止するために用いられる安定器内のＤＣ阻止コンデンサが用いられる。別の方法として、安定器が電流制限安定器コンデンサを含む場合は、この安定器コンデンサの間に反映される電圧偏差を検出することもできる。さらに別の実施例においては、ランプの非対称動作によって生成される電圧偏差が、放電ランプを含む負荷ブランチの端の所のブリッジ回路にて検出される。本発明による電源装置の一つの好ましい実施例においては、前記安定器手段は、ＤＣ電位を持つＤＣ源、前記ＤＣ源の間に直列に接続されたペアのスイッチを含むブリッジインバータ、および前記放電ランプのための出力端子を含む負荷回路を含む。前記負荷回路は、前記スイッチ間の節点に結合された第１の端と、第２の端を持つ。前記安定器手段は、さらに、前記ＤＣ源と前記負荷回路の前記第２の端とに結合された半ブリッジコンデンサ、および前記スイッチをスイッチングすることで前記放電ランプ間にＡＣ信号（電圧）を生成するための手段を含む。前記スイッチのスイッチングは、前記負荷回路の前記第２の端の所のＤＣ電圧が前記ランプの非対称でない動作状態（正常な動作状態）においては前記ＤＣ電位の二分の一に等しい公称値を持つように決められ、前記検出手段は、ランプの前記非対称動作状態によって生成されるＤＣ電圧の前記公称値からの偏差を検出する。上述の実施例の一つの実現においては、前記検出手段は、前記公称値にあるＤＣ閾値の値を加えた値に等しい高閾値電圧と、前記公称値から前記ＤＣ閾値の値を引いた値に等しい低閾値電圧を設定するための手段、前記負荷回路の前記第２の端の所のＤＣ電圧を前記高閾値電圧および前記低閾値電圧と比較するための手段、および前記負荷回路の前記第２の端の所のＤＣ電圧が前記高閾値電圧より高いあるいは前記低閾値電圧より低い場合に制御信号を出力するための手段を含む。本発明の電源装置のもう一つの好ましい実施例においては、前記ＤＣ電圧検出手段は、前記ＤＣ電圧の前記公称値からの偏差の大きさを決定するための手段、および前記偏差の大きさをある閾値電圧と比較し、前記偏差の大きさが前記閾値電圧より高い場合に制御信号を出力するための手段を含む。この実施例においては、ＤＣ電圧は単一の閾値と比較される。本発明のこれらおよびその他の目的、特徴、長所は、付録の図面、以下の詳細な説明、および請求の範囲から明らかになるものである。各図面に関しては：図１(FIG.1)は、電源装置と蛍光ランプを含むランプシステムを簡略的に示す略図であり；図２(FIG.2)は、ランプ封印ガラスの損傷を起こすことがあるランプの部分的な整流状態における正と負の半サイクルの間のランプ電流の波形の差を示し；図３(FIG.3)は、本発明による電源装置のブロック図であり；図４(FIG.4)は、図３の実施例の一部分をより詳細に示し；図５Ａ(FIG.5A)は、本発明による電源装置の第２の実施例のブロック図であり；図５Ｂ(FIG.5B)は、図５Ａの実施例の一部分をより詳細に示し；そして図６(FIG.6)は、本発明による電源装置の第三の実施例を示す。図１は、ランプシステムを簡略的に示す。このシステムは、通常蛍光ランプと呼ばれる低圧水銀蒸気ガス放電ランプ４００と、ランプを点灯および動作するための電源装置３００を含む。電源装置３００は、低周波あるいは高周波の電流を制限されたＡＣ電圧源を含む。また、これは、ランプ４００と直列に接続されたコンデンサ３２０を含む。ランプは、ペアのタングステンフィラメント電極４１４を含む。各電極は、タングステンより低い仕事関数を持つ電子放出材料と、水銀と希土類ガスから成る放電維持充填物を含む。動作の際、ＡＣ電圧源の正と負の半サイクルの両方において、電極４１４の間に柱状放電が維持される。電極４１４が陰極として働く場合は、これは、正と負の半サイクルの際に、電子を放出することで、柱状放電を点灯し、これを維持する。ランプの寿命を通じて、電子放出材料が電極から次第に枯渇されて行くが、典型的には、枯渇の速度は、各電極で異なる。この枯渇は、ランプの封印ガラス（lamp envelope ）が電極の近傍で黒くなることによって現われる。放出材料がほぼ完全に枯渇すると、タングステン材料が、放電を支えるためにより多くの電子を放出するようになる。タングステン材料は、より高い仕事関数を持つために、陰極降下電圧が増加する。このために、電極領域の温度が増加し、この結果として、封印領域４１２の温度が増加する。陰極降下電圧が増加すると、ランプは、より多くの電力を消費し、ランプの一端の所で、追加の電力が熱の形式で放散する。もしランプの動作をこの状態で継続させると、ランプの封印ガラスが損傷し、場合によっては、激しく破損することもある。電極間の不均衡は、ランプ電流の波形の形状に影響を与える。ランプの封印ガラスを損傷させるような過剰な加熱は、完全な整流状態に達する前の、正の半サイクルと負の半サイクルとの間のランプ電流の波形の差が、完全な整流状態の場合よりかなり低い状態においても発生する恐れがある。図２は、ランプ封印ガラスの損傷を起こす危険のある部分的な整流状態における典型的なランプ電流の波形を示す。正の半サイクルと負の半サイクルの振幅は、ほとんど同一である。唯一の差は、負の半サイクルにおける山頂（矢印Ａを参照）付近の形状と、正の半サイクルにおけるこの部分の形状が異なることである。この波形の差は、このように僅かであるために、部分的な整流状態を検出するために、ＡＣランプ電流あるいは結果としてのＡＣ電圧を使用することは困難である。ただし、ランプ電流の差は、ランプの間のＤＣ電圧に差を引き起こす。このＤＣ電圧は、絶対値あるいは公称ランプ電圧のパーセントとしてより簡単に検出することができる振幅を持つ。図１において、矢印はランプ電流を表し、メータ５００、５１０はＤＣランプ電圧を表す。両方の半サイクルにおけるランプ電流が点線の矢印によって表されるように少なくとも実質的に等しい場合、例えば、ランプが比較的新しい場合は、ランプ間にＤＣ電圧は全くあるいは殆ど存在しない。ただし、ランプが古くなり（点線の矢印によって表されるような）部分的な整流状態となると、ランプインピーダンスとランプ電流の波形の小さな差との積によってランプ間に（メータ５００の点線の針によって示されるような）ＤＣ電圧が生成され、これは、簡単に検出することが可能である。例えば、２６Ｗのランプの場合、このＤＣ電圧は、新品のランプでは０Ｖであるが、寿命の終端に近いランプのでは約３０Ｖとなる。一方、ランプの公称電圧は約８０ＶＡＣである。このＤＣ電圧は、さまざまな方法を用いて測定することができる。一つの非常に便利な回路においては、ランプ電圧が他の回路要素に反映される。つまり、図１に示すように、ランプ間のＤＣ電圧に等しいＤＣ電圧が、メータ５１０によって示されるように、ランプと直列に接続されたコンデンサ３２０の間に反映される。安定器の設計次第で、このコンデンサは、電流制限安定器コンデンサとすることも、あるいはＤＣ阻止コンデンサとすることも可能である。図３は、本発明の電源装置の第１の実施例のブロック図である。電源装置は、図３に示すように、主電源周波数を持つＡＣ主電源装置への接続用の入力端子Ｋ１、Ｋ２を持つ。この電源装置は、さらに、ガス放電ランプに接続するめたの出力端子Ｔ１、Ｔ２を持つ。ここで、ガス放電ランプはペアの放電電極を持ち、この間にランプ動作の際に柱状放電が維持される。電源装置は、さらに、他の放電ランプへの出力端子を持つことも可能である。安定器手段は、これら入力端子と出力端子の間に接続される。安定器手段は、出力端子の所に、放電ランプの放電電極の間に柱状放電を、主電源周波数よりかなり高い周波数にて一方の極性と他方の極性との間で交替して、維持するためにＡＣ電圧を供給する。ここに示す実施例においては、安定器手段は、ＥＭＩ／トライアック減衰フィルタ“Ａ”、全ブリッジ入力整流器“Ｂ”、プレコンディショナ回路“Ｃ”、ＤＣ−ＡＣコンバータあるいはインバータ“Ｅ”を含む安定器回路“Ｄ”、共振タンク出力回路“ Ｆ”、および、インバータ“Ｅ”を制御するコントローラ“Ｇ”を含む。全ブリッジ入力整流器“Ｂ”と、これに接続されたＥＭＩ／トライアック減衰フィルタ“Ａ”は、一緒になって、ＡＣ電力線電圧を、整流およびフィルタリングして、こうして得られたＤＣ電圧を、プレコンディショナ回路“Ｃ”に供給する。プレコンディショナ回路は、有効力率修正回路と、整流器回路ＢからのＤＣ電圧を増加および制御するための回路を含む。こうして得られたＤＣ電圧は、ペアのＤＣレールＲＬ１、ＲＬ２に供給される。安定器回路“Ｄ”は、ランプの動作を制御する。インバータＥは、一例においては、半ブリッジ構成とされ、半ブリッジコントローラ、あるいはドライバの制御下で動作する。インバータＥは、高周波の実質的に方形な出力電圧を、共振タンク出力回路Ｆに供給する。共振タンク出力回路Fは、半ブリッジインバータからの実質的に方形な出力を、正弦なランプ電流に変換する。安全回路“Ｈ”は、電源装置に接続された一つあるいは複数の蛍光ランプが故障したとき、あるいはソケットから外されたとき、出力電圧がランプ端子の所に供給されるのを阻止するためのスイッチオフ手段（図示せず）を含む。この安全回路は、また、ランプの両方のフィラメント電極が正常であると検出された場合、コントローラＧを再開する。安全回路は、さらに、寿命検出手段を含む。これは、ランプが、一方の極性における柱状放電に対するランプ電流が他方の極性における柱状放電に対するランプ電流と異なる非対称動作状態にあるか否かを検出する。寿命検出手段は、非対称動作状態が検出された場合、ランプをスイッチオフする働きを持つ。寿命検出手段は、ランプの非対称動作状態に起因するＤＣ電圧の公称値からの偏差を検出するためのＤＣ電圧検出手段を含む。寿命検出手段は、さらに、電圧の偏差が閾値時間値より長期に渡り検出された場合に非対称動作状態の発生を検出するためのタイマ手段を含む。調光インタフェース回路“Ｉ”は、プレコンディショナ“Ｃ”の出力と、コントローラＧの所に存在する安定器回路の制御入力との間に接続され、ランプの照度を制御する。調光インタフェース回路は、コントローラＧに、位相角度調光器の設定に比例する調光電圧信号を供給する。このような安定器は、１９９５年３月３１日付けで出願された“Electronic Ballast With Interface Circuitry for Phase Angle Dimming Control”という名称の米国特許出願第８０／４１４，８５９号（現在は米国特許第５，５５９，３９５号）において詳細に説明されているのでこれを参照されたい。図４は、図３の実施例のＤＣ電圧検出手段をより詳細に示す。ＤＣ阻止コンデンサＣ２５、変圧器Ｔ４、電源変圧器Ｔ２、インバータスイッチＱ２、Ｑ３、および集積回路ＩＣＵ４は米国特許第５，５５９，３９５号の図２に示されるものと同一である。寿命検出手段“Ｊ”は、電圧検出手段“ＶＤ”を含む。これは、オプト結合器Ｏ１によって形成される制御回路を起動し、この制御回路は、タイマ手段“Ｔｉ”を起動する。タイマ手段は、ランプの非対称動作状態を検出し、ＤＣ電圧の公称値（０Ｖ）からの偏差が阻止コンデンサＣ２５を通じて閾値時間値を超える時間期間だけ検出された場合、寿命検出手段にランプをスイッチオフすることを指令する。ＤＣ電圧検出手段は、降伏デバイスを、ペアのツェナーダイオードＤ２５、Ｄ２６と、オプト結合器の入力端子に直列な抵抗Ｒ４０の形式にて含むが、これらの全てが、ＤＣ阻止コンデンサＣ２５の間に直列に接続される。ランプによって生成さるＤＣ成分は両方向とも全てＤＣ阻止コンデンサＣ２５によって阻止され、ここに反映される。ＤＣ阻止コンデンサＣ２５は、通常は、出力変圧器Ｔ４の動作に悪影響を及ぼす“良好な”ランプによって生成される低レベルのＤＣ成分を阻止するために使用される。図４に示すツェナーダイオードＤ２５、Ｄ２６は、おのおの２５Ｖの定格を持つ。抵抗Ｒ４０は、ツェナーダイオードがＤＣ阻止コンデンサＣ２５の間に出現する結合された降伏電圧に応答して降伏した場合に、オプト結合器の入力端子に流れる電流を、オプト結合器(optocoupler)に対して適当な量に制限する働きを持つ。正常な動作においては、ＡＣ出力電圧の正の半サイクルの際のランプ電流と、負の半サイクルの際のランプ電流とは実質的に同一である。こうして、ランプ電流に関して本質的に均衡した状態が存在する。この結果として、ランプ間の電圧のＤＣ成分は、非常に小さくなる。このために、ＤＣ阻止コンデンサＣ２５の間のＤＣ電圧の公称値からの偏差は、ツェナーダイオードＤ２５、Ｄ２６を降伏させるのには不十分である。反対に、ランプの一つのランプ電流が図２に示すように非対称となると、ランプ電圧のＤＣ成分が大きくなり、ツェナーダイオードＤ２５、Ｄ２６の降伏が起こる。この結果、オプト結合器の発光ダイオードが発光し、オプト結合器Ｏ１のスイッチが閉じる。オプト結合器Ｏ１の一方のスイッチ端子はアースに接続され、他方のスイッチ端子はタイマ手段“Ｔｉ”に接続される。タイマ手段“Ｔｉ”は、電圧の偏差が閾値時間値よりも長期間に渡って検出された場合、非対称動作状態を検出し、この結果、集積回路ＩＣＵ４を不能にする。集積回路ＩＣＵ４は、半ブリッジインバータスイッチＱ２、Ｑ３のスイッチングを制御する。ＩＣＵ４がターンオフされた場合、インバータは発振を停止し、ランプは、消される。こうして、ランプをターンオフすることにより、ランプが不平衡な状態で動作することによる安定器要素への損傷が回避される。より重要なことに、枯渇した陰極と周囲のガラスの過剰な加熱によってランプの封印ガラスが突然に破損するのが回避される。ＩＣＵ４は、調光信号を受信するための調光入力（ピン４、ＤＩＭ）を含む。ＩＣＵ４は、スイッチＱ２、Ｑ３のスイッチングを制御することで、放電ランプの光のレベルを、調光信号に対応するレベルに制御する。上述の米国特許第５，５５９，３９５号からここに参照の目的で編入される一つの実施例においては、調光信号はトライアック調光器(triac dimmer)からの整流された出力を受信する調光インタフェース回路から供給される電圧である。ただし、この調光信号は、別の方法にて、例えば、第三のワイヤから直接に、供給することも可能である。ランプの点灯の際は、“良好な”ランプであっても、非対称が短期間存在するが、この場合は、インバータを停止すべきではない。これは、例えば、電極の予熱のときに発生する。タイマ手段“Ｔｉ”は、この事象の際は安定器が停止するのを阻止する。より詳細には、タイマ手段はＤＣ電圧が選択された閾値電圧以上となる時間期間を測定する。この時間期間が、“良好”なランプの場合の典型的な点灯時間より長めに設定される閾値時間値を超える場合に、ランプはスイッチオフされる。図５Ａと図５Ｂは、本発明の電源装置の第２の実施例を示す。この実施例においては、電源装置は、第１の閾値時間値を過ぎた後の所定の時間内にランプを点灯するための再起動手段を含む。安定器は、前記の所定の時間だけオフに留まり、この時間が過ぎた後に、点灯を試みる。“良好”なランプの場合は、ランプは、始動し、正常に動作する。他方、整流を起こしているランプの場合は、ランプは点灯し、閾値時間値に対応する時間期間だけ点いた状態に留まり、次に、所定の時間だけ消える。ランプは、このようなサイクルを継続し、すなわち“しゃっくり”し、こうして、ユーザにランプの交換の必要性を知らせる。図５Ａは、電源装置のブロック図である。ランプの非対称状態によって生成される電圧の偏差は、安定器コンデンサＮの間で検出される。この電源装置は図示するように、入力端子Ｋ１、Ｋ２と、出力端子Ｔ１、Ｔ１を持つ。図５Ａの電源装置の安定器手段は、全波ブリッジ整流器“Ｋ”、電力発振器“Ｌ”、変圧器“ Ｍ”、および安定器コンデンサ“Ｎ”を含む。全波ブリッジ整流器“Ｋ”は、入力Ｋ１、Ｋ２の所のＡＣ主電圧を、ＤＣ電圧に変換し、これを電力発振器“Ｌ” に供給する。電力発振器はペアのスイッチを含み、高周波ＡＣ出力電圧を変圧器 “Ｍ”に供給する。放電ランプは出力端子Ｔ１、Ｔ２に直列に接続され、安定器コンデンサ“Ｎ”は変圧器“Ｍ”の二次巻線に接続される。安定器変圧器“Ｍ” は一定な電圧源を供給し、安定器コンデンサＮはランプへの電流を制限する。この電源装置は、寿命検出手段“Ｐ”を含むが、これを図５Ｂとの関連で詳細に示す。タイマ手段Ｔｉの心臓部は、１４段リプル二進カウンタＣＴＲによって形成される。タイマ手段は、さらに、半導体スイッチＱ２０、Ｑ２１、ダイオードＤ３６〜Ｄ３９、コンデンサＣ５４、Ｃ５５、抵抗Ｒ５４〜Ｒ５９を含む。タイマ手段は、ＤＣ電圧が閾値電圧以上である時間を測定し、この閾値が超えられた場合は、しゃっくり動作を起こさせる。一方、良好なランプの点灯の場合は、ランプが停止するのを阻止する。カウンタＣＲＴへの電力の供給は、入力Ｐ１（アース）とＰ３の所の提供される低電圧源によって行なわれ、これは、例えば、変圧器 “Ｍ”のタップ巻線とされる。ツェナーダイオードＤ３５が、これら入力Ｐ１、Ｐ３の間にコンデンサＣ５３と並列に接続される。ツェナーダイオードＤ５３とコンデンサＣ５３は、一体となって電圧の調整およびフィルタリングを行なう。カウンタＣＴＲの電力入力ＶＣＣは入力Ｐ３に接続される。抵抗Ｒ５８とコンデンサＣ５５はＲＣ時定数を持ち、これによってカウンタＣＴＲ内の内部発振器の発振周波数が制御される。抵抗Ｒ５８とコンデンサＣ５５は、それぞれ、入力ＲＴＣと、入力ＣＴＣに接続される。抵抗Ｒ５８とコンデンサＣ５５は、プルダウン抵抗Ｒ５７、スイッチＱ２１を経てアースに結合される。内部発振器は、スイッチＱ２１が導通してないとき、つまり、ＯＦＦ状態にあるときにのみ発振する。スイッチＱ２１が導通状態になると（ターン“オン”すると）、発振器はＲＳ入力をアースすることで発振を停止する。加えて、電力が入力Ｐ１、Ｐ３に供給され、カウンタＣＲＴがターン“ＯＮ”する度に、カウンタＣＴＲの多重段は、抵抗Ｒ５６、コンデンサＣ５４、マスタリセット入力ＭＲの間の節点の所に生成されるパルスによって論理０にリセットされる。ＤＣ電圧検出手段“Ｖｄ”は、ダイオードＤ３０〜Ｄ３３、ツェナーダイオードＤ３４、抵抗Ｒ５０〜Ｒ５３、コンデンサＣ５０〜Ｃ５２を含む。ＤＣ電圧が、おのおの安定器コンデンサ“Ｎ”の端に接続されたペアの検出抵抗Ｒ５０、Ｒ５１によって検出される。安定器コンデンサはランプを流れる電流を制御するために用いられるが、これら検出抵抗は、電流を僅かに引いている際でも安定器コンデンサの間の電圧の検出できるように選択される。抵抗Ｒ５０、Ｒ５１の他端は、ダイオードＤ３０、Ｄ３１、Ｄ３２、Ｄ３３から構成される全ブリッジ整流器に接続される。このブリッジ整流器は、測定されたＤＣ電圧の公称値からの偏差の大きさを決定するための手段を形成する。コンデンサＣ５０、Ｃ５１は、抵抗Ｒ５０、Ｒ５１によって検出されたＤＣ電圧に存在する高周波リプルをフィルタする。ツェナーダイオードＤ３４の陰極は、全ブリッジ整流器の出力に、Ｄ３０、Ｄ３１の陰極の所で接続される。ツェナーダイオードＤ３４は、ＤＣ電圧レベルに対する所定の閾値の値として選択された降伏電圧を持ち、ノイズがＤＣ電圧検出手段の動作に影響を与えるのを防止する。ツェナーダイオードは、この閾値電圧と上述の偏差の大きさとを比較するための手段を形成する。ダイオードＤ３４が降伏すると、スイッチＱ２０は、この降伏電圧を論理レベルに変換する。スイッチＱ２０のベースは、ベースへの電流を制限する直列な抵抗Ｒ５２を介してツェナーダイオードＤ３４の陽極に接続される。スイッチＱ２０のエミッタは、ダイオードＤ３２、Ｄ３３の陽極と、基準アースに接続される。コンデンサＣ５２は、追加のフィルタリングを行なう。抵抗Ｒ５３はプルダウン抵抗であり、検出された電圧が閾値以下に落ちるとスイッチＱ２０をターンオフする。スイッチＱ２０のコレクタは、抵抗Ｒ５４を介して入力Ｐ３に接続され、また、スイッチＱ２１のベースにも接続される。スイッチＱ２１は、スイッチＱ２０の論理出力を反転させる機能を持つ。スイッチＱ２０、抵抗Ｒ５２、Ｒ５３、コンデンサＣ５２は、制御信号を出力するための手段を形成する。カウンタＣＴＲは、入力ＲＳが高値になる度に内部発振器の発振をカウントする１４段二進カウンタを含む。これら段の出力の結合によって、閾値時間値の長さ、および再起動のための所定の時間の長さが決定される。この実施例においては、段１１〜１３の出力Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３は、ダイオードＤ３６、Ｄ３７、Ｄ３８を介して、論理“ＯＲ”演算を施される。ダイオードＤ３６〜Ｄ３７の陰極は、抵抗Ｒ５９を介してアースに接続され、さらに、スイッチオフ手段Ｓｗを形成するＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２２の制御ゲートと、抵抗Ｒ５５および直列に接続されたダイオードＤ３９を介してスイッチＱ２０のベースに接続される。ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２２のソースは電力発振器“Ｌ”のスイッチＱ_L2のベースに接続され、スイッチＱ２２のドレインはアースに接続される。段Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３のいずれかの出力が高値となる度にカウンタＣＴＲの出力は高値となる。寿命検出手段の動作は、以下の通りである。電力が入力Ｐ１、Ｐ３に加えられると、カウンタＣＲＴの多重段は、論理０にリセットされる。スイッチＱ２０は、通常は開いており、スイッチＱ２１は通常は閉じており、このために、カウンタＣＴＲの内部発振器は、オフの状態にある。閾値電圧以上のＤＣ電圧が安定器コンデンサ“Ｎ”の間に発生すると、ツェナーダイオードＤ３４は降伏し、スイッチＱ２０を閉じる。この結果、スイッチＱ２１が開く。このために、内部発振器が発振し、１４段から成るカウンタが、内部発振のカウントを開始する。コンデンサ“Ｎ”の間に検出されるＤＣ電圧が、閾値電圧以下に落ちると、スイッチＱ２０が開き、スイッチＱ２１が閉じ、この結果、カウンタＣＴＲの内部発振が停止する。カウンタＣＴＲは、現存するカウントを格納する。ツェナーダイオードＤ３４が、その後、再び降伏すると、スイッチＱ２０が閉じ、スイッチＱ２１が開き、内部発振器が再開され、カウンタＣＴＲによるカウントが再開される。こうして、カウンタは、安定器コンデンサ“Ｎ”の間のＤＣ電圧が閾値電圧を超えた時間を積分する。１１番目の段の論理出力Ｑ１１が高値となると、ＱＲ処理されたカウンタ出力が高値となる。このために、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２２は閉じ、発振器“Ｌ” のスイッチＱ_L2のベースがアースされ、この結果、発振器“Ｌ”の発振が停止する。この結果、ランプが消える。抵抗Ｒ５５とダイオードＤ３９を通じてスイッチＱ２０のベースに加えられる高値のＱＲ処理された出力は、スイッチＱ２０を閉じた状態に保ち、スイッチＱ_L2を開いた状態に保つ。これによって、カウンタＣＴＲがカウントを続けるのが保たれる。カウンタＣＴＲは、段Ｑ１１〜Ｑ１３のＯＲ処理された出力が低値になるまでカウントを続ける。段Ｑ１１〜Ｑ１３のＯＲ処理された出力の低値への変化は、第２の時間期間の終端を示す。ＯＲ処理された出力が低値に変化すると、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２２と双極スイッチＱ２２の両方が開く。この結果、スイッチＱ_L2が閉じられ、カウンタＣＴＲがカウント０にリセットされる。こうしてスイッチＱ２２がいったん開くと、スイッチＱ_L2のベースは、もはやアースされた状態ではなくなり、インバータは、ランプを点灯し、動作させる。一つの実施例においては、閾値時間値として、１．２５秒が選択され、再起動のための所定の時間として８．７５秒が選択される。こうして、ランプが、ランプ電流の整流を行なう状態に達し、この結果ＤＣレベルが閾値以上になると、ランプは、１．２５秒間点灯し、８．７５秒間消える。このサイクルが反復され、こうして、ユーザにランプの交換の必要性を知らせる。閾値時間値は、良好なランプの点灯の際に存在することが見込まれるランプ電流の非対称期間より長く選択される。点灯の際にこのような非対称が発生した場合もカウンタＣＴＲはカウントを開始する。ただし、この場合は、安定器コンデンサの間のＤＣ電圧はその後閾値以下に落ち、このために、カウンタＣＴＲはＯＲ処理されたカウンタ出力が高値に変化しないうちに停止する。ＤＣ電圧が閾値以下に落ちると、カウンタはカウントを停止し、カウントはランプ動作の最中同一に留まる。良好なランプの場合は、ＤＣ電圧は閾値電圧以下に留まり、このためランプはターンオフされない。図６は、本発明の電源装置の第三の実施例を示す。この回路においては、非絶縁高周波（ＨＦ）安定器、つまり、上述の米国特許第５，５５９，３９５号に示される出力絶縁変圧器を持たない高周波（ＨＦ）安定器内のブリッジインバータの中点の所に反映されるＤＣランプ電圧が利用される。このような電源装置は、例えば、コンパクト蛍光ランプに使用するのに適する。図６は、このブリッジインバータの本発明と関係のある部分のみを示す。この実施例においては、このブリッジインバータは、半ブリッジインバータであり、アース電位の第１のＤＣバスＲＬ３と、電圧ＨＶ＋、例えば、３２０Ｖの第２のＤＣバスＲＬ４を含む。これらバスＲＬ３、ＲＬ４と、低電圧バスＶＤＤが、ＡＣ／ＤＣコンバータ（図示せず）に接続される。このＡＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ主電源に接続するための入力端子を持つ。このブリッジ回路は、バスＲＬ３、ＲＬ４の間に直列に接続された（簡略的に示す）ペアのスイッチＳ１、Ｓ２を含む第１のブランチと、第１のブランチに並列で、これもバスＲＬ３、ＲＬ４の間に直列に接続された半ブリッジ電源コンデンサＣ６１、Ｃ６２を含む第２のブランチを含む。共振負荷ブランチが、それぞれ、コンデンサＣ６１、Ｃ６２と、スイッチＳ１、Ｓ２の間の中点Ｍ１、Ｍ２の間に直列に接続される。この負荷ブランチは、コイルＬ１０と直列に接続された出力端子Ｔ１、Ｔ２の所に接続されたランプＬを含む。負荷ブランチは、さらに、ランプと並列で、フィラメント電極と直列なフィラメント加熱コンデンサＣ６３を含む。代替として、安定器コンデンサＣ６1、Ｃ６２は、単一の安定器コンデンサＣ６４と置換し（点線で示す）、コンデンサＣ６１とＣ６２を結合した値を持つようにすることも可能である。このＤＣ／ＡＣコンバータと、これに接続されたブリッジ回路によって、安定器手段が形成される。スイッチＳ１、Ｓ２を駆動するための制御回路は、当分野において周知であり、寿命検出手段とは関係ない。このために、これらについては説明を省く。スイッチＳ１とＳ２のおのおのの５０％の負荷サイクルでの公称動作においては、中点Ｍ１の所のＤＣ電圧の公称値は１／２ＨＶ＋となる。ランプが整流状態（寿命の終端）に達したときにランプ間に現われる電圧の偏差は、中点Ｍ１の所に、このポイントにおけるＤＣ電圧の偏差として反映される。このＤＣ電圧の偏差を検出することでインバータの発振を停止し、ランプをターンオフすることが可能である。この寿命検出手段は、第２の実施例において使用されるのと同一の幾つかの要素および論理を使用する。このため、図５Ｂの要素と同一の要素は、同一の参照符号にて示す。低電圧バスＶＤＤの電力が端子ＶＣＣの所でカウンタＣＴＲに供給される。抵抗Ｒ６１、Ｒ６２が中点Ｍ１とアースの間に直列に接続される。これは中点Ｍ１の所に検出される電圧を低減することで検出回路の残りの要素を保護する。コンデンサＣ６５が抵抗Ｒ６２と並列に接続される。これは抵抗Ｒ６２と一体となってローパスフィルタを形成する。これは、節点Ｍ１の所の、半ブリッジスイッチＳ１、Ｓ２の高周波スイッチングに起因する、信号の高周波成分を除去する。抵抗Ｒ６３、Ｒ６４、Ｒ６５が、ＶＤＤバスとアースの間に直列に接続され、分圧器が形成される。これは抵抗Ｒ６４とＲ６５の間の節点の所に低閾値電圧を提供し、抵抗Ｒ６３とＲ６４の間の節点の所に高閾値電圧を提供する。高閾値電圧は、公称値（ＨＶ＋／２）に非対称検出のための所望の閾値を加えた値に対応し、低閾値電圧は、公称値（ＨＶ＋／２）からこの閾値を引いた値に対応する。比較器ＣＯＭＰ１の反転（−）入力端子は、抵抗Ｒ６３とＲ６４の間の節点に接続され、比較器ＣＯＭＰ２の非反転（＋）入力端子は、抵抗Ｒ６４とＲ６５の間の節点に接続される。比較器ＣＯＭＰ１の非反転（＋）入力端子と、比較器ＣＯＭＰ２の反転（−）入力端子は、抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６２の間の節点に接続される。比較器ＣＯＭＰ１とＣＯＭＰ２の出力は、ＮＯＲゲートＧ１の入力に接続される。ＮＯＲゲートのもう一つの入力は、カウンタＣＴＲの出力Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３の“ＯＲ”処理出力に接続される。ＮＯＲゲートＧ１の出力は、双極スイッチＱ２１のベースに結合される。スイッチＱ２１のコレクタは、ＲＳ端子に接続される。このコレクタは、また、抵抗Ｒ５７とコンデンサＣ５５を介してＣＴ端子にも接続される。スイッチＱ２１のエミッタは、図５Ｂに示すのと同一の方法にてアースに接続される。この寿命検出手段は、以下のように動作する。節点Ｍ１の所のＤＣ電圧が高閾値電圧より高くなると、比較器ＣＯＭＰ１の出力が高値となり、一方、節点Ｍ１の所のＤＣ電圧が低閾値電圧より落ちると、比較器ＣＯＭＰ２の出力が高値となる。いずれの状況においても、非対称動作のためにランプ間のＤＣ電圧が選択された閾値より大きくなる。ＣＯＭＰ１あるいはＣＯＭＰ２の出力のいずれかが高値になると、ＮＯＲゲートＧ１の出力が、低値となり、スイッチＱ２２が開き、カウンタＣＲＴがカウントを開始する。ある時間閾値の後に、カウンタＣＴＲの “ＯＲ”処理された出力が高値となり、ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２２が閉じられる。ＭＯＳＦＥＴスイッチＱ２２のドレインＱＤはアースに接続され、スイッチＱ２２のソースＱＳはインバータスイッチＳ１、Ｓ２の一つのベースすなわち制御ゲートに接続される。別の方法として、スイッチＱ２２のソースは、スイッチＳ１、Ｓ２に対する制御回路の制御入力すなわち電源入力に接続することも可能である。いずれの場合も、スイッチＱ２２は、導通状態においては、インバータが発振するのを阻止し、ランプを消灯する。この回路は、図５Ｂに示すのと同一のしゃっくり動作を発生させる。さらに、ＮＯＲゲートＧ１の出力を、スイッチＳ１、Ｓ２に対する制御回路の制御入力すなわち電源入力に接続することも可能である。本発明の好ましいと考えられる実施例について説明したが、当業者においては、請求の範囲によって定義される本発明の範囲から逸脱することなくさまざまな修正を行なうことが可能であることは明白であり、上述の説明は、単に解説を目的とし、制限を意図するものではない。

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Claims

【特許請求の範囲】１．ガス放電ランプに電力を供給し点灯するための電源装置であって：ａ）主電源周波数を有するＡＣ主電源への接続のための入力端子（Ｋ１、Ｋ２）と、ｂ）ランプ動作の際に柱状放電を維持する一対の放電電極を有するガス放電ランプへの接続のための出力端子（Ｔ１、Ｔ２）と、ｃ）前記入力端子と前記出力端子との間に接続された安定器手段（Ｋ、Ｌ、Ｍ、Ｎ）であって、前記放電ランプの放電電極の間の柱状放電を前記主電源周波数よりかなり高い周波数にて一方の極性と他方の極性との間で交互に維持するためにＡＣ電圧を前記出力端子に供給する安定器手段と、さらにｄ）一方の極性における柱状放電のためのランプ電流が他方の極性における柱状放電のためのランプ電流と異なる非対称動作状態を検出し、前記非対称動作状態が検出された場合に、ランプをスイッチングオフする寿命検出手段（Ｐ）であって、前記非対称動作状態に起因するＤＣ電圧の公称値からの偏差を検出するためのＤＣ電圧検出手段（ＶＤ）を含む、寿命検出手段（Ｐ）と、を備え、前記寿命検出手段（Ｐ）は、さらに、前記ＤＣ電圧検出手段が前記ＤＣ電圧の公称値からの偏差を第１の閾値時間値より長い時間の間検出した場合に非対称動作状態を検出するタイマ手段（Ｔｉ）を含むことを特徴とする電源装置。２．前記タイマ手段（Ｔｉ）は、前記ＤＣ電圧がもはや検出されなくなった時点で時間値を格納し、その後ＤＣ電圧が検出されたとき前記時間値を増分するための手段（ＣＴＲ）を含むことを特徴とする請求の範囲１に記載の電源装置。３．前記電源装置は、前記第１の閾値時間値を超えた後の所定の時間内に前記ランプを点灯するための再起動手段（Ｔｉ）を含むことを特徴とする請求の範囲１あるいは２に記載の電源装置。４．前記安定器手段は、ＤＣ電位を有するＤＣ源（ＧＮＤ、ＨＶ＋）と、前記ＤＣ源の両端に直列に接続された一対のスイッチ（Ｓ１、Ｓ２）を含むブリッジインバータと、前記放電ランプのための出力端子（Ｔ１、Ｔ２）を含む負荷回路（Ｌ１０、Ｃ６３、Ｔ１、Ｔ２）であって、前記スイッチ間の節点（Ｍ２）に結合された第１の端と、第２の端とを有する負荷回路と、前記ＤＣ源と前記負荷回路の前記第２の端とに結合された半ブリッジコンデンサ（Ｃ６１）と、前記スイッチをスイッチングすることで前記放電ランプの両端にＡＣ信号を生成するための手段と、を含み、前記スイッチは、前記負荷回路の前記第２の端におけるＤＣ電圧が前記ランプの非対称ではない動作状態においては前記ＤＣ電位の２分の１に等しい公称値を持つようにスイッチングされ、前記検出手段（ＶＤ）は、ランプの前記非対称動作状態によって生成される前記公称値からのＤＣ電圧の偏差を検出することを特徴とする請求の範囲１、２あるいは３に記載の電源装置。５．前記検出手段は、前記公称値に所定のＤＣ閾値の値を加えた値に等しい高閾値電圧と、前記公称値から前記所定のＤＣ閾値の値を引いた値に等しい低閾値電圧とを設定するための手段（Ｒ６３〜Ｒ６５）と、前記負荷回路の前記第２の端におけるＤＣ電圧と前記高閾値電圧および前記低閾値電圧とを比較するための手段（ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２）と、前記負荷回路の前記第２の端におけるＤＣ電圧が前記高閾値電圧よりも高く若しくは前記低閾値電圧よりも低い場合に制御信号を出力するための手段（Ｇ１）と、を含むことを特徴とする請求の範囲４に記載の電源装置。６．前記ＤＣ電圧検出手段（ＶＤ）は、前記ＤＣ電圧の前記公称値からの偏差の大きさを決定するための手段（Ｄ３０、Ｄ３１）と、前記偏差の大きさを所定の閾値電圧と比較し、前記偏差の大きさが前記所定の閾値電圧よりも高い場合に制御信号を出力するための手段（Ｄ３４）と、を含むことを特徴とする請求の範囲１、２、３あるいは４に記載の電源装置。