JPH11514830A - 電荷ポンプを有する周波数合成回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電荷ポンプ（CP）は、上げパルスに応答して第１電流をそれの出力端子（23）で供給し、且つ下げパルスに応答して第２電流を減らすために提案されており、前記の電荷ポンプは、第１制御信号を第１電流へ変換するための第１手段（200，202，CM1）と、第２制御信号を第２電流へ変換するための第２手段（206，208，CM2）とを具え、前記の第１及び第２手段はそれぞれの制御信号を濾波するための手段（CM1，CM2）を具えている。電荷ポンプはそれの機能をそれのために実行するために矩形に整形された電流パルスを供給あるいは減らす必要はないことが認識される。本発明においては、電流源へ供給される制御信号が濾波されるので、電流源供給又は減少電流パルスが円滑に整形される。これが電流源の高周波数性能への要求を非常に低減させる。従って、比較的遅い電流源が、これらの遅い電流源により制限される電荷ポンプの動作無しで用いられ得る。

Description

【発明の詳細な説明】 電荷ポンプを有する周波数合成回路 本発明は、第１制御信号に応答して第１電流を出力端子で供給し、且つ第２制 御信号に応答して第２電流を出力端子で減少させるための電荷ポンプに関するも のである。 本発明はまた、電荷ポンプを具えている周波数合成回路にも関係している。 本発明は更にそのような周波数合成回路を具えている受信機に関係している。 前文に従った電荷ポンプは、1996年のIEEE International Solid-state Cir-c uits Conferenceの第390〜391頁の表題“A 900 MHz Frequency synthesizer wit h integrated LC voltage-controlled oscillator”のAkbar Ali及びJoo Leong Thamによる文書PS24.5から知られている。この既知の電荷ポンプは、上げ信号に 応答して電流を発生し、且つ下げ信号に応答して電流を減少させるためのフェイ ズロックループの建築用ブロックであり、その電流はループフィルタへ供給され る。この既知の電荷ポンプにおいては、上げ‐及び下げ‐信号（第１及び第２制 御信号とも呼ばれる）が切換電流源を操縦する。その切換電流源はカスコードに 置かれるので、それらの電流源は異なる導電型のトランジスタを用いて慣習的に 実施される。異なる導電型のトランジスタは、遷移周波数ｆ_Tのような異なる特 性を有するので、これは電荷ポンプの対称動作に帰着する。例えば第１切換電流 源は普通はPNPトランジスタを具えており、且つ第2電流源は普通はNPNトランジ スタを具えている。標準IC技術においては、PNPトランジスタはそれらの比較的 乏しい高周波数性能のために悪名が高く、且つ従って、それらは同じ性能を有す るNPNトランジスタと同じ高周波数において用いられ得ない。既知の電荷ポンプ においては、この問題はNPN電流源の高周波数性能をPNP電流源の高周波数性能と 整合させることにより解決されている。これはNPN電流源の高周波数性能を低減 するために、NPN電流源と並列にコンデンサを置くことにより成される。結果と して、上げ‐及び下げ‐パルスの最大周波数が制限される。 今まで可能であったよりも高いパルス周波数で用いられ得る、改善された対称 を有する電荷ポンプを提供することが、本発明の目的である。 本発明による電荷ポンプは、該電荷ポンプが第１制御信号を第１電流へ変換す るための第１手段と、第２制御信号を第２電流へ変換するための第２手段とを具 え、前記の第１及び第２手段はそれぞれの制御信号を濾波するための手段を具え ていることを特徴としている。 本発明は、電荷ポンプは、電荷ポンプの機能を電荷ポンプに対して正しく実行 するために矩形に整形されている電流パルスを供給又は減少させる必要はないと 言う認識に基づいている。本発明においては、電流源へ供給される制御信号は濾 波されるので、電流源供給又は減少電流パルスは円滑に整形される。これが電流 源の高周波数性能への強い要求を非常に低減させる。従って、比較的遅い電流源 がこれらの遅い電流源により制限される電荷ポンプの性能無しに用いられ得る。 本発明による電荷ポンプの一実施例は、前記の第１及び第２手段がそれぞれの 制御信号を濾波するためにそれぞれの低域通過フィルタを具えており、それぞれ の濾波された制御信号がそれぞれの制御電流源へ供給されることを特徴としてい る。 この実施例においては、最初に濾波が電圧‐電流変換により追従されて行われ る。これらの手段が簡単な制御電流源が用いられることを可能にし、且つそれら の高周波数性能に厳格な強い要求を課さない。 本発明による電荷ポンプの一実施例は、前記の第１及び第２手段がそれぞれの 制御信号をそれぞれの制御電流へ変換するためのそれぞれの手段を具えており、 前記それぞれの制御電流はそれぞれの低域通過電流フィルタへ印加され、前記低 域通過電流フィルタの出力信号は電荷ポンプの出力端子において相互から減算さ れることを特徴としている。 これは最初に電圧‐電流変換が濾波により追従されて実現される代案を提供す る。 本発明による電荷ポンプの別の実施例は、前記第１手段が第１差動対の入力端 子へ印加される第１制御信号を電流に変換するための第１差動対を具え、前記の 電流は第１電流ミラーへ供給されること、及び前記第２手段が第２差動対の入力 端子へ印加される第２制御信号を電流に変換するための第２差動対を具え、前記 の電流は第２電流ミラーへ供給され、第２電流ミラーの出力端子は第３電流ミラ ーを介して第１電流ミラーの出力端子へ結合されていることを特徴としている。 これは本発明による電荷ポンプの簡単な実施例である。 本発明による電荷ポンプの一実施例は、第１及び第２差動対と第３電流ミラー とが第１導電型のトランジスタを具えており、且つ第１及び第２電流ミラーが第 ２導電型のトランジスタを具えていることを特徴としている。 第１及び第２電流ミラーに対して第２導電型の遅いトランジスタを用いること により、これらの電流ミラーが低域通過電流フィルタとして動作する。第１導電 型のトランジスタが高速トランジスタであるから、電荷ポンプの高周波数動作が 低域通過電流フィルタとして用いられた電流ミラーの動作により支配される。第 １及び第２電流を実現するために遅い電流ミラーを用いることにより、電荷ポン プの良好な対称動作が達成される。 本発明による電荷ポンプの一実施例は、該電荷ポンプが電流ミラーのそれぞれ の入力端子に対して並列に置かれた第１及び第２キャパシタンスを具えているこ とを特徴としている。 電流ミラーの入力端子と並列になるようにキャパシタンスを配設することによ り、低域通過動作がそのキャパシタンス値と電流ミラーの入力端子におけるイン ピーダンスとの組み合わせにより決定されるだろう。このインピーダンスは電流 ミラーの入力端子へ印加される電流の関数であるから、低域通過電流フィルタは その電流ミラーを通って流れる電流に比例する遮断周波数を有して得られる。こ れはフェイズロックループにおいて非常に望ましい特徴てり、そこで小さいルー プ帯域幅が小さい位相誤差のみが生じる、ロックされている状況に対して望まし く、その電荷ポンプにより供給される低電流値に帰着し、且つ大きいループ帯域 幅が周波数変化に対してロックさてない状況において望ましく、その電荷ポンプ により供給される高電流値に帰着する。 本発明による電荷ポンプの一実施例は、該電荷ポンプが高次フィルタ特性を実 現するために電流ミラーのそれぞれの縦続接続を具えており、各縦続接続が交替 する導電型の電流ミラーを具えていることを特徴としている。 もっと遅い電流ミラーを加えることにより、結果として生じる低域通過フィル タの次数が増大され得る。加えられた各々の遅い電流ミラーに対して、次の遅い 電流ミラー（又は電荷ポンプの出力端子）へ遅い電流ミラーを結合するのと同様 に、高速電流ミラーが加えられる必要がある。 本発明のこれらの目的が以下に記載される図面から明らかになり、且つ本発明 のその他の目的が以下に記載される図面を参照して解明されるだろう。 図において、 図１は受信機へ無線周波数（RF）アンテナANTを結合するための無線周波数ア ンテナ入力端子Ｉ_RFを有する、既知の受信機を示しており、 図２は図１の受信機に用いるための既知の電荷ポンプの図面を示しており、 図３は本発明による電荷ポンプの第１実施例の図面を示しており、 図４は本発明による電荷ポンプの第２実施例の図面を示しており、 図５は本発明による電荷ポンプの第３実施例の図面を示しており、 図６は本発明による電荷ポンプの第４実施例の図面を示しており、 図７は本発明による電荷ポンプの第５実施例の図面を示している。 図において、同じ部分は同じ参照符号を有している。 図１は受信機へ無線周波数アンテナANTを結合するための無線周波数アンテナ 入力端子Ｉ_RFを有する、既知の受信機を示している。そのような受信機は欧州特 許公開明細書第EP-A 519 562号から既知である。無線周波数入力部分RF、ミクサ ー段Ｍ、中間周波数回路／復調器ユニットIF、及びベースバンド信号処理及び再 生装置SPが、順次に受信機内の無線周波数アンテナ入力端子Ｉ_RFへ結合されてい る。ミクシング周波数すなわち局部ミクシング搬送波が、周波数合成回路からミ クサー段Ｍへ印加され、その局部ミクシング搬送波は、所望の送信機周波数から 中間周波数だけ偏移する同調周波数へ同調できる。この局部ミクシング搬送波を 用いることにより、アンテナANTと無線周波数入力部分RFとを介してミクサー段 Ｍへ印加される所望の無線周波数受信信号を、例えば10.7MHzの中間周波数搬送 波上の中間周波数（IF）信号へ変換することが可能である。中間周波数回路／復 調器ユニットIFにおいて、前記の中間周波数信号が中間周波数選択及び増幅の後 に復調され、それがベースバンド信号に帰着する。このベースバンド信号は、ベ ースバンド信号処理及び再生装置SPにおいて、既知の方法で次に更に処理及び再 生される。 周波数合成回路は、出力端子が分周器回路DIVを介して位相検出装置の位相検 出器PDへ結合されている、制御発振器VCOを組み込んでいるフェイズロックルー プPLLを具えている。分周器回路DIVが可制御分割係数Ｎにより制御発振器VCOの 出力信号の周波数を分割する。基準周波数ｆ_refが水晶発振器XOから位相検出器P Dへ印加される。位相検出装置はまた、位相検出器PDの出力端子へ結合され且つ 位相検出器PDの出力信号内に起こる電圧パルスを電流パルスへ変換する電圧‐電 流変換器として機能する電荷ポンプCPをも含んでいる。これらの電流パルスはル ープフィルタLPへ結合されている位相検出装置の電流出力端子23へ、電圧‐電流 変換器CPにより供給される。ループフィルタLPが、ループ安定性を危険にするこ となく、変化する直流制御電圧とそれの選択とへの電流出力端子23における脈動 する出力電流信号の実質的に無雑音変換を実現する。この制御電圧が発振器信号 の周波数と位相との双方又はいずれか一方を制御するための制御発振器VCOの制 御入力端子へ印加される。電荷ポンプCPの入力端子21へ印加されたパルスが電圧 制御発振器VCOへ供給される電圧の増大に帰着し、且つ入力端子22へ印加される パルスが電圧制御発振器VCOへ供給される電圧の減少に帰着する。この方法にお いて、入力端子21へ印加される信号が電圧制御発振器VCOの周波数を増大するた めの上げ信号とみなされ得て、且つ入力端子22へ印加される信号が電圧制御発振 器VCOの周波数を減少するための下げ信号とみなされ得る。 フェイズロックループPLLの動作範囲において、基準周波数ｆ_refと分周器回路 DIVの分割係数Ｎによって分割された制御発振器VCOの発振器周波数との間の周波 数及び位相差は負にフィードバックされる。結果として、フェイズロックループ PLLのフェイズロック状態における基準周波数ｆ_refの位相と正確に等しくなるよ うに制御されている制御発振器VCOの前記の分周された発振器周波数の位相との 、位相同期化が周波数同期化の後に最後には得られる。それで制御発振器VCOが 基準周波数ｆ_refのＮ倍である発振器周波数を供給する。係数Ｎが制御できるの で、発振器VCOによりミクサー段Ｍへミクシング周波数として印加される発振器 信号は、この係数Ｎを変えることによって所望の同調周波数へ同調され得る。既 知の受信機におけるループフィルタLPは受動素子のみを用い且つπ字型RC 回路網を具えている。このループフィルタLPは所望の電流‐電圧変換の責任があ るのみならず、位相検出器PDへ印加される周波数と位相検出器PDの出力端子へ通 り抜け得るそれらの高調波の抑制の責任もある。これらの目的の目的のために、 このループフィルタLPは幾つかの外部構成要素を必要とし、且つ集積回路におい てはこのフィルタは普通はフェイズロックループPLLの一体化された部分へこの ループフィルタLPを接続するために２個のピンを必要とする。 図２は図１の受信機に使用するための既知の電荷ポンプの図を示している。こ の電荷ポンプCPは、第１制御入力端子21へ印加された第１制御信号に応答して出 力端子23へ切り換えられた電流を供給する第１制御電流源10、及び第２制御入力 端子22へ印加された第２制御信号に応答して切り換えられた電流を減らす第２制 御電流源12を具えている。この方法においてそれぞれの制御入力端子へ印加され たパルスは出力端子23における電流パルスに帰着する。第１制御信号は、発振器 VCOへ印加される電圧が基準周波数ｆ_refが、発振器VCO周波数よりも大きいので 増大されなくてはならないことを示す上げ信号であり得て、且つ第２制御信号は 、発振器VCOへ印加される電圧が基準周波数ｆ_refが、発振器VCO周波数よりも小 さいので減少されなくてはならないことを示す下げ信号であり得る。結果として 生じる電流パルスは、それで図１の受信機において示されたように、ループフィ ルタLPの使用によって濾波された電圧へ変換される。制御信号内のパルスの非常 に高い周波数に対して、制御電流源は非常に速くなくてはならず、すなわちター ンオン及びオフは非常に短い時間内に可能でなくてはならない。しかしながら、 集積回路においては、第１制御電流源10は普通はPNPトランジスタを具えている 。PNPトランジスタの周知の欠点は、これらのトランジスタがNPNトランジスタよ りも大幅に遅いことである。これはPNP電流源が制御信号内の電圧パルスを追従 するために充分速くスイッチオン及びオフできないことを意味する。制御電流源 12を実現するために普通用いられるNPNトランジスタは、しかしながら、PNPトラ ンジスタに対して許容される周波数よりも高い周波数において充分速くスイッチ オン及びオフできる。従って、そのような高い周波数においては、電荷ポンプCP の動作は非対称になる。これが第１及び第２制御信号内のパルスの最大反復速度 に対する限度を設定する。遅いPNP電流源の動作と整合するようにNPN 電流源の高周波数性能を低減することも代わりに可能である。これは、1996年の IEEE International Solid-state Circuits Conferenceの第390〜391頁の表題“ A 900 MHz Frequency synthesizer with integrated LC voltage-controlled os cillator”のAkbar Ali及びJoo Leong Thamによる文書PS24.5から知られている 。しかしながら、この技術が適用される場合には、位相検出器PDが比較的高い周 波数を有する入力信号を正しく処理することができないだろう。更にその上、PN P電流源とのNPN電流源の達成された整合は、一体化されたキャパシタンスがキャ パシタンス値における大きい広がりに対して敏感であるから、充分正確ではない だろう。 図３は本発明による電荷ポンプの第１実施例の図を示している。第１低域通過 フィルタ14が第１制御入力端子21と第１制御電流源10との間へ結合されている。 第２低域通過フィルタ16が第２制御入力端子22と第２制御電流源12との間へ結合 されている。これは第１制御電流源10と第２制御電流源12とが、今やそれぞれの 低域通過フィルタ14及び16の出力信号と比例するように電流を供給／減少する制 御電流源であり、且つ‐それらの低域通過フィルタの存在により‐もはや非常に 高速にスイッチオン及びオフできる必要はない。非常に高い入力周波数において は、これは出力端子23へ電流源10及び12により供給されている円滑化された電流 に帰着する。これらの手段によって、位相検出器への入力周波数が大幅に増大さ れ得て、且つ比較的遅いPNPトランジスタが電流源において用いられ得る。更に その上、増大された入力周波数を処理するための電荷ポンプCPの能力の結果とし て、これらのパルスがそのようなPNPトランジスタへ印加される前に濾波される ので、位相検出器PDにより供給されたパルスのパルス幅は、今や遅いPNPトラン ジスタがそのような短いパルスを追従できないと言う危険無しに低減され得る。 電流パルスの幅の低減の利点は、それがフェイズロックループPLLにおける低減 された電流散弾雑音に帰着することである。電荷ポンプCP内に２個の低域通過フ ィルタ14及び16を組み込むことの付加的な利点は、これらの低域通過フィルタ14 及び16が、これらの低域通過フィルタに対して適切な遮断周波数を選択すること により、電荷ポンプCPの出力端子23へ位相検出器PDの入力端子のいずれか一方か らのパルス周波数のブレークスルーの抑制のために設計され得ることである。こ の手段の結果として、このフィルタは今や電流‐電圧変換を提供するためにのみ 必要であり且つ更に抑制は要しないので、ループフィルタLPの複雑性が低減され 得る。この場合にはループフィルタLPは２ポートフィルタとして構成され得て、 フェイズロックループPLLへのループフィルタLPの接続のために唯一のピンを集 積回路内に必要とするのに対して、従来技術のループフィルタは普通はフェイズ ロックループPLLへの接続のために２個のピンを必要とする（少なくとも）３ポ ートフィルタである（例えば欧州特許公開明細書第EP-A-0 519 562号参照）。か くして、電荷ポンプCPに対してループフィルタLPの部分をずらし、且つこの部分 をそれぞれの制御信号の濾波のために二つに分割することにより、改善された電 荷ポンプCPが実現される。これらの利点は、第１制御信号を出力端子へ供給され る第１電流へ変換するための第１手段と、第２制御信号を出力端子において減少 される第２電流へ変換するための第２手段とを設けることにより実際には達成さ れ、前記の第１及び第２手段はそれぞれの制御信号を濾波するための手段を具え ている。この濾波は（それぞれ、制御電流源10及び12の前方に置かれた低域通過 フィルタ14及び16により）第１及び第２制御信号により直接になされるが、しか し図４及び５に図解されているように、第１及び第２制御信号の電圧‐電流変換 を追従してなされてもよい。 図４は本発明による電荷ポンプの第２実施例の図を示す。入力端子21は低域通 過フィルタ14へ結合されている第１電圧‐電流変換器18へ結合されている。入力 端子22は第２低域通過フィルタ16へ結合されている第２電圧‐電流変換器19へ結 合されている。それから低域通過フィルタ14及び16の出力端子は減算手段17へ結 合されて、そこで第１低域通過フィルタ14の出力信号が第２低域通過フィルタ16 の出力信号から減じられる。減算手段17の出力端子はこの電荷ポンプCPの出力端 子23へ結合されている。それらの電圧‐電流変換器18及び19がそれらのそれぞれ の入力端子において受け取られたパルスをそれぞれの電流パルスへ変換する。 図５は本発明による電荷ポンプの第３実施例の図を示している。図４の第１電 圧‐電流変換器18は後部電流源204によるトランジスタ200及び202の第１差動対 により実施され、且つ第２電圧‐電流変換器19は後部電流源210によるトランジ スタ206及び208の第２差動対により実施されている。トランジスタ200及び 202のベースが対称な第１制御信号を受け取るための対称入力端子21を形成して いる。トランジスタ206及び208のベースが対称な第２制御信号を受け取るための 対称入力端子22を形成している。この電荷ポンプCPは、更にトランジスタ202の コレクタへ結合された入力端子と、電荷ポンプCPの出力端子23へ結合された出力 端子とを有する第１電流ミラーCM1を具えている。第２電流ミラーCM2はトランジ スタ208のコレクタへ結合された入力端子と、第３電流ミラーCM3の入力端子へ結 合された出力端子とを有している。好適に電流ミラーCM1及びCM2は増大される対 称のために厳密に整合される。第３電流ミラーCM3の出力端子は電荷ポンプCPの 出力端子23へ結合されている。第１電流ミラーCM1及び第３電流ミラーCM3の出力 端子を出力端子23へ結合することにより、電流の減算が達成される。入力端子21 へ印加されるパルスが電流にトランジスタ202を通って流れさせ、その電流が電 流ミラーCM1により出力端子23へ反映される。入力端子22へ印加されるパルスが 電流にトランジスタ208を通って流れさせて、その電流が電流ミラーCM2及びCM3 の縦続接続により出力端子23へ反映され、出力端子23において減少される電流と なる。第１電流ミラーCM1及び第２電流ミラーCM2の各々が、それぞれ２個のPNP トランジスタ212，214及び216，218を具えている。トランジスタ212のコレクタ が電流ミラーCM1の入力端子を形成して、且つトランジスタ212と214とのベース へ結合されている。トランジスタ214のコレクタが電流ミラーCM1の出力端子を形 成している。トランジスタ212と214とのエミッタが正電源端子へ結合されている 。トランジスタ216のコレクタが電流ミラーCM2の入力端子を形成し、且つトラン ジスタ216と218とのベースへ結合されている。トランジスタ218のコレクタが電 流ミラーCM2の出力端子を形成している。トランジスタ216と218とのエミッタが 正電源端子へ結合されている。第３電流ミラーCM3がNPNトランジスタ220及び222 を具えており、トランジスタ220のコレクタはトランジスタ220及び222のベース へ結合され、且つ第３電流ミラーCM3の入力端子を形成し、且つトランジスタ222 のコレクタが第３電流ミラーCM3の出力端子を形成している。電流ミラーCM1及び CM2が遅いPNPトランジスタを具えているので、これらの電流ミラーは入力端子21 及び22へ印加されるパルスに対する低域通過電流フィルタを構成する。第２電流 ミラーCM2の出力電流はそれから第３ 高速電流ミラーCM3へ供給され、そこから出力端子23へ印加される。NPNトランジ スタは普通は、PNPトランジスタの遮断周波数よりも数桁高い大きさにある遮断 周波数を有しているので、第３電流ミラーCM3は高速電流ミラーと呼ばれている 。これは縦続接続された電流ミラーCM2及びCM3の低域通過動作が、遅いPNP電流 ミラーCM2により有効に支配されることを意味する。かくして第１制御信号のパ ルスが出力端子23へ供給される第１濾波電流となり、且つ第２制御信号のパルス が出力端子23で減少される第２濾波電流となり、前記の第１及び第２電流は濾波 された第１及び第２制御信号と比例している。電圧‐電流変換のために同じ導電 型でできた二つの同一の差動対が用いられるので、第１制御信号に応答して発生 される電流と、第２制御信号に応答して発生される電流との間の動作にほとんど いかなる差も無い。この対称は双方の分枝において、すなわち上げ及び下げパル スを濾波するために、PNP電流ミラーを用いることにより更に高められる。低域 通過フィルタ14及び16として遅いPNP電流ミラーを用いることにより、これらの 低域通過フィルタがいかなる外部構成要素を用いることなく完全に一体化され得 る。今やPNPトランジスタの遷移周波数ｆ_T上の入力周波数において電荷ポンプを 使用することさえも可能である。 図６は本発明による電荷ポンプの第４実施例の図を示している。図６の電荷ポ ンプCPは、電流ミラーCM1の出力端子と出力端子23との間にNPN電流ミラーCM4とP NP電流ミラーCM5との縦続接続が挿入されたこと、及び電流ミラーCM3の出力端子 と出力端子23との間にPNP電流ミラーCM6とNPN電流ミラーCM7との縦続接続が挿入 されたことで、図５の電荷ポンプと異なっている。各PNP電流ミラーが電荷ポン プCPへ低域通過フィルタを加える。PNP電流ミラーがNPN電流ミラーと比較して伝 達特性において支配的であるので、これらは組み合わされた電流ミラーの伝達特 性に影響することなく電荷ポンプへ加えられ得る。PNP電流ミラーの数を変える ことにより、結果として生じる低域通過フィルタの次数が変えられる。例えば、 図６において低域通過フィルタ14はPNP電流ミラーCM1及びCM5により実現され、 二次低域通過フィルタとなる。低域通過フィルタ16はPNP電流ミラーCM2及びCM6 により実現され、また二次低域通過フィルタとなる。 図７は本発明による電荷ポンプの第５実施例の図を示している。図７は第１キ ャパシタンス224が第１PNP電流ミラーCM1の入力端子へ並列に結合され、且つ第 ２キャパシタンス226が第２電流ミラーCM2の入力端子へ並列に結合されているこ とで、図５と異なっている。フェイズロックループの帯域幅は、なかんずく、ル ープフィルタLPの帯域幅により決められる。先に記載されたように、ループフィ ルタの一部分はフェイズロックループ内の他の素子、例えば電荷ポンプへずらさ れ得る。フェイズロックループを設計する場合に、幾つかの仕様が相互に矛盾す る。例えば、周波数変化が行われる場合、そのフェイズロックループPLLはこの 変化に迅速に応答せねばならず、且つ新しい基準周波数へ電圧制御発振器周波数 を迅速に調節せねばならない。これは大きい帯域幅を必要とする。しかしながら 、ロックされている状況においては、大きいループ帯域幅はまた大きい雑音帯域 幅も意味し且つ雑音の多い電圧制御発振器周波数になる。更にその上、大きいル ープ帯域幅は基準周波数ｆ_refの高調波の少しだけの抑制となる。要約すれば、 ロックされている状況に対して小さいループ帯域幅が要求され、且つロックされ てない状態に対しては大きい帯域幅が要求される。現在の解決はそのフェイズロ ックループがロックされているかどうかの検出用の手段を具え、且つ大きいルー プ帯域幅と小さいループ帯域幅との間の切換のための、又は低い値から高い値へ の、又はその逆の電荷ポンプの利得の切換のためのこの検出に基づいている。し かしながら、これがロックされているとロックされてないとの二つだけの状況に 対する妥協を与える。対照的に、本発明はループ帯域幅の連続な且つ適合できる 制御を与える。これは帯域幅が周波数変化と位相誤差との双方又はいずれか一方 の大きさの関数として制御されることを意味する。図７の電荷ポンプの実施例に おいては、これは次のように自動的に達成される。電流ミラーの低域通過特性は その電流ミラーの入力端子へ並列にコンデンサを置くことにより、そのミラーを 通って流れる電流の関数にされ得る。電流ミラーの入力トランジスタはそのトラ ンジスタを通って流れる電流と逆比例するインピーダンスを現すので、このイン ピーダンスへ並列に配置されたコンデンサはそのトランジスタを通って流れる電 流に低域通過濾波を受けさせる。トランジスタのインピーダンスは電流に逆比例 するので、低域通過フィルタの遮断周波数は電流と比例して変わって、小さい電 流は低い遮断周波数となり且つ大きい電流は高い遮断周波数となる。これは周波 数差への高速応答が要求されるフェイズロックループにおいて特に好都合である 。高速応答は高速ループフィルタを、すなわち大きい帯域幅を有するループフィ ルタを必要とする。遅い応答は小さい位相誤差のみが起こるロックされている状 態に対して必要であり、ループフィルタに対する低帯域幅に帰着する。低帯域幅 は基準周波数ｆ_refとそれの高調波における疑似周波数の特別抑制を与える。低 帯域幅もまたフェイズロックループにおける雑音を低減する。これらの特徴が、 低域通過フィルタの一部である電流ミラーの入力端子と並列になるように、キャ パシタンスを設けることにより、本発明において自動的に達成される。これは今 や位相と、入力周波数と基準周波数ｆ_refとの間の周波数差との、双方又はいず れか一方の関数である帯域幅を有するループフィルタLPが得られることを意味す る。実際には、この関数は非離散連続関数である。帯域幅は従って上げ及び下げ パルスの間の平均差と比例している。低域通過フィルタとして用いられる電流ミ ラーは高速NPN電流ミラーであってさえもよい。実際のところ、図７の実施例に おいては、上げ及び下げパルスがそれぞれの電流ミラーCM1及びCM2において別々 の濾波を受けるので、上げ及び下げパルスのための分離帯域幅が創造される。こ こで帯域幅はそれぞれのパルスの幅の関数である。 図７の実施例に対する代案として、適合できるループ帯域幅が次の方法で達成 され得る。入力周波数と基準周波数との間の位相／周波数誤差の大きさと比例す る制御信号を発生するための手段が設けられる。図１においては、これらの手段 を表現し、且つ入力端子21及び22へ結合さた入力端子とループフィルタLPへ制御 信号を供給するためにループフィルタLPの制御入力端子へ結合された出力端子と を有するボックスの付加を意味するだろう。この制御信号は、例えば上げ及び下 げパルスの間の平均差を取ることにより、上げ及び下げパルスから引き出され得 る。今やこのループフィルタLPは制御入力端子へ印加される制御信号に応答して 、ループフィルタLPの帯域幅を制御するための制御入力端子を有している。発生 手段により発生された制御信号はそれから制御入力端子へ印加される。ループフ ィルタLPはこの目的のために可変抵抗装置とコンデンサとの並列回路を具えても よい。その可変抵抗装置は例えば米国特許明細書第5,493,250号から知られた抵 抗装置であってもよい。フェイズロックループの適合できる帯域幅を実現する異 な る方法は、例えばその時制御電流源となる電流源204及び210へ最後に述べた制御 信号を供給することにより、上げ及び下げパルスの関数として電荷ポンプの電流 を制御することによる。図７に示されたような適合できる電荷ポンプと先に記載 されたような適合できるループフィルタ制御との組み合わせもまた勿論可能であ る。 本発明は上に示されたような実施例に制限されない。例えば、電流ミラーの多 くの変形が既知であり、それらが電流ミラーCM1〜CM7に対して全部用いられ得る 。電荷ポンプはまた結合された上げ／下げ‐信号を受け取るための信号入力端子 のみを有することもできる。この場合には単一の上げ／下げ‐信号が別々の上げ ‐及び下げ‐信号に分離され得て、且つ２個の別々の低域通過フィルタ14及び16 が維持され得る。代わりに、低域通過フィルタ14及び16が図３の回路のための１ 個のフィルタへ結合され得て、且つ電流源10及び12が１個の電流源へ結合され得 て、それはその時勿論正及び負電流の双方を供給できねばならない。入力端子へ 並列に結合されたキャパシタンスを有する電流ミラーはまた、遮断周波数が入力 端子へ印加される電流の大きさの関数である電流ミラーの低域通過フィルタとし て一般に適用できる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第１制御信号に応答して第１電流を出力端子（23）で供給し、且つ第２制御 信号に応答して第２電流を出力端子で減少させるための電荷ポンプ（CP）におい て、該電荷ポンプが第１制御信号を第１電流へ変換するための第１手段（14）と 、第２制御信号を第２電流へ変換するための第２手段（16）とを具え、前記の第 １及び第２手段はそれぞれの制御信号を濾波するための手段を具えていることを 特徴とする電荷ポンプ。 ２．請求項１記載の電荷ポンプにおいて、前記の第１及び第２手段がそれぞれの 制御信号を濾波するためにそれぞれの低域通過フィルタ（14，16）を具えており 、それぞれの濾波された制御信号がそれぞれの制御電流源（10，12）へ供給され ることを特徴とする電荷ポンプ。 ３．請求項１記載の電荷ポンプにおいて、前記の第１及び第２手段がそれぞれの 制御信号をそれぞれの制御電流へ変換するためのそれぞれの手段（18，19）を具 えており、前記それぞれの制御電流はそれぞれの低域通過電流フィルタ（14，16 ）へ印加され、前記低域通過電流フィルタの出力信号は電荷ポンプの出力端子（ 23）において相互から減算（17）されることを特徴とする電荷ポンプ。 ４．請求項３記載の電荷ポンプにおいて、前記第１手段が第１差動対の入力端子 （21）へ印加される第１制御信号を電流に変換するための第１差動対（200，202 ）を具え、前記の電流は第１電流ミラー(CM1)へ供給されること、及び前記第２ 手段が第２差動対の入力端子（22）へ印加される第２制御信号を電流に変換する ための第２差動対（206，208）を具え、前記の電流は第２電流ミラー(CM2)へ供 給され、第２電流ミラーの出力端子は第３電流ミラー(CM3)を介して第１電流ミ ラーの出力端子へ結合されていることを特徴とする電荷ポンプ。 ５．請求項４記載の電荷ポンプにおいて、第１及び第２差動対（200，202; 206 ，208）と第３電流ミラー(CM3)とが第１導電型のトランジスタを具えており、且 つ第１及び第２電流ミラーが第２導電型のトランジスタを具えていることを特徴 とする電荷ポンプ。 ６．請求項４記載の電荷ポンプにおいて、該電荷ポンプが第１及び第２電流ミラ ー（CM1，CM2）のそれぞれの入力端子に対して並列に置かれた第１及び第２キャ パシタンス（224，226）を具えていることを特徴とする電荷ポンプ。 ７．請求項１記載の電荷ポンプにおいて、前記の第１及び第２手段が高次フィル タ特性を実現するために電流ミラー（CM1，CM4，CM5; CM2，CM3，CM6）のそれぞ れの縦続接続を具えており、各縦続接続が交替する導電型の電流ミラーを具えて いることを特徴とする電荷ポンプ。 ８．‐ 入力周波数を受け取るための第１入力端子と基準周波数を受け取るため の第２入力端子とを有する位相検出器（PD）、 ‐ 前記の位相検出器へ結合された電荷ポンプ（CP）、 ‐ 前記の電荷ポンプへ結合されたループフィルタ（LP）、 ‐ 前記の位相検出器へ入力周波数を供給するために前記のループフィルタへ 結合された電圧制御発振器(VCO)、 を具えている周波数合成回路において、前記電荷ポンプ（CP）が請求項１記載 の電荷ポンプであることを特徴とする周波数合成回路。 ９．無線周波数部分（RF）、ミクサー段（Ｍ）及び信号処理部分（SP）を具えた 受信機であって、前記のミクサー段（Ｍ）がフェイズロックループ(PLL)を具え た周波数合成回路からミクシング周波数を受け取り、前記のフェイズロックルー プが ‐ ミクシング周波数から引き出される入力周波数を受け取るための第１入力 端子と基準周波数を受け取るための第２入力端子とを有する位相検出器（PD）、 ‐ 前記位相検出器へ結合された電荷ポンプ（CP）、 ‐ 前記電荷ポンプへ結合されたループフィルタ（LP）、 ‐ 前記ミキシング周波数を供給するために前記ループフィルタへ結合された 電圧制御発振器(VCO)、 具えている受信機において、前記電荷ポンプ（CP）が請求項１記載の電荷ポン プであることを特徴とする受信機。 10．‐ 入力周波数を受け取るための第１入力端子と基準周波数を受け取るため の第２入力端子とを有する位相検出器（PD）、 ‐ 前記位相検出器へ結合された電荷ポンプ（CP）、 ‐ 前記電荷ポンプへ結合されたループフィルタ（LP）、 ‐ 前記位相検出器へ入力周波数を供給するためにループフィルタへ結合され た電圧制御発振器(VCO)、 を具えている周波数合成回路において、前記ループフィルタ（LP）の帯域幅が 前記入力周波数と前記基準周波数との間の位相と周波数との双方又はいずれか一 方の差の関数であることを特徴とする周波数合成回路。