JPH1155782A - 歪み除去装置、歪み除去装置の係数決定方法、プロセッシングスピーカシステム、マルチプロセッサ及びアンプ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】信号源とシステムの信号入力部の間に接続さ
れ、システムにおいて発生する線形および非線形の歪み
成分補償の信号処理を行う。 【解決手段】信号源１から出力された信号を部分的に重
複させながら長さＮで分割して取り込むフレーム分割部
１２と、分割された時間領域の信号を周波数領域の信号
に変換するフーリエ変換部１３と、周波数領域における
Ｎ個の第１の係数と２次元のＮ×Ｎ個の第２の係数を記
憶する記憶部１５，１７と、前記第１の係数と前記フー
リエ変換部の出力信号に基づく演算、及び前記第２の係
数と前記フーリエ変換部の出力信号に基づく演算を行う
ことによって、該フーリエ変換部の出力信号から歪み成
分を除去する演算部１４，１６，１８と、前記演算部の
出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換部
１９と、前記逆フーリエ変換部の出力信号の一部を順次
連結して出力するフレーム合成部２０とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばオーディオ
信号を再生するスピーカのような非線形システムにおい
て生じる高調波歪み及び混変調歪みを除去し、入力信号
を高忠実再生するための歪み除去装置、歪み除去装置の
係数決定方法、プロセッシングスピーカシステム、マル
チプロセッサ及びアンプに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】周知の様に、コンサートホールや屋外の
劇場、スタジアムなどの大空間で音楽やアナウンスなど
を再生する場合、一般的に大音量再生が可能な大型の業
務用スピーカシステムを用いる。特に、高音域の再生に
は、ホーンスピーカシステムが用いられ、また、低音域
の再生には、ウーファーあるいはサブウーファーと呼ば
れるスピーカが用いられる。

【０００３】ホーンスピーカシステムは、電気音響変換
器であるコンプレッションドライバと、コンプレッショ
ンドライバから出力された音波が入力されるホーンによ
り構成される。コンプレッションドライバは、入力され
た電気信号を音波に変換してホーンに入力し、ホーンは
その音波を大空間へ放射するものである。コンプレッシ
ョンドライバにおいては、音波を発生する振動板の直径
よりも、ホーンとの結合部分（ホーンのスロート部）の
直径を小さくすることにより、振動板から放射された音
圧を高める。これにより、大音量再生が可能となる。

【０００４】しかしながら、コンプレッションドライバ
において、空気が高圧縮されることによって、再生音に
歪みが発生し、この歪みが元来の音波に付加されてしま
う。これは、ホーンスピーカシステムによって大音量再
生を行う場合に発生する歪みの原因の一つであり、非常
に重要なものである。

【０００５】一方、ウーファーによって低音を大音量で
再生する場合には、ウーファーの振動板を大きな振幅で
振動させる。しかしながら、振動板を支えるダンパーや
エッジの力学的な非線形性や、エッジによる空気の排除
体積量の非線形性により、再生音には歪みが伴う。

【０００６】以上のような歪みは、高調波歪みおよび混
変調歪みと呼ばれる非線形歪みである。大音量で音を再
生する場合には、上記の理由などによりこれらの非線形
歪みが発生するが、これらの非線形歪みは音質を劣化さ
せる要因となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、スピーカな
ど非線形歪みを発生するシステム（以後、非線形システ
ムと呼ぶ）の歪みを除去する手段としては、非線形フィ
ルタを用いるという方法がある。一般的な非線形システ
ムの歪み除去を行う方法として、ヴォルテラフィルタ
（Volterra filter）が有名である。これは、一般的に
は、１次元のフィルタ、２次元のフィルタ、……、ｎ次
元のフィルタを並列接続して、それぞれのフィルタにお
いて入力信号に対する畳み込み演算を行い、その結果を
加算して出力するというものである。

【０００８】しかしながら、このフィルタは２次元のフ
ィルタ、３次元のフィルタからｎ次元のフィルタまで、
次数が上がるにつれて演算量が莫大に増加するという問
題がある。例えば、スピーカを非線形システムとみな
し、２次歪みのみの除去を行う場合においても、入力信
号であるオーディオ信号に対してリアルタイムで２次元
の畳み込み演算を行うには、装置が大規模になってしま
う。

【０００９】米国特許4,709,391(Arrangement for conv
erting an electric signal into an acoustic signal
or vice versa and a non-linear network for use in
thearrangement、発明者Kaizerら、フィリップス社)お
よび欧州特許EP 0 168 078 A1（発明者同じ）は、電気
音響変換器の２次歪みおよび３次歪みと呼ばれる非線形
歪みを補正する非線形回路を提案している。この方法
は、スピーカの磁気回路の磁束密度およびボイスコイル
のインダクタンスおよびダンパーのばね定数の非線形性
を電気回路の等価回路でモデル化してそれぞれ定数を求
め、スピーカの入出力特性を通常の伝達特性に非線形歪
み特性を並列接続した形のヴォルテラ級数(Voterra ser
ies)と呼ばれる級数でモデル化し、スピーカの前段に接
続する歪み補正回路としてヴォルテラフィルタと同等の
効果の得られる非線形フィルタを設計し、その非線形フ
ィルタによってスピーカの歪みを打ち消すような歪み補
償信号をオーディオ信号に付加してスピーカに信号を送
る、というものである。

【００１０】この方法によれば、ヴォルテラフィルタに
おける２次元の畳み込み演算および３次元の畳み込み演
算を行わずに、同等の歪み除去効果が得られる。

【００１１】しかしながら、この方法では、磁束密度お
よびインダクタンスおよびばね定数の測定など、スピー
カの非線形な伝達特性を決定する定数の測定にかなりの
手間がかかる。また、手間をかけて測定を行ったとして
も、それらの測定結果のうちどれかが比較的大きな誤差
を含んでいて、上記の手順による歪み補正であまり効果
が得られなかった場合に、元の定数の中でどれが誤差を
含んでいるものであるのかを特定することは難しく、経
験を必要とする作業である。

【００１２】また、この方法では、動電形スピーカの歪
み除去を行う場合のように、非線形歪みを除去したいシ
ステムにおいて、歪みの発生要因が明らかであれば歪み
補正回路を設計することが可能であるが、一般的な非線
形システムにおける歪み発生を等価回路でモデル化でき
ない場合には、回路を設計することができない。

【００１３】米国特許5,438,625(ARRANGEMENT TO CORRE
CT THE LINEAR AND NONLINEAR TRANSFER BEHAVIOR OR E
LECTRO-ACOUSTICAL TRANSDUCERS、Inventor:W.Klippe
l、Assignee:JBL)および欧州(独)特許DE 41 11 884 C2
（発明者同じ）は、電気音響変換器の非線形歪みを除去
する非線形回路および、回路の係数の自動更新方法を提
案している。前記従来法と同様に、この方法において
も、スピーカの非線形歪み発生のいくつかの要因をそれ
ぞれ定式化し、非線形逆システムとなる非線形回路を設
計するものである。ここでも、ヴォルテラフィルタの考
え方を基本にしているが、実際の歪み除去回路は、２次
元以上の畳み込み演算を行うものではなく、同等の効果
が得られる非線形回路として構築されている。

【００１４】しかしながら、この方法においても、歪み
除去回路を設計するには、非線形システムであるスピー
カの歪み発生のいくつかの要因をそれぞれ定式化する必
要がある。これには、ひずみ発生のメカニズムがあらか
じめ分かっているものでなければならない。また、定式
化後、それらの式の定数などを測定する必要があり、こ
れはかなり複雑な作業である。

【００１５】以上のように、上記の２つの方法は、歪み
を除去したい非線形システムの歪み発生のメカニズムを
定式化しなければならないので、歪みの要因が明らかで
なかったり、精度良く定式化できない場合には適用でき
ないという問題があった。

【００１６】そこで、本発明は、上記従来の課題を解決
するためになされ、スピーカなど非線形歪みを生じる非
線形システムの前段に設置され、システムから発生する
上記歪みを補償する信号を生成する歪み除去装置とし
て、実用的で高精度のものを提供することを目的とし、
更には、この歪み除去装置の係数決定方法、あるいは、
この歪み除去装置を搭載したプロセッシングスピーカシ
ステム、マルチプロセッサ及びアンプを提供することを
目的とする。

【００１７】また、本発明は、この歪み除去装置におけ
る信号処理の演算量を削減するためのいくつかの構成を
提供することを目的とするものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、信号源とシステムの信号入力部との間に
接続され、信号源から出力される信号に対して、前記シ
ステムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前
記システムの歪み除去装置であって、信号源から出力さ
れた信号を部分的に重複させながら長さＮで分割して取
り込むフレーム分割部と、前記フレーム分割部で分割さ
れた時間領域の信号をフーリエ変換して周波数領域の信
号に変換するフーリエ変換部と、周波数領域におけるＮ
個の第１の係数とＮ×Ｎ個の第２の係数を記憶する記憶
部と、前記第１の係数と前記フーリエ変換部の出力信号
に基づく演算、及び前記第２の係数と前記フーリエ変換
部の出力信号に基づく演算を行うことによって、該フー
リエ変換部の出力信号から歪み成分を除去する演算部
と、前記演算部の出力信号を逆フーリエ変換して時間領
域の信号に変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリ
エ変換部の出力信号の一部を順次連結して出力するフレ
ーム合成部とを具備している。

【００１９】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して、前記システムで発生する歪み成分を補償する信
号処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、信
号源から出力された信号を部分的に重複させながら長さ
Ｎで分割して取り込むフレーム分割部と、前記フレーム
分割部で分割された時間領域の信号をフーリエ変換して
周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、周波数
領域におけるＮ個の第１の係数を記憶する第１の記憶部
と、前記第１の係数と前記フーリエ変換部の出力信号と
を用いて、（数１）の右辺第１項の乗算を行う第１の乗
算器と、

【００２０】

【数３５】

【００２１】（但し、ｍ，ｍ１及びｍ２は離散化された
周波数軸上のポイントの数を表す整数値、Ｗ（ｍ）は周
波数領域における歪み除去装置の出力信号の第ｍ番目の
周波数ポイントの成分、Ｇ１（ｍ）は第１の係数、Ｘ
（ｍ）は入力信号を離散化した後にフーリエ変換によっ
て周波数領域へ変換した信号のｍ成分、Ｇ２（ｍ１，ｍ
２）は第２の係数、Ｘ（ｍ１）は入力信号を離散化した
後にフーリエ変換によって周波数領域へ変換した信号の
ｍ１成分、Ｘ（ｍ２）は入力信号を離散化した後にフー
リエ変換によって周波数領域へ変換した信号のｍ２成分
を表す。）周波数領域におけるＮ×Ｎ個の第２の係数を
記憶する第２の記憶部と、前記第２の係数と前記フーリ
エ変換部の出力信号とを用いて、（数１）の右辺第２項
の乗算および加算を行う乗加算器と、前記第１の乗算器
の出力信号と前記乗加算器の出力信号とを加算する加算
器と、前記加算器の出力信号を逆フーリエ変換して時間
領域の信号に変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フー
リエ変換部の出力信号の一部を順次連結して出力するフ
レーム合成部とを具備している。

【００２２】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して、前記システムで発生する歪み成分を補償する信
号処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、信
号源から出力された信号を部分的に重複させながら長さ
Ｎで分割して取り込むフレーム分割部と、前記フレーム
分割部で分割された時間領域の信号をフーリエ変換して
周波数領域の信号に変換するフーリエ変換部と、歪みを
除去したいシステムの１次のインパルス応答の群遅延量
と実質的に同等の遅延量を有するＮタップの遅延器のイ
ンパルス応答をフーリエ変換することにより求められる
周波数領域のタップを記憶した第３の記憶部と、前記第
３の記憶部に格納されているタップを読み出して、前記
フーリエ変換部の出力信号との乗算を行う第１の乗算器
と、周波数領域におけるＮ個の第１の係数を記憶する第
１の記憶部と、前記第１の係数と前記第１の乗算器の出
力信号とを用いて（数１）の右辺第１項の乗算を行う第
２の乗算器と、

【００２３】

【数３６】

【００２４】（但し、ｍ，ｍ１及びｍ２は離散化された
周波数軸上のポイントの数を表す整数値、Ｗ（ｍ）は周
波数領域における歪み除去装置の出力信号の第ｍ番目の
周波数ポイントの成分、Ｇ１（ｍ）は第１の係数、Ｘ
（ｍ）は入力信号を離散化した後にフーリエ変換によっ
て周波数領域へ変換した信号のｍ成分、Ｇ２（ｍ１，ｍ
２）は第２の係数、Ｘ（ｍ１）は入力信号を離散化した
後にフーリエ変換によって周波数領域へ変換した信号の
ｍ１成分、Ｘ（ｍ２）は入力信号を離散化した後にフー
リエ変換によって周波数領域へ変換した信号のｍ２成分
を表す。） 周波数領域におけるＮ×Ｎ個の第２の係数を記憶する第
２の記憶部と、前記第２の係数と前記第１の乗算器の出
力信号とを用いて、（数１）の右辺第２項の乗算および
加算を行う乗加算器と、前記第２の乗算器の出力信号と
前記乗加算器の出力信号とを加算する加算器と、前記加
算器の出力信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号に
変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部の
出力信号の一部を順次連結して出力する、フレーム合成
部とを具備している。

【００２５】１つの実施形態では、前記第２の記憶部
は、周波数領域において表わされる２次元のＮ×Ｎの、
第２の係数のうち、（数１１）で定義される領域の係数
を記憶し、

【００２６】

【数３７】

【００２７】前記乗加算器は、前記定義された領域のみ
の第２の係数と前記フーリエ変換部の出力信号とを用い
て、（数１２）に示す演算を行っている。

【００２８】

【数３８】

【００２９】また、本発明の歪み除去装置の決定方法
は、Ｎ個の数値列である第１の係数Ｇ１（ｍ）を求める
には、前記システムの１次の系の伝達関数を周波数領域
におけるポイント数Ｎ２の数値列として測定し、但し、
Ｎ２≦Ｎ１＜Ｎであって、前記周波数領域の数値列を逆
フーリエ変換によって、時間領域におけるポイント数Ｎ
２の数値列に変換し、前記時間領域の数値列の最後尾
に、Ｎ−Ｎ２個の０データを付加し、前記０データを付
加した長さＮの数値列をフーリエ変換によって、周波数
領域におけるポイント数Ｎの数値列に変換し、前記第１
の係数として記憶部に格納するものとし、Ｎ×Ｎ個の前
記第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を求めるには、前記シ
ステムの歪みを発生する２次の系の伝達関数を周波数領
域におけるポイント数Ｎ３×Ｎ３の数値配列として測定
し、但し、Ｎ３≦Ｎ１＜Ｎであって、前記周波数領域の
数値配列を２次元の逆フーリエ変換によって、時間領域
におけるポイント数Ｎ３×Ｎ３の数値配列に変換し、前
記時間領域の数値配列の最終端部に、行方向および列方
向ともにＮ−Ｎ３個の０データを付加して、Ｎ×Ｎの数
値配列とし、前記０データを付加した、ポイント数Ｎ×
Ｎの数値配列を２次元のフーリエ変換によって周波数領
域におけるポイント数Ｎ×Ｎの数値配列に変換し、この
Ｎ×Ｎの数値配列を前記第２の係数として記憶部に格納
するものとしている。

【００３０】１つの実施形態では、前記システムの１次
の系の伝達関数のポイント数Ｎ２と、前記システムの２
次の系の伝達関数である配列の１辺のポイント数Ｎ３と
の大きい方の値は、前記フレーム分割部におけるフレー
ムのオーバーラップ長（Ｎ１−１）を定義するタップ長
Ｎ１に等しく、タップ長Ｎ１は、Ｎ１＝Ｎ／２の関係に
ある。

【００３１】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対してローパスフィルタの特性を付加するとともに、前
記システムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行
う前記システムの歪み除去装置であって、信号源から出
力されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して１次
元の畳み込み演算を行う第１のフィルタと、前記ディジ
タル信号に対して２次元の畳み込み演算を行う第２のフ
ィルタと、前記第１のフィルタの出力信号と前記第２の
フィルタの出力信号とを加算する加算器と、前記加算器
の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器とを
具備し、ｍを周波数軸上のポイント数を表わす整数値と
し、ｍ１およびｍ２を周波数軸上のポイント数を表わす
整数値であって、前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２
またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１
（ｍ）を前記システムの1次の系の伝達特性を周波数領
域で表現した値とし、Ｈ２（ｍ１、ｍ２）を前記システ
ムの２次の高調波歪み及び混変調歪みの伝達特性を２次
元の周波数領域で表現した値とすると、前記第１のフィ
ルタの伝達特性Ｇ１Ｌ（ｍ）は、前記ローパスフィルタ
の特性Ｌ（ｍ）と任意に決定できる１次の伝達特性Ｇ１
（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１（ｍ）Ｌ（ｍ）であ
り、前記第２のフィルタの伝達特性Ｇ２Ｌ（ｍ１，ｍ
２）は、（数１６）によって表わされる特性である。

【００３２】

【数３９】

【００３３】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタであ
って、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数に対応
する周波数軸上のポイント数をｍｃとすると、ｍｃがＮ
／４以下である場合に、前記第２のフィルタは、（数１
７）、（数１８）で示される領域のみのタップについて
実質的な演算を行っている。

【００３４】

【数４０】

【００３５】

【数４１】

【００３６】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタであ
って、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数に対応
する周波数軸上のポイント数をｍｃとすると、ｍｃがＮ
／４よりも大きい場合に、前記第２のフィルタは、（数
１９）〜（数２１）で示される領域のみのタップについ
て実質的な演算を行っている。

【００３７】

【数４２】

【００３８】

【数４３】

【００３９】

【数４４】

【００４０】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対してバンドパスフィルタの特性を付加するとともに、
前記システムで発生する歪み成分を補償する信号処理を
行う前記システムの歪み除去装置であって、信号源から
出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して１
次元の畳み込み演算を行う第１のフィルタと、前記ディ
ジタル信号に対して２次元の畳み込み演算を行う第２の
フィルタと、前記第１のフィルタの出力信号と前記第２
のフィルタの出力信号とを加算する加算器と、前記加算
器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と
を具備し、ｍを周波数軸上のポイント数を表わす整数値
とし、ｍ１およびｍ２を周波数軸上のポイント数を表わ
す整数値であって、前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ
２またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１
（ｍ）を前記システムの1次の系の伝達特性を周波数領
域で表現した値とし、Ｈ２（ｍ１、ｍ２）を前記システ
ムの２次の高調波歪み及び混変調歪みの伝達特性を２次
元の周波数領域で表現した値とすると、前記第１のフィ
ルタの伝達特性Ｇ１Ｂ（ｍ）は、前記バンドパスフィル
タの特性Ｂ（ｍ）と任意に決定できる１次の伝達特性Ｇ
１（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１（ｍ）Ｂ（ｍ）であ
り、前記第２のフィルタの伝達特性Ｇ２Ｌ（ｍ１，ｍ
２）は、（数２４）によって表わされる特性である。

【００４１】

【数４５】

【００４２】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタであ
って、前記バンドパスフィルタの高域側のカットオフ周
波数に対応する周波数軸上のポイント数をｍｃｈとし、
前記バンドパスフィルタの低域側のカットオフ周波数に
対応する周波数軸上のポイント数をｍｃｌとすると、ｍ
ｃｈがＮ／４以下である場合に、前記第２のフィルタ
は、（数２５）及び（数２６）で示される領域のみのタ
ップについて実質的な演算を行っている。

【００４３】

【数４６】

【００４４】

【数４７】

【００４５】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタであ
って、前記バンドパスフィルタの高域側のカットオフ周
波数に対応する周波数軸上のポイント数をｍｃｈとし、
前記バンドパスフィルタの低域側のカットオフ周波数に
対応する周波数軸上のポイント数をｍｃｌとすると、ｍ
ｃｈがＮ／４よりも大きい場合に、前記第２のフィルタ
は、（数２７）〜（数２９）で示される領域のみのタッ
プについて実質的な演算を行っている。

【００４６】

【数４８】

【００４７】

【数４９】

【００４８】

【数５０】

【００４９】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対してハイパスフィルタの特性を付加するとともに、前
記システムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行
う前記システムの歪み除去装置であって、信号源から出
力されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して１次
元の畳み込み演算を行う第１のフィルタと、前記ディジ
タル信号に対して２次元の畳み込み演算を行う第２のフ
ィルタと、前記第１のフィルタの出力信号と、前記第２
のフィルタの出力信号とを加算する加算器と、前記加算
器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と
を具備し、ｍを周波数軸上のポイント数を表わす整数値
とし、ｍ１およびｍ２を周波数軸上のポイント数を表わ
す整数値として前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２ま
たはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１（ｍ）
を前記システムの1次の系の伝達特性を周波数領域で表
現した値とし、Ｈ２（ｍ１、ｍ２）を前記システムの２
次の高調波歪み及び混変調歪みの伝達特性を２次元の周
波数領域で表現した値とすると、前記第１のフィルタの
伝達特性Ｇ１Ｆ（ｍ）は、前記ハイパスフィルタの特性
Ｆ（ｍ）と任意に決定できる１次の伝達特性Ｇ１（ｍ）
とを掛け合わせた特性Ｇ１（ｍ）Ｆ（ｍ）であり、前記
第２のフィルタの伝達特性Ｇ２Ｈ（ｍ１，ｍ２）は、
（数３２）によって表わされる特性である。

【００５０】

【数５１】

【００５１】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタであ
って、前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数に対応
する周波数軸上のポイント数をｍｃとすると、前記第２
のフィルタは、（数３３）〜（数３５）で示される領域
のみのタップについて実質的な演算を行っている。

【００５２】

【数５２】

【００５３】

【数５３】

【００５４】

【数５４】

【００５５】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して前記システムで発生する歪み成分を補償する信号
処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、前記
信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を行う
第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して２次
元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、前記第２の
フィルタの出力信号が入力されるローパスフィルタと、
前記第１のフィルタの出力信号と前記ローパスフィルタ
の出力信号とを加算する加算器とを具備し、前記ローパ
スフィルタのカットオフ周波数が、前記システムの再生
周波数帯域上限以下の周波数である。

【００５６】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して前記システムで発生する歪み成分を補償する信号
処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、前記
信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を行う
第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して２次
元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、前記第１の
フィルタの出力信号と前記第２のフィルタの出力信号と
を加算する加算器とを具備し、前記信号源からの入力信
号を周波数領域で表現した値をＸ（ｍ）とし、ｍを周波
数のポイントを表わす整数値とし、ｍ１およびｍ２を前
記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２またはｍ＝｜ｍ１−
ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１（ｍ）を前記システムの
１次の系の伝達特性を周波数領域で表現した値とし、Ｈ
２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪みお
よび混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現
した値とし、Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特
性を周波数領域で表現した値とし、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）
を前記第２のフィルタの伝達特性を周波数領域で表現し
た値とし、ｍｃを前記システムの１次の系の伝達特性の
高域側のカットオフ周波数に対応する整数値とすると、
前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
ジタルフィルタであって、前記入力信号Ｘ（ｍ）に対す
る伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を（数９）によって表わ
される特性とし、かつ（数３６）によって表わされる領
域のみで入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力し、
（数３６）以外の領域を遮断している。

【００５７】

【数５５】

【００５８】

【数５６】

【００５９】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、（数３７）によって表わされる領域のみで実質的に
畳み込み演算を行っている。

【００６０】

【数５７】

【００６１】１つの実施形態では、前記第１のフィルタ
の１次元のタップ、および、前記第２のフィルタの２次
元のタップを設定するに際し、前記システムの１次の系
の伝達特性Ｈ１（ｍ）および２次の系の伝達特性Ｈ２
（ｍ１，ｍ２）の成分における（数３８）によって表わ
される領域のみで前記伝達関数を測定している。

【００６２】

【数５８】

【００６３】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して前記システムで発生する歪み成分を補償する信号
処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、前記
信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を行う
第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して２次
元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、前記第２の
フィルタの出力信号が入力されるバンドパスフィルタ
と、前記第１のフィルタの出力信号と前記バンドパスフ
ィルタの出力信号とを加算する加算器とを具備し、前記
バンドパスフィルタの低域側カットオフ周波数が、前記
システムの再生周波数帯域下限以上の周波数であって、
前記バンドパスフィルタの高域側カットオフ周波数が、
前記システムの再生周波数帯域上限以下の周波数であ
る。

【００６４】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して前記システムで発生する歪み成分を補償する信号
処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、前記
信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を行う
第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して２次
元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、前記第１の
フィルタの出力信号と前記第２のフィルタの出力信号と
を加算する加算器とを具備し、前記信号源からの入力信
号を周波数領域で表現した値をＸ（ｍ）とし、ｍを周波
数のポイントを表わす整数値とし、ｍ１およびｍ２を前
記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２またはｍ＝｜ｍ１−
ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１（ｍ）を前記システムの
１次の系の伝達特性を周波数領域で表現した値とし、Ｈ
２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪みお
よび混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現
した値とし、Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特
性を周波数領域で表現した値とし、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）
を前記第２のフィルタの伝達特性を周波数領域で表現し
た値とし、ｍｃを前記システムの１次の系の伝達特性の
高域側のカットオフ周波数に対応する整数値とすると、
前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
ジタルフィルタであって、前記入力信号Ｘ（ｍ）に対す
る伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を（数９）によって表わ
される特性とし、かつ（数３９）によって表わされる領
域のみで入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力し、
（数３９）以外の領域を遮断している。

【００６５】

【数５９】

【００６６】

【数６０】

【００６７】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、（数４０）によって表わされる領域のみで実質的に
畳み込み演算を行っている。

【００６８】

【数６１】

【００６９】１つの実施形態では、前記第１のフィルタ
の１次元のタップ、および、前記第２のフィルタの２次
元のタップを設定するに際し、前記システムの１次の系
の伝達特性Ｈ１（ｍ）および２次の系の伝達特性Ｈ２
（ｍ１，ｍ２）の成分における（数４１）によって表わ
される領域のみで前記伝達関数を測定している。

【００７０】

【数６２】

【００７１】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して前記システムで発生する歪み成分を補償する信号
処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、前記
信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を行う
第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して２次
元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、前記第２の
フィルタの出力信号が入力されるハイパスフィルタと、
前記第１のフィルタの出力信号と前記ハイパスフィルタ
の出力信号とを加算する加算器とを具備し、前記ハイパ
スフィルタのカットオフ周波数が、前記システムの再生
周波数帯域下限以上の周波数ｍｃである。

【００７２】また、本発明は、信号源とシステムの信号
入力部との間に接続され、信号源から出力される信号に
対して前記システムで発生する歪み成分を補償する信号
処理を行う前記システムの歪み除去装置であって、前記
信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を行う
第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して２次
元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、前記第１の
フィルタの出力信号と前記第２のフィルタの出力信号と
を加算する加算器とを具備し、前記信号源からの入力信
号を周波数領域で表現した値をＸ（ｍ）とし、ｍを周波
数のポイントを表わす整数値とし、ｍ１およびｍ２を前
記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２またはｍ＝｜ｍ１−
ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１（ｍ）を前記システムの
１次の系の伝達特性を周波数領域で表現した値とし、Ｈ
２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪みお
よび混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現
した値とし、Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特
性を周波数領域で表現した値とし、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）
を前記第２のフィルタの伝達特性を周波数領域で表現し
た値とし、ｍｃを前記システムの１次の系の伝達特性の
高域側のカットオフ周波数に対応する整数値とすると、
前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
ジタルフィルタであって、前記入力信号Ｘ（ｍ）に対す
る伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を（数９）によって表わ
される特性とし、かつ（数４２）によって表わされる領
域のみで入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力し、
（数４２）以外の領域を遮断している。

【００７３】

【数６３】

【００７４】

【数６４】

【００７５】１つの実施形態では、前記第２のフィルタ
は、（数４３）によって表わされる領域のみで実質的に
畳み込み演算を行っている。

【００７６】

【数６５】

【００７７】１つの実施形態では、前記第１のフィルタ
の１次元のタップ、および、前記第２のフィルタの２次
元のタップを設定するに際し、前記システムの１次の系
の伝達特性Ｈ１（ｍ）および２次の系の伝達特性Ｈ２
（ｍ１，ｍ２）の成分における（数４４）によって表わ
される領域のみで前記伝達関数を測定している。

【００７８】

【数６６】

【００７９】また、本発明は、システムの前段にプロセ
ッサを設け、信号源と前記プロセッサの信号入力部との
間に挿入され、前記システムで発生する歪み成分補償の
信号処理を行う歪み除去装置であって、前記信号源から
の信号に対して１次元の畳み込み演算を行う第１のフィ
ルタと、前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込
み演算を行う第２のフィルタと、前記第１のフィルタの
出力信号と前記第２のフィルタの出力信号とを加算する
加算器とを具備し、前記信号源からの入力信号を周波数
領域で表現した値をＸ（ｍ）とし、ｍを周波数のポイン
トを表わす整数値とし、ｍ１およびｍ２を前記整数値ｍ
に対してｍ＝ｍ１＋ｍ２またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満
足する値とし、Ｈ１（ｍ）を前記システムの１次の系の
伝達特性を周波数領域で表現した値とし、Ｈ２（ｍ１，
ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪みおよび混変調
歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現した値と
し、Ｅ（ｍ）を前記プロセッサの伝達特性を周波数領域
で表現した値とし、Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの
伝達特性を周波数領域で表現した値とし、Ｇ２（ｍ１，
ｍ２）を前記第２のフィルタの伝達特性を周波数領域で
表現した値とすると、前記第２のフィルタは、タップ長
Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタであって、（数４
８）によって表わされる２次元の伝達特性Ｇ２（ｍ１，
ｍ２）で入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力す
る。

【００８０】

【数６７】

【００８１】１つの実施形態では、前記プロセッサの伝
達特性Ｅ（ｍ）を検出する検出部と、検出された前記伝
達特性Ｅ（ｍ）を用いて、前記第２のフィルタの伝達特
性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を更新するタップ更新部とを更に
具備している。

【００８２】また、本発明は、システムの前段にプロセ
ッサを設け、信号源と前記プロセッサの信号入力部との
間に挿入され、前記システムおよび前記プロセッサで発
生する歪み成分補償の信号処理を行う歪み除去装置であ
って、前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み
演算を行う第１のフィルタと、前記信号源からの信号に
対して２次元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと、
前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
出力信号とを加算する加算器とを具備し、前記信号源か
らの入力信号を周波数領域で表現した値をＸ（ｍ）と
し、ｍを周波数のポイントを表わす整数値とし、ｍ１お
よびｍ２を前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２または
ｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、Ｈ１（ｍ）を前
記システムの１次の系の伝達特性を周波数領域で表現し
た値とし、Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の
高調波歪みおよび混変調歪みの伝達特性を２次元の周波
数領域で表現した値とし、Ａ１（ｍ）を前記プロセッサ
の１次の系の伝達特性を周波数領域で表現した値とし、
Ａ２（ｍ１，ｍ２）を前記プロセッサの２次の系の伝達
特性を周波数領域で表現した値とし、Ｇ１（ｍ）を前記
第１のフィルタの伝達特性を周波数領域で表現した値と
し、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を前記第２のフィルタの伝達特
性を周波数領域で表現した値とすると、前記第２のフィ
ルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディジタルフィルタ
であって、（数５２）によって表わされる２次元の伝達
特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）で入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み
演算して出力している。

【００８３】

【数６８】

【００８４】１つの実施形態では、前記プロセッサの伝
達特性Ａ１（ｍ）を検出する検出部と、あらかじめ測定
された前記プロセッサの歪みの伝達特性Ａ２（ｍ１，ｍ
２）を記憶する記憶部と、前記検出部の出力信号がおよ
び前記記憶部からのの出力信号が入力され、前記第２の
フィルタの伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を更新するタッ
プ更新部とを更に具備している。

【００８５】また、本発明は、上記歪み除去装置を搭載
したプロセッシングスピーカシステムであって、前記歪
みを発生するシステムがオーディオ信号を再生するスピ
ーカである。

【００８６】また、本発明は、上記歪み除去装置を搭載
したマルチプロセッサであって、前記歪みを発生するシ
ステムがオーディオ信号を再生するスピーカであり、こ
のマルチプロセッサが信号源と該スピーカを駆動するア
ンプ間に挿入されている。

【００８７】また、本発明は、上記歪み除去装置を搭載
したアンプであって、前記歪みを発生するシステムがオ
ーディオ信号を再生するスピーカであり、このアンプが
該スピーカを駆動する。

【００８８】以上の様に構成される本発明の要約して簡
単に説明すると、歪みを除去するために、スピーカより
発生する歪みの特性をあらかじめ測定し、その測定結果
より歪み補償信号生成のための係数を算出し、この係数
を歪み除去装置に格納しておく。歪み除去装置は、入力
されたオーディオ信号に対して、上記係数を用いて、上
記スピーカの歪み補償信号を逐次生成し、元のオーディ
オ信号に足し合わせて、パワーアンプへと出力する。こ
の信号がパワーアンプを経てスピーカに入力される。よ
って、従来発生していた歪みは、歪み補償信号によって
打ち消され、元々、音源より出力されたオーディオ信号
のみがスピーカから放射されることとなる。この結果、
スピーカにおいては、非線形歪みを発生することなくオ
ーディオ信号を高忠実再生することが可能となる。

【００８９】また、本発明によれば、歪みを発生してし
まう非線形システム、例えばスピーカにおける歪みの発
生要因を詳しく分析する手間を省くことができる。

【００９０】また、本発明によれば、入力された任意の
オーディオ信号に対して、リアルタイムで歪み補償信号
を生成することができる。

【００９１】また、本発明によれば、入力されたオーデ
ィオ信号に対して、ある周波数帯域の信号のみを通過さ
せて出力するという帯域制限フィルタの機能を持つこと
ができる。

【００９２】また、本発明によれば、帯域制限フィルタ
の機能を持つ歪み除去装置においては、２次元フィルタ
の演算量を削減することができる。

【００９３】また、本発明によれば、歪み除去装置の後
段側に、グラフィックイコライザが接続されている場合
にも、スピーカの歪み除去をおこなうことができる。

【００９４】また、本発明によれば、スピーカを駆動す
るパワーアンプが非線形歪みを発生する場合に、アンプ
の歪みをも除去することができる。

【００９５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を添付図
面を参照して説明する。

【００９６】（第１実施形態）図１は、本発明の第１実
施形態を示すブロック図である。この第１実施形態で
は、非線形歪みを発生するシステムの歪み発生要因が明
確でなくても、そのシステムの歪みを削減する事の出来
る歪み除去装置の構成および演算方法を提供する。この
歪み除去装置１０は、信号源１から出力された信号が入
力されるＡ／Ｄ変換装置１１と、ＮとＮ１の関係がＮ＞
Ｎ１であって前記Ａ／Ｄ変換装置の出力信号をＮ−Ｎ１
＋１個毎に長さＮに分割し取り込むフレーム分割装置１
２とを有する。さらに、前記フレーム分割装置１２で分
割された信号をフーリエ変換するフーリエ変換装置１３
と、周波数領域におけるタップ長Ｎの１次元のディジタ
ルフィルタの第１の係数を記憶する第１の記憶装置１５
と、前記第１の係数と前記フーリエ変換装置１３の出力
信号とを用いて、（数１）の第１項の乗算を行う乗算器
１４とを有している。

【００９７】

【数６９】

【００９８】さらに、この歪み除去装置１０は、周波数
領域において２次元の配列Ｎ×Ｎである第２の係数を記
憶する第２の記憶装置１７と、前記第２の係数と前記フ
ーリエ変換装置１３の出力信号とを用いて、（数１）の
第２項の乗加算を行う乗加算器１６と、前記乗算器１４
の出力信号と前記乗算器１６の出力信号とを加算する加
算器１８とを有している。さらに、前記加算器１８の出
力信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換装置１９
と、前記逆フーリエ変換装置１９の出力信号のＮ１個め
からＮ個めのデータを順次連結して出力する、フレーム
合成装置２０と、前記フレーム合成装置２０の出力信号
をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換装置２１とを具備
する。

【００９９】この歪み除去装置１０は、２次歪みを発生
する一般的な非線形システムの歪み除去を行うものであ
る。ここで言う２次歪みとは、高調波歪みおよび混変調
歪みによって構成される２次の非線形歪みである。

【０１００】非線形システムは、例えばスピーカ２２で
ある。

【０１０１】ここで、スピーカ２２において発生する歪
みについて説明する。

【０１０２】非線形システムがスピーカ２２である場
合、信号源１はＣＤプレーヤなどの音源であり、音源か
ら出力される信号は、時間領域のオーディオ信号であ
る。スピーカに周波数ｍのオーディオ信号を入力する
と、周波数２ｍの高調波歪みが発生し、周波数ｍの信号
とともに再生される。また、周波数ｍ１とｍ２の２つの
信号を入力すると、周波数（ｍ１＋ｍ２）および｜ｍ１
−ｍ２｜の混変調歪みが発生し、周波数ｍ１および周波
数ｍ２の信号とともに再生される。

【０１０３】さて、上に述べた構成の歪み除去装置１０
において、ＣＤプレーヤなどからオーディオアンプを通
じて、アナログのオーディオ信号ｘ（ｔ）が該歪み除去
装置１０に入力されると、Ａ／Ｄ変換器１１はｘ（ｔ）
をディジタルの信号ｘ（ｎ）に変換する。フレーム分割
装置１２は、図２Ａ及び図２Ｂに示す様に、Ａ／Ｄ変換
器１１からの出力信号ｘ（ｎ）をＮ−Ｎ１＋１個入力す
る度に、信号ｘ（ｎ）の最後尾から長さＮのフレームを
切り出して出力する。よって、フレームの先頭からＮ１
−１個のデータは、直前のフレームの最後尾からＮ１−
１個のデータ部分と重なっており、同じデータである。
また、ここで、Ｎ＞Ｎ１である。ｉ番目のフレームとし
て分割された長さＮの信号は、フーリエ変換装置１３に
入力され、周波数領域の信号Ｘｉ（ｍ）に変換される。
ｍは、離散化された周波数軸上のポイントの数を表わす
整数値であり、周波数に対応する。

【０１０４】信号Ｘｉ（ｍ）に対しては、乗算器１４、
第１の記憶装置１５、乗加算器１６、第２の記憶装置１
７、加算器１８によって（数２）に示す演算処理が施さ
れ、信号Ｗｉ（ｍ）が導出される。

【０１０５】

【数７０】

【０１０６】（数２）の演算について詳しく述べる。乗
算器１４は、第１の記憶装置１５に格納されているタッ
プ長Ｎの第１の係数Ｇ１と、フーリエ変換装置１３の出
力信号Ｘｉ（ｍ）をそれぞれのｍについて掛け合わせ
る。これが、（数２）の第１項である。一方、乗加算器
１６は、第２の記憶装置１７に格納されているＮ×Ｎの
２次元配列である第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）と、信
号Ｘｉ（ｍ１）、信号Ｘｉ（ｍ２）とを用いて、（数
２）の第２項の演算を行う。ｍ１、ｍ２はそれぞれ周波
数に対応する、ある整数値を表わす。（数２）の第２項
は、ｍ＝ｍ１＋ｍ２あるいはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満た
すすべてのｍ１、ｍ２の組み合わせを足し合わせること
を意味している。例えば、ｍが５ｋＨｚの周波数に対応
するならば、ｍ１、ｍ２の組み合わせは、（１＋４）ｋ
Ｈｚ、（２＋３）ｋＨｚ、｜７−２｜ｋＨｚなど、最大
でＮ通りの組み合わせが存在する。

【０１０７】次に、加算器１８は、乗算器１４の出力信
号と、乗加算器１６の出力信号とをそれぞれのｍについ
て足し合わせて、信号Ｗｉ（ｍ）を出力する。この加算
器は、（数２）の右辺第１項と第２項を足し合わせるこ
とを意味している。

【０１０８】加算器１８の出力信号Ｗｉ（ｍ）は逆フー
リエ変換装置１９に入力され、時間領域の信号ｗｉ
（ｎ）に変換される。フレーム合成装置２０は、信号ｗ
ｉ（ｎ）のうち、先頭からＮ１−１番目までのデータを
捨て、ｗｉ（Ｎ１）からｗｉ（Ｎ）までを切り出し、ｗ
１（Ｎ１）、・・・ｗ１（Ｎ）、ｗ２（Ｎ１）、・・・
ｗ２（Ｎ）、ｗ３（Ｎ１）、・・・、の順に連続して出
力する。Ｄ／Ａ変換装置２１は、フレーム合成装置２０
の出力信号をアナログ信号ｗ（ｔ）に変換して出力す
る。歪み除去装置の出力信号ｗ（ｔ）は、スピーカ２２
に入力される。

【０１０９】次に、歪み除去装置１０における第１の係
数および第２の係数の求め方について説明する。まず、
歪みを発生するスピーカ２２をブロック図でモデル化す
ると、スピーカは、線形の伝達関数Ｈ１（ｍ）の系２３
と、歪みを発生する非線形の２次の伝達関数Ｈ２（ｍ
１，ｍ２）の系２４と、加算器２５とによって、表わさ
れる。スピーカ２２の入出力特性は、周波数領域での表
示を行うと、（数３）のように表わされる。

【０１１０】

【数７１】

【０１１１】ここで、ＣＤプレーヤなどからアンプを通
過したオーディオ信号ｘ（ｔ）と、スピーカ２２からの
出力音圧ｙ（ｔ）の関係を周波数領域で表わすと、（数
１）のＷ（ｍ）を（数３）に代入して消去することによ
り、（数４）となる。

【０１１２】

【数７２】

【０１１３】（数４）の第１項は、オーディオ信号ｘ
（ｔ）が乗算器１４とスピーカ２２の伝達関数Ｈ１の系
２３とを通過する成分を示す。（数４）の第２項の括弧
内の第１項は、オーディオ信号ｘ（ｔ）が乗加算器１６
とスピーカ２２の伝達関数Ｈ１（ｍ）の系２３とを通過
する成分を示す。（数４）の第２項の括弧内の第２項
は、オーディオ信号ｘ（ｔ）が乗算器１４とスピーカの
歪みを表わす伝達関数Ｈ２（ｍ１，ｍ２）の系２４とを
通過する成分を示す。

【０１１４】なお、ｘ（ｔ）が乗加算器１６とスピーカ
２２の歪みを表わす伝達関数Ｈ２の系２４とを通過する
成分は、他の項に比べて微少であり、無視している。

【０１１５】さて、スピーカ２２の歪み成分を除去する
ためには、（数４）の第２項の括弧内の２つの項が相殺
されてその値が０になれば良い。

【０１１６】まず、第１の記憶装置１５の係数Ｇ１
（ｍ）は、（数４）の第１項がスピーカ２２から出力さ
れる所望の出力音圧に等しくなるように決定すれば良
い。例えば、出力信号Ｙ（ｍ）がオーディオ信号Ｘ
（ｍ）に等しくなるようにするためには、（数５）よ
り、（数６）が導かれる。

【０１１７】

【数７３】

【０１１８】

【数７４】

【０１１９】あるいはまた、出力信号Ｙ（ｍ）として、
オーディオ信号がスピーカ２２の伝達特性Ｈ１（ｍ）の
影響を受け、かつ、該オーディオ信号が遅延器による遅
延を受けたときの信号を得たい場合は、（数７）より、
第１のフィルタの伝達関数Ｇ１を（数８）のようにすれ
ばよい。

【０１２０】

【数７５】

【０１２１】

【数７６】

【０１２２】次に、第２の記憶装置１７の係数Ｇ２（ｍ
１，ｍ２）の決定方法について述べる。スピーカ２２で
発生する歪みを除去するには、（数４）の第２項の括弧
内の２つの項が相殺されれば良いので、括弧内が０に等
しいとして、係数Ｇ２（ｍ１、ｍ２）について解くと、
（数９）となる。

【０１２３】

【数７７】

【０１２４】係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を決定するには、
（数９）に、スピーカ２２の１次の伝達関数Ｈ１（ｍ）
と、スピーカ２２の２次歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，ｍ
２）と、上記の方法で決定した第１の記憶装置１５の係
数Ｇ１（ｍ）とを代入すれば良い。

【０１２５】よって、第１の記憶装置１５の係数Ｇ１
（ｍ）、および、第２の記憶装置１７の係数Ｇ２（ｍ
１，ｍ２）を決定すれば、歪み除去装置１０によって、
スピーカ２２の高調波歪み及び混変調歪みを除去するこ
とができる。

【０１２６】次に、スピーカ２２の１次の伝達関数Ｈ１
（ｍ）と、２次歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，ｍ２）の決
定方法について説明する。

【０１２７】スピーカ２２の１次の伝達関数Ｈ１（ｍ）
は、周波数ｍの試験信号、例えば正弦波を使って、実測
により容易に求めることができる。１次の伝達関数Ｈ１
（ｍ）のタップ長Ｎ２は、時間領域におけるスピーカ２
２のインパルス応答がそのタップ長内で十分収束する長
さ以上であればよい。このＮ２は、実際にスピーカ２２
にインパルス信号を入力して測定するか、あるいは、周
波数領域において求められたＨ１（ｍ）を逆フーリエ変
換して時間領域の波形に変換し、その波形が十分収束し
ているかどうか判断すれば良い。なお、タップ長Ｎ２
は、フレーム分割装置１２におけるフレームのオーバー
ラップ長（Ｎ１−１）を定義するＮ１と等しいか、ある
いは、Ｎ１よりも短くなければならない。

【０１２８】スピーカ２２の２次歪みの伝達関数Ｈ２
（ｍ１，ｍ２）は、周波数ｍ１およびｍ２の試験信号、
例えば周波数ｍ１の正弦波と周波数ｍ２の正弦波を足し
合わせた信号を使って、容易に求めることができる。２
次元配列である２次歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，ｍ２）
の一辺のタップ長Ｎ３は、周波数領域において求められ
たＨ２（ｍ１，ｍ２）を２次元逆フーリエ変換して時間
領域の波形に変換した際に、その２次元波形がＮ３×Ｎ
３の平面内で十分収束する長さ以上であれば良い。な
お、タップ長Ｎ３は、フレーム分割装置１２におけるフ
レームのオーバーラップ長（Ｎ１−１）を定義するＮ１
と等しいか、あるいは、Ｎ１よりも短くなければならな
い。

【０１２９】次に、フレーム分割装置１２でオーディオ
信号を分割する際のフレーム長Ｎと、オーバーラップの
長さ（Ｎ１−１）と、スピーカ２２の１次の伝達関数Ｈ
１（ｍ）のタップ長Ｎ２と、スピーカ２２の２次歪みの
伝達関数を表わす配列Ｈ２（ｍ１，ｍ２）の一辺のタッ
プ長Ｎ３との関係について、図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、
図２Ｄを参照しながら説明する。ここで、説明を理解し
易くするために、Ｎ１とＮ２とＮ３は等しいものとす
る。

【０１３０】まず、スピーカ２２の１次の伝達関数Ｈ１
（ｍ）および２次歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，ｍ２）
は、それぞれタップ長Ｎ１およびＮ１×Ｎ１で測定され
る。次に、上で説明した方法により、歪み除去装置の第
１の係数Ｇ１（ｍ）および第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ
２）を算出する。ここで、第１のＧ１（ｍ）のタップ長
はＮ１であり、第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）のタップ
長はＮ１×Ｎ１である。さて、歪み除去装置１０の乗算
器１４で行われる演算は、本質的には入力信号に対する
１次元の畳み込み演算である。また、乗加算器１６で行
われる演算は、本質的には２次元の畳み込み演算であ
る。

【０１３１】一般的なオーディオ信号など非周期的な信
号に対する畳み込み演算を行うには、いくつかの手法が
あるが、ここでは、オーバーラップセーブ法（Overlap-
SaveMethod：「FAST ALGORITHMS FOR DIGITAL SIGNAL P
ROCESSING」 Chapter 9 pp.283-289 Richard E.Blahut
著 １９８５年 ADDUSON-WESLEY PUBLISHING COMPANY
Inｃ発行を参照）を採用し、これを周波数領域において
行う。よって、ここで、第１の係数Ｇ１（ｍ）をタップ
長Ｎに拡張する必要がある。また、第２の係数Ｇ２（ｍ
１，ｍ２）をタップ長Ｎ×Ｎに拡張する必要がある。

【０１３２】そこで、本発明では、これらタップ長の拡
張を行うために、第１の係数Ｇ１（ｍ）および第２の係
数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を時間領域に変換する。次に、図
２ｃに示すように、時間領域に変換された第１の係数
に、（Ｎ−Ｎ１）個の０データを付加する。また、図２
Ｄに示すように、時間領域に変換された第２の係数に、
０データを付加する。その後、第１の係数、第２の係数
は、再び、周波数領域に変換される。これにより、第１
の係数はタップ長Ｎに拡張され、また、第２の係数は、
タップ長Ｎ×Ｎに拡張されたことになる。

【０１３３】以上のタップ長についての話をまとめる
と、スピーカの１次の伝達特性および２次歪みの伝達特
性を用いて算出される第１の係数Ｇ１（ｍ）のタップ長
はＮ１、また、第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）のタップ
長は、Ｎ１×Ｎ１である。次に、上述した方法によりタ
ップ長の拡張を行って、実際の歪み除去装置１０の第１
の記憶装置１５に格納される第１の係数Ｇ１（ｍ）のタ
ップ長はＮ，また、第２の記憶装置１７に格納される第
２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）のタップ長はＮである。第
１の係数Ｇ１（ｍ）および第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ
２）は、タップ長の拡張前後で、本質的にその特性はお
なじである。よって、説明の簡略化のため本明細書では
タップ長の拡張前後どちらの場合も、第１の係数はＧ１
（ｍ）、第２の係数はＧ２（ｍ１，ｍ２）という記号を
用いて説明を行っている。

【０１３４】次に、フレーム分割装置１２におけるフレ
ーム長Ｎと、信号取り込み時のオーバーラップの長さを
定義するための長さＮ１について説明する。

【０１３５】本発明の歪み除去装置は、入力されたオー
ディオ信号を、フレーム毎に周波数領域に変換して信号
処理を行い、再び時間領域に変換して出力する。

【０１３６】第１実施形態の歪み除去装置１０から出力
される信号ｗ（ｎ）の１個につき必要な演算量を考え
る。例えば、スピーカの１次のインパルス応答長Ｎ１
（＝Ｎ２＝Ｎ３）を１２８タップとした場合には、フレ
ーム分割長Ｎを２５６タップとすると、歪み除去装置１
０における演算量が最も少なくなる。これは、（数１
０）として表わされる。

【０１３７】

【数７８】

【０１３８】次に、本発明の歪み除去装置のように、入
力されたオーディオ信号を周波数領域に変換して信号処
理を行い、再び時間領域に変換して出力する意義につい
て考える。

【０１３９】一般的な非線形システムの歪み除去を行う
ための従来の方法には、１次元のディジタルフィルタお
よび２次元のディジタルフィルタを用いて、時間領域の
みで畳み込み演算を行う方法があるが、２次元の畳み込
み演算に必要な演算量が莫大であるため、入力されたオ
ーディオ信号をリアルタイム処理するには歪み除去装置
が巨大になり、そのような歪み除去装置は現実的ではな
い。

【０１４０】本発明の歪み除去装置の特徴は、入力され
たオーディオ信号を周波数領域に変換して演算を行うこ
とにより、歪み除去装置における演算量が少なくてすむ
ことである。ここで、本発明の歪み除去装置において必
要な乗算回数および加算回数を検討する。

【０１４１】スピーカ２２の歪みを除去するために、歪
み除去装置１０において必要な乗算回数および加算回数
は、ディジタルに変換されたオーディオ信号ｘ（ｎ）の
１個につき、Ｎの１乗のオーダーである。一方、従来の
時間領域における畳込み演算による方法では、畳込み演
算の部分で必要な乗算回数は、オーディオ信号ｘ（ｎ）
の１個につき、Ｎの２乗のオーダーであり、演算量が非
常に多い。

【０１４２】よって、本発明の歪み除去装置のように、
入力されたオーディオ信号を周波数領域に変換して信号
処理を行い、再び時間領域に変換して出力することによ
り、演算量が大幅に削減される。

【０１４３】（第２実施形態）次に、本発明の第２実施
形態を図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ、図３Ｄを参照しながら
説明する。

【０１４４】この第２実施形態では、第２の記憶装置１
７および乗加算器１６における演算量をさらに削減でき
る。

【０１４５】この歪み除去装置の構成は、第１実施形態
でとほぼ同じであるが、異なるのは、図１の第２の記憶
装置１７が図３Ａに示す領域の係数のみを記憶していれ
ば良いということである。図３Ａに示した領域を数式で
表わすと（数１１）で定義される領域となる。

【０１４６】

【数７９】

【０１４７】第１実施形態の歪み除去装置では、歪み除
去装置１０の乗加算器１６における（数１）の右辺第２
項の演算の乗算及び加算が装置全体の演算量の多くを占
めていたが、第２実施形態では、乗加算器１６における
演算量を減らし、装置の規模を縮小することができる。

【０１４８】第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）の特徴につ
いて述べる。第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）において
は、図３Ｂの斜線部とそれ以外の領域の係数は、ｍ１＝
ｍ２を対称軸とする線対称の関係にある。また、図３Ｃ
の斜線部とそれ以外の領域の係数は、（Ｎ／２，Ｎ／
２）を点対称の中心とした共役関係にある。また、第２
の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）においては、（数１）の第２
項の積和演算において、図３Ｄの斜線部とそれ以外では
積和演算の結果が必ず共役な関係になるので、実際の計
算では斜線部のみを考慮すれば良い。そこで、図３Ｂ、
図３Ｃ、図３Ｄの積集合を取ると、図３Ａの斜線部の領
域となり、（数１）の第２項の演算を行う際には、図３
Ａの斜線部の各係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）についてそれぞ
れ積和演算を行い、それらの結果を、（数１２）に示す
ように加算すれば良い。

【０１４９】

【数８０】

【０１５０】これにより、ディジタルに変換されたオー
ディオ信号の１サンプルあたりに必要な、乗加算器１６
における乗算回数は、約３／１６になり、歪み除去装置
１０の規模を縮小する事が出来る。

【０１５１】（第３実施形態）図４は、本発明の第３実
施形態である歪み除去装置を示すブロック図である。

【０１５２】この第３実施形態の歪み除去装置４０は、
第１実施形態のものとほとんど同じであるが、異なる部
分は、フーリエ変換装置１３の後段に新たな第２の乗算
器２６を設け、その第２の乗算器２６には係数Ｄ１
（ｍ）を格納した第３の記憶装置２７を設けたことであ
る。

【０１５３】スピーカ２２のインパルス応答ｈ１（ｔ）
は、一般に、入力信号ｘ（ｔ）に対して群遅延を含んだ
特性となっている。スピーカ２２の１次の系の伝達関数
Ｈ１（ｍ）はｈ１（ｔ）を離散化してからフーリエ変換
して求められるが、ｈ１（ｔ）に群遅延がある場合に
は、（数６）で行ったように周波数特性のみを考慮して
第１の係数Ｇ１（ｍ）を決定すると、歪み除去装置４０
とスピーカ２２を含めた全体の系の入出力特性の因果律
が犯されてしまう。ここで、周期性の無いランダムなオ
ーディオ信号が歪み除去装置４０に入力されても、スピ
ーカ２２の歪みは所望通りに除去されないという問題が
ある。

【０１５４】第３実施形態では、この問題を解決するた
めに、図４に示すように、第２の乗算器２６と、係数Ｄ
１（ｍ）を格納した第３の記憶装置２７を設けている。

【０１５５】以上の構成において、まず、第３の記憶装
置２７には、ｈ１（ｔ）の群遅延量τとほぼ同等の遅延
作用のあるＮタップの遅延器のインパルス応答特性をフ
ーリエ変換した係数Ｄ１（ｍ）を格納する。

【０１５６】乗算器２６は、信号Ｘ（ｍ）に対して、第
３の記憶装置２７より読み出したＤ１（ｍ）を、ｍにつ
いてそれぞれ掛け合わせて出力する。これにより、第２
の乗算器２６を通過する成分には、スピーカ２２の１次
の系の群遅延量に見合った遅延が施されたこととなる。
また、乗加算器１６を通る成分については、第２の乗算
器２６において、第３の記憶装置２７より読み出された
係数Ｄ１（ｍ１）が、信号Ｘ（ｍ１）に対して掛け合わ
され、信号Ｘ（ｍ２）に対しては第３の記憶装置２７よ
り読み出された係数Ｄ１（ｍ２）がそれぞれ掛け合わさ
れてから、乗加算器１６に出力される。その結果スピー
カの歪みの群遅延量に見合った遅延が施された出力とな
る。これにより、第１の乗算器１４、第２の乗算器２
６、乗加算器１６、加算器１８による信号Ｘ（ｍ）と信
号Ｗ（ｍ）の関係は、（数１３）となる。

【０１５７】

【数８１】

【０１５８】以上の作用により、歪み除去装置４０に、
周期性の無い一般的なオーディオ信号が入力された場合
でも、スピーカ２２の歪みを除去する事が可能となる。

【０１５９】また、ここで、（数１３）より、Ｇ１
（ｍ）Ｄ（ｍ）を新たな第１の係数として図１の第１の
記憶装置１５に格納し、、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）Ｄ１（ｍ
１）Ｄ１（ｍ２）を新たな第２の係数として図１の第２
の記憶装置１７に格納し、図１の歪み除去装置１０を用
いて、同等の歪み除去を行うことも可能である。

【０１６０】（第４実施形態）図５は、本発明の第４実
施形態のプロセッシングスピーカシステム５０を示して
いる。このプロセッシングスピーカシステム５０は、第
１乃至第３実施形態の歪み除去装置１０，４０のいずれ
かを内蔵しており、この歪み除去装置の出力をスピーカ
２２に加えている。

【０１６１】特に、業務用の分野などにおいては、スピ
ーカ２２によって大音量を発生するので、非線形歪みが
発生しやすく、以上で説明した歪み除去装置１０，４０
を内蔵させ、歪み補償の信号処理を行うことにより、音
質を改善することができる。

【０１６２】（第５実施形態）次に、図６は、本発明の
第５実施形態のマルチプロセッサ６０を示している。こ
のマルチプロセッサ６０は、周波数特性や遅延時間の調
整を行うイコライザ及びディ例回路６１と、第１乃至第
３実施形態の歪み除去装置１０，４０のいずれかを内蔵
しており、この歪み除去装置の出力をスピーカ２２に加
えている。

【０１６３】一般に、業務用スピーカでオーディオ信号
を再生する場合には、音源とスピーカ２２との間にマル
チプロセッサと呼ばれる信号処理装置を挿入し、周波数
特性や遅延時間の調整を行う。そこで、第１乃至第３実
施形態のいずれかの歪み除去装置を、マルチプロセッサ
６０に内蔵させることによって、音響再生系を構成する
機器を増やすこと無く、スピーカ２２の歪みを除去する
ことができる。

【０１６４】（第６実施形態）図７は、本発明の第６実
施形態である歪み除去装置を示すブロック図である。

【０１６５】この歪み除去装置７０は、ＣＤプレーヤな
どの音源１から出力されたオーディオ信号が入力される
Ａ／Ｄ変換装置１１と、フレーム分割装置１２と、フー
リエ変換装置１３と、フーリエ変換装置１３の出力信号
が入力される第１のフィルタ７１と、フーリエ変換装置
１３の出力信号が入力される第２のフィルタ７２と、前
記第１のフィルタ７１の出力信号と前記第２のフィルタ
７２の出力信号とを加算する加算器１８と、前記加算器
の出力信号を入力する逆フーリエ変換装置１９と、フレ
ーム合成装置２０と、Ｄ／Ａ変換装置２１とを有する。

【０１６６】第１のフィルタ７１は、図１の歪み除去装
置１０における第１の記憶装置１５と乗算器１４を合わ
せた機能を持つ、１次元のフィルタである。また、第２
のフィルタ７２は、図１の歪み除去装置１０における第
２の記憶装置１７と乗加算器１６の機能を持つ２次元の
フィルタである。

【０１６７】この第６実施形態の歪み除去装置７０は、
第１のフィルタ７１の伝達特性および第２のフィルタ７
２の伝達特性を工夫して、該歪み除去装置７０にローパ
スフィルタの機能をも持たせ、これにより、音響再生系
において従来必要であったローパスフィルタを不要と
し、音響再生系の構成を簡略化できる歪み除去装置を提
供するものである。

【０１６８】ここで、周波数領域における離散的な表現
によって、歪み除去装置７０の入力信号Ｘ（ｍ）と歪み
除去装置７０の出力信号ＷＬ（ｍ）の関係を（数１４）
に示す。

【０１６９】

【数８２】

【０１７０】前記第１のフィルタ７１の伝達特性Ｇ１Ｌ
（ｍ）は、ローパスフィルタの伝達特性Ｌ（ｍ）を成分
として含んだＬ（ｍ）Ｇ１（ｍ）であり、前記第２のフ
ィルタ７２の伝達特性Ｇ２Ｌ（ｍ１、ｍ２）は、ローパ
スフィルタの伝達特性Ｌ（ｍ）を成分として含んだＬ
（ｍ１）Ｌ（ｍ２）Ｇ２（ｍ１、ｍ２）である。

【０１７１】このような構成により、ＣＤプレーヤなど
の信号源１から、アナログのオーディオ信号ｘ（ｔ）が
歪み除去装置７０に入力されると、Ａ／Ｄ変換装置１１
はｘ（ｔ）をディジタルの信号ｘ（ｎ）に変換する。Ａ
／Ｄ変換装置１１の出力信号は、フレーム分割装置１２
及びフーリエ変換装置１３を介して、分割されると共に
周波数領域に変換されてから、第１のフィルタ７１に入
力される。ここで、第１のフィルタ７１は、伝達特性Ｌ
（ｍ）Ｇ１（ｍ）であり、入力信号に対して１次元の畳
み込み演算を行う。これが（数１４）の右辺第１項であ
る。

【０１７２】一方、フーリエ変換装置１３の出力信号
は、第２のフィルタ７２にも入力される。ここで、第２
のフィルタ７２は２次元のディジタルフィルタであり、
２次元の伝達特性Ｌ（ｍ１）Ｌ（ｍ２）Ｇ２（ｍ１、ｍ
２）によって入力信号に対して２次元の畳み込み演算を
行う。これが（数１４）の右辺第２項である。

【０１７３】第１のフィルタ７１の出力信号と第２のフ
ィルタ７２の出力信号とは、加算器１８に入力され、加
算される。これが（数１４）の右辺の第１項と第２項の
間の加算である。

【０１７４】加算器１８の出力信号は、逆フーリエ変換
装置１９及びフレーム合成装置２０を介して、時間領域
に変換されると共に連結されてから、Ｄ／Ａ変換装置２
１に入力され、Ｄ／Ａ変換された後、歪み除去装置７０
の出力信号として出力される。

【０１７５】次に、第１のフィルタ７１および第２のフ
ィルタ７２の伝達特性の決定方法について説明する。

【０１７６】まず、ローパスフィルタの効果を持たない
第１実施形態の歪み除去装置１０の第１のフィルタ（第
１の記憶装置１５と乗算器１４からなる）の伝達特性を
Ｇ１（ｍ）、第２のフィルタ（第２の記憶装置１７と乗
加算器１６からなる）の伝達特性をＧ２（ｍ１、ｍ２）
とすると、これらは、最初の実施形態における方法と同
様にして求められる。

【０１７７】一方、例えば一般に業務用の音響再生系に
おいては、スピーカとして主に低周波数帯域の音波を再
生するウーハーを用いる場合、ＣＤプレーヤなどの音源
から出力された信号をローパスフィルタに通してからス
ピーカに入力する。そこで、第６実施形態では、第１の
フィルタ７１および第２のフィルタ７２の伝達特性を次
のように決定することにより、歪み除去装置７０にロー
パスフィルタの機能をも持たせ、音響再生系からローパ
スフィルタを省略することを可能にしている。

【０１７８】ローパスフィルタの伝達特性をＬ（ｍ）と
する。ローパスフィルタの機能をも持たせた歪み除去装
置７０の第１のフィルタ７１の伝達特性Ｇ１Ｌ（ｍ）
を、先程決定したＧ１（ｍ）とローパスフィルタの伝達
特性Ｌ（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１（ｍ）Ｌ（ｍ）
と等しくなるようにする（Ｇ１Ｌ（ｍ）＝Ｇ１（ｍ）Ｌ
（ｍ））。次に、第２のフィルタ７２の伝達特性をＧ２
Ｌ（ｍ１、ｍ２）とする。歪み除去装置７０の入力信号
Ｘ（ｍ）とスピーカの出力信号Ｙ（ｍ）の関係を周波数
領域で表わすと、（数１５）となる。

【０１７９】

【数８３】

【０１８０】歪み除去装置７０にローパスフィルタの機
能を持たせるためには、（数１５）の右辺第２項の中括
弧内の第１項と第２項が相殺されれば良いので、それに
はＧ２Ｌ（ｍ１、ｍ２）が（数１６）に示されるように
決定されれば良い。

【０１８１】

【数８４】

【０１８２】以上により、本発明は、歪み除去装置７０
にローパスフィルタの機能をも持たせ、かつ、スピーカ
２２の歪み除去をも可能とするものである。これによ
り、音響再生系に歪み除去装置７０を挿入しても、それ
まで必要であったローパスフィルタを系から削除するこ
とができ、音響再生系の装置の規模が大きくなることな
く、スピーカの歪みを除去することができる。

【０１８３】（第７実施形態）次に、本発明の第７実施
形態を図８Ａ、図８Ｂを参照しながら説明する。

【０１８４】この第７実施形態では、歪み除去装置７０
にローパスフィルタの機能を持たせることを前提に、第
２のフィルタ７２における演算量を減らして歪み除去装
置７０全体の演算量を低減している。

【０１８５】第７実施形態が第６実施形態と異なるの
は、第２のフィルタ７２において演算を行うフィルタタ
ップの領域である。

【０１８６】第２のフィルタ７２における演算を周波数
領域で行う場合の演算内容は、（数１５）の第２項であ
る。ここで、第７実施形態においては、第２のフィルタ
７２のフィルタタップの対象性および共役性およびロー
パスフィルタ機能を考慮し、実質的に図８Ａあるいは図
８Ｂの斜線部で示された領域の第２のフィルタ７２のフ
ィルタタップについてのみ乗加算の演算を行うことによ
り、乗算および加算回数を減らすことが可能となる。

【０１８７】図８Ａを数式で表わすと（数１７）と（数
１８）で示される領域となる。

【０１８８】

【数８５】

【０１８９】

【数８６】

【０１９０】また、図８Ｂを数式で表わすと（数１９）
と（数２０）と（数２１）で示される領域となる。

【０１９１】

【数８７】

【０１９２】

【数８８】

【０１９３】

【数８９】

【０１９４】歪み除去装置７０にローパスフィルタの機
能を持たせるように第１および第２のフィルタ７１，７
２のタップを設定すると、第１のフィルタ７１の出力信
号および第２のフィルタ７２の出力信号は、所望のロー
パスフィルタ特性のカットオフ周波数以下の成分に限定
される信号になる。つまり、カットオフ周波数以上の成
分は微少になる。

【０１９５】第７実施形態においては、第２のフィルタ
７２において行われる（数１５）の第２項の乗加算のう
ち、実質的には図８Ａあるいは図８Ｂの斜線部で示した
領域についてのみ行なえばよいので、これにより演算量
を低減することが可能となる。

【０１９６】図８Ａと図８Ｂの斜線部の領域のどちらに
ついて演算を行うかは、ローパスフィルタのカットオフ
周波数と第２のフィルタ７２のタップ長の関係によって
決められる。第２のフィルタ７２がＮ×Ｎタップの２次
元のディジタルフィルタであり、ローパスフィルタ機能
のカットオフ周波数に対応する周波数軸上のポイントを
ｍｃとすると、ｍｃ≦Ｎ／４の場合には図８Ａの領域に
ついて、また、Ｎ／４＜ｍｃの場合には図８Ｃの領域に
ついて（数１５）の第２項の乗加算を行なえば良い。

【０１９７】これにより、これまで歪み除去装置７０に
おける総演算量の大部分を占めていた第２のフィルタ７
２の乗算および加算の回数を減らし、歪み除去装置７０
における総演算量をかなり低減することが可能となる。

【０１９８】（第８実施形態）図９は、本発明の第８実
施形態である歪み除去装置を示すブロック図である。

【０１９９】この歪み除去装置９０は、ＣＤプレーヤな
どの音源１から出力されたオーディオ信号が入力される
Ａ／Ｄ変換装置１１と、フレーム分割装置１２と、フー
リエ変換装置１３と、フーリエ変換装置１３の出力信号
が入力される第１のフィルタ９１と、フーリエ変換装置
１３の出力信号が入力される第２のフィルタ９２と、前
記第１のフィルタ９１の出力信号と前記第２のフィルタ
９２の出力信号とを加算する加算器１８と、前記加算器
の出力信号を入力する逆フーリエ変換装置１９と、フレ
ーム合成装置２０と、Ｄ／Ａ変換装置２１とを有する。

【０２００】第１のフィルタ９１は、図１の歪み除去装
置１０における第１の記憶装置１５と乗算器１４を合わ
せた機能を持つ、１次元のフィルタである。また、第２
のフィルタ９２は、図１の歪み除去装置１０における第
２の記憶装置１７と乗加算器１６の機能を持つ２次元の
フィルタである。

【０２０１】この第８実施形態の歪み除去装置９０は、
以下の点で第１実施形態の歪み除去装置１０と異なって
いる。歪み除去装置９０によって歪みを除去したいスピ
ーカー２２が中域用ホーンスピーカである場合、音響再
生系においては、ＣＤプレーヤなどの音源１とスピーカ
２２の間に、本来は、バンドパスフィルタを必要とす
る。そこで、第８実施形態では、歪み除去装置９０にバ
ンドパスフィルタ特性をも持たせることを特徴とする。

【０２０２】ここで、周波数領域における表現によっ
て、歪み除去装置９０の入力信号Ｘ（ｍ）と歪み除去装
置９０の出力信号ＷＢ（ｍ）の関係を（数２２）に示
す。

【０２０３】

【数９０】

【０２０４】前記第１のフィルタ９１の伝達特性Ｇ１Ｂ
（ｍ）は、バンドパスフィルタの伝達特性Ｂ（ｍ）を成
分として含んだＢ（ｍ）Ｇ１（ｍ）であり、前記第２の
フィルタ９２の伝達特性Ｇ２Ｂ（ｍ１、ｍ２）は、バン
ドパスフィルタの伝達特性Ｂ（ｍ）を成分として含んだ
Ｂ（ｍ１）Ｂ（ｍ２）Ｇ２（ｍ１、ｍ２）である。

【０２０５】次に、第１のフィルタ９１および第２のフ
ィルタ９２の伝達特性の決定方法について説明する。

【０２０６】バンドパスフィルタの効果を持たない第１
実施形態の歪み除去装置１０における第１のフィルタ
（第１の記憶装置１５と乗算器１４からなる）の伝達特
性をＧ１（ｍ）、第２のフィルタ（第２の記憶装置１７
と乗加算器１６からなる）の伝達特性をＧ２（ｍ１、ｍ
２）とすると、これらは、最初の実施形態における方法
と同様にして求められる。

【０２０７】先に述べた様に、例えば一般に業務用の音
響再生系においては、スピーカ２２として主に中域の音
波を再生する中域用スピーカを用いる場合、ＣＤプレー
ヤなどの音源１から出力された信号をバンドパスフィル
タに通してからスピーカ２２に入力する。そこで、第８
実施形態では、第１のフィルタ９１および第２のフィル
タ９２の伝達特性を次のように決定することにより、本
歪み除去装置９０にバンドパスフィルタの機能をも持た
せ、音響再生系からバンドパスフィタルを不要とするこ
とを可能にしている。

【０２０８】まず、バンドパスフィルタの伝達特性をＢ
（ｍ）とする。バンドパスフィルタの機能をも持たせた
歪み除去装置９０の第１のフィルタ９１の伝達特性Ｇ１
Ｂ（ｍ）を先程決定したＧ１（ｍ）とバンドパスフィル
タの伝達特性Ｂ（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１（ｍ）
Ｂ（ｍ）と等しくなるようにする（Ｇ１Ｂ（ｍ）＝Ｇ１
（ｍ）Ｂ（ｍ））。次に、第２のフィルタ９２の伝達特
性をＧ２Ｂ（ｍ１、ｍ２）とし、Ｘ（ｍ）とＹ（ｍ）の
関係を数式で表わすと、（数２３）となる。

【０２０９】

【数９１】

【０２１０】歪み除去装置９０にバンドパスフィルタの
機能を持たせるためには（数２３）の右辺第２項の中括
弧内の第１項と第２項が相殺されれば良いので、それに
はＧ２Ｂ（ｍ１、ｍ２）が（数２４）に示されるように
決定されれば良い。

【０２１１】

【数９２】

【０２１２】以上の様に、第８実施形態は、歪み除去装
置９０にバンドパスフィルタの機能をも持たせ、スピー
カー２２の歪み除去行う。これにより、音響再生系に歪
み除去装置９０を挿入しても、それまで必要であったバ
ンドパスフィルタを系から削除することができ、音響再
生系の装置の規模が大きくなることなく、スピーカ２２
の歪みを除去することができる。

【０２１３】（第９実施形態）次に、本発明の第９実施
形態を図１０Ａ、図１０Ｂを参照しながら説明する。

【０２１４】この第９実施形態では、歪み除去装置９０
にバンドパスフィルタの機能を持たせることを前提に、
第２のフィルタ９２における演算量を減らして歪み除去
装置９０全体の演算量を低減している。

【０２１５】第９実施形態が第８実施形態と異なるの
は、第２のフィルタ９２において演算を行うフィルタタ
ップの領域である。

【０２１６】第２のフィルタ９２における演算を周波数
領域で行う場合の演算内容は、（数２２）の第２項であ
る。ここでは、第２のフィルタ９２のフィルタタップの
対象性および共役性およびバンドパスフィルタ機能を考
慮し、実質的に図１０Ａあるいは図１０Ｂの斜線部で示
された領域の第２のフィルタ９２のフィルタタップにつ
いてのみ乗加算の演算を行うことにより、乗算および加
算回数を減らすことが可能となる。

【０２１７】図１０Ａを数式で表わすと（数２５）と
（数２６）で示される領域となる。

【０２１８】

【数９３】

【０２１９】

【数９４】

【０２２０】また、図１０Ｂを数式で表わすと（数２
７）と（数２８）と（数２９）で示される領域となる。

【０２２１】

【数９５】

【０２２２】

【数９６】

【０２２３】

【数９７】

【０２２４】まず、歪み除去装置９０にバンドパスフィ
ルタの機能を持たせるように、第１および第２のフィル
タ９１，９２のタップを設定すると、第１のフィルタ９
１の出力信号および第２のフィルタ９２の出力信号は、
所望のバンドパスフィルタ特性の通過帯域内の周波数成
分に限定される信号になる。つまり、低域側カットオフ
周波数以下の成分および高域側カットオフ周波数以上の
成分は微少になる。

【０２２５】よって、第９実施形態においては、第２の
フィルタ９１において行われる（数２２）の第２項の乗
加算のうち、実質的には図１０Ａあるいは図１０Ｂの斜
線部で示した領域についてのみ行なえばよく、これによ
り演算量を低減することが可能となる。

【０２２６】図１０Ａと図１０Ｂの斜線部の領域のどち
らについて演算を行うかは、バンドパスフィルタの高域
側カットオフ周波数ｍｃｈと第２のフィルタ９２のタッ
プ長の関係によって決められる。第２のフィルタ９２が
Ｎ×Ｎタップの２次元のディジタルフィルタであり、バ
ンドパスフィルタ機能の高域側カットオフ周波数に対応
する周波数軸上のポイントをｍｃｈとすると、ｍｃｈ≦
Ｎ／４の場合には図１０Ａの領域について、また、Ｎ／
４＜ｍｃｈの場合には図１０Ｂの領域について（数２
２）の第２項の乗加算を行なえば良い。

【０２２７】これにより、これまで歪み除去装置９０に
おける総演算量の大部分を占めていた第２のフィルタ９
２の乗算および加算の回数を減らし、歪み除去装置９０
における総演算量をかなり低減することが可能となる。

【０２２８】（第１０実施形態）図１１は、本発明の第
１０実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。

【０２２９】この歪み除去装置１１０は、ＣＤプレーヤ
などの音源１から出力されたオーディオ信号が入力され
るＡ／Ｄ変換装置１１と、フレーム分割装置１２と、フ
ーリエ変換装置１３と、フーリエ変換装置１３の出力信
号が入力される第１のフィルタ１１１と、フーリエ変換
装置１３の出力信号が入力される第２のフィルタ１１２
と、前記第１のフィルタ１１１の出力信号と前記第２の
フィルタ１１２の出力信号とを加算する加算器１８と、
前記加算器の出力信号を入力する逆フーリエ変換装置１
９と、フレーム合成装置２０と、Ｄ／Ａ変換装置２１と
を有する。

【０２３０】第１のフィルタ１１１は、図１の歪み除去
装置１０における第１の記憶装置１５と乗算器１４を合
わせた機能を持つ、１次元のフィルタである。また、第
２のフィルタ１１２は、図１の歪み除去装置１０におけ
る第２の記憶装置１７と乗加算器１６の機能を持つ２次
元のフィルタである。

【０２３１】この第１０実施形態の歪み除去装置１１０
は、以下の点で第１実施形態の歪み除去装置１０と異な
っている。歪み除去装置１１０によって歪みを除去した
いスピーカー２２が高域用ホーンスピーカである場合、
音響再生系においては、ＣＤプレーヤなどの音源１とス
ピーカ２２の間にハイパスフィルタを必要とする。そこ
で、第１０実施形態では、歪み除去装置１１０にハイパ
スフィルタ特性をも持たせることを特徴とする。

【０２３２】ここで、周波数領域における離散的な表現
によって、歪み除去装置１１０の入力信号Ｘ（ｍ）と歪
み除去装置１１０の出力信号ＷＦ（ｍ）の関係を（数３
０）に示す。

【０２３３】

【数９８】

【０２３４】前記第１のフィルタ１１１の伝達特性Ｇ１
Ｆ（ｍ）は、ハイパスフィルタの伝達特性Ｆ（ｍ）を成
分として含んだＦ（ｍ）Ｇ１（ｍ）であり、前記第２の
フィルタ１１２の伝達特性Ｇ２Ｆ（ｍ１、ｍ２）は、ハ
イパスフィルタの伝達特性Ｆ（ｍ）を成分として含んだ
Ｆ（ｍ１）Ｆ（ｍ２）Ｇ２（ｍ１、ｍ２）である。

【０２３５】次に、第１のフィルタ１１１および第２の
フィルタ１１２の伝達特性の決定方法について説明す
る。

【０２３６】ハイパスフィルタの効果を持たない歪み除
去装置１０における第１のフィルタ（第１の記憶装置１
５と乗算器１４からなる）の伝達特性をＧ１（ｍ）、第
２のフィルタ（第２の記憶装置１７と乗加算器１６から
なる）の伝達特性をＧ２（ｍ１、ｍ２）とすると、これ
らは、最初の実施形態における方法と同様にして求めら
れる。

【０２３７】先に述べた様に、例えば一般に業務用の音
響再生系においては、スピーカとして主に高域の音波を
再生する高域用スピーカを用いる場合、ＣＤプレーヤな
どの音源１から出力された信号をハイパスフィルタに通
してからスピーカ２２に入力する。そこで、第１０実施
形態では、第１のフィルタ１１１および第２のフィルタ
１１２の伝達特性を次のように決定することにより、歪
み除去装置１１０にハイパスフィルタの機能をも持た
せ、音響再生系からハイパスフィルタを不要とすること
を可能にしている。

【０２３８】まず、ハイパスフィルタの伝達特性をＦ
（ｍ）とする。ハイパスフィルタの機能をも持たせた歪
み除去装置１１０の第１のフィルタ１１１の伝達特性Ｇ
１Ｆ（ｍ）を先程決定したＧ１（ｍ）とバンドパスフィ
ルタの伝達特性Ｆ（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１
（ｍ）Ｆ（ｍ）と等しくなるようにする（Ｇ１Ｆ（ｍ）
＝Ｇ１（ｍ）Ｆ（ｍ））。次に、第２のフィルタ１１２
の伝達特性をＧ２Ｆ（ｍ１、ｍ２）とし、Ｘ（ｍ）とＹ
（ｍ）の関係を数式で表わすと、（数３１）となる。

【０２３９】

【数９９】

【０２４０】歪み除去装置１１０にバンドパスフィルタ
の機能を持たせるためには（数３１）の右辺第２項の中
括弧内の第１項と第２項が相殺されれば良いので、それ
にはＧ２Ｆ（ｍ１、ｍ２）が（数３２）に示されるよう
に決定されれば良い。

【０２４１】

【数１００】

【０２４２】以上により、第１０実施形態は、歪み除去
装置１１０にハイパスフィルタの機能をも持たせ、スピ
ーカー２２の歪み除去を可能とするものである。これに
より、音響再生系に歪み除去装置１１０を挿入しても、
それまで必要であったハイパスフィルタを系から削除す
ることができ、音響再生系の装置の規模を大きくするこ
と無く、スピーカの歪みを除去することができる。

【０２４３】（第１１実施形態）次に、本発明の第１１
実施形態を図１２を参照しながら説明する。

【０２４４】この第１１実施形態では、歪み除去装置１
１０にハイパスフィルタの機能を持たせることを前提
に、第２のフィルタ１１２における演算量を減らして歪
み除去装置１１０全体の演算量を低減している。

【０２４５】第１１実施形態が第１０実施形態と異なる
のは、第２のフィルタ１１２において演算を行うフィル
タタップの領域である。

【０２４６】第２のフィルタ１１２における演算を周波
数領域で行う場合の演算内容は、（数３０）の第２項で
ある。ここでは、第２のフィルタ１１２のフィルタタッ
プの対象性および共役性およびハイパスフィルタ機能を
考慮し、実質的に図１２の斜線部で示された領域の第２
のフィルタ１１２のタップについてのみ乗加算の演算を
行うことにより、乗算および加算回数を減らすことが可
能となる。

【０２４７】図１２を数式で表わすと（数３３）と（数
３４）と（数３５）で示される領域となる。

【０２４８】

【数１０１】

【０２４９】

【数１０２】

【０２５０】

【数１０３】

【０２５１】まず、歪み除去装置１１０にハイパスフィ
ルタの機能を持たせるように第１および第２のフィルタ
のタップ１１１，１１２を設定すると、第１のフィルタ
１１１の出力信号および第２のフィルタ１１２の出力信
号は、所望のハイパスフィルタ特性のカットオフ周波数
以下の成分に限定される信号になる。つまり、カットオ
フ周波数以下の成分は微少になる。

【０２５２】よって、第１１実施形態においては、第２
のフィルタ１１２において行われる（数３０）の第２項
の乗加算のうち、実質的には図１２の斜線部で示した領
域についてのみ行なえばよく、これにより演算量を低減
することが可能となる。

【０２５３】これにより、これまで歪み除去装置１１０
における総演算量の大部分を占めていた第２のフィルタ
１１２の乗算および加算の回数を減らし、歪み除去装置
における総演算量をかなり低減することが可能となる。

【０２５４】なお、上記第６乃至第１１実施形態の歪み
除去装置７０，９０，１１０を第４実施形態のプロセッ
シングスピーカシステム５０における歪み除去装置１
０，４０の代わりに適用したり、第５実施形態のマルチ
プロセッサ６０における歪み除去装置１０，４０の代わ
りに適用しても構わない。

【０２５５】また、上記第６乃至第１１実施形態の歪み
除去装置７０，９０，１１０においては、音源１から出
力されたオーディオ信号を周波数領域の信号に変換して
から、信号に対する演算処理を行い、この演算処理によ
り得られた信号を時間領域の信号に変換して戻している
が、時間領域と周波数領域間の変換を行わずに、つまり
時間領域の信号のままで演算処理（畳み込み演算）を行
う場合にも、第１及び第２のフィルターに相当する部分
に、ローパスフィルター、バンドパスフィルター、ハイ
パスフィルターの機能を持たせて、これらのフィルター
を削減することができる。したがって、この様な効果を
奏する本発明は、時間領域の信号のままで演算処理を行
う構成の歪み除去装置をも含む。

【０２５６】（第１２実施形態）図１３は、本発明の第
１２実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。

【０２５７】この歪み除去装置１３０は、ＣＤプレーヤ
などの音源１から出力されたオーディオ信号が入力され
るＡ／Ｄ変換装置１１と、フレーム分割装置１２と、フ
ーリエ変換装置１３と、フーリエ変換装置１３の出力信
号が入力される第１のフィルタ１３１と、フーリエ変換
装置１３の出力信号が入力される第２のフィルタ１３２
と、前記第２のフィルタ１３２の出力信号が入力される
ローパスフィルタ１３３と、前記第１のフィルタ１３１
の出力信号と前記ローパスフィルタ１３３の出力信号と
を加算する加算器１８と、前記加算器の出力信号を入力
する逆フーリエ変換装置１９と、フレーム合成装置２０
と、Ｄ／Ａ変換装置２１とを有する。

【０２５８】第１のフィルタ１３１は、図１の歪み除去
装置１０における第１の記憶装置１５と乗算器１４を合
わせた機能を持つ、１次元のフィルタである。また、第
２のフィルタ１３２は、図１の歪み除去装置１０におけ
る第２の記憶装置１７と乗加算器１６の機能を持つ２次
元のフィルタである。

【０２５９】この歪み除去装置１３０が、第１実施形態
のものと異なるのは、Ｄ／Ａ変換装置２１の後段にロー
パスフィルタ１３３が設けられていることである。

【０２６０】スピーカ２２の高域側再生帯域のカットオ
フ周波数がｍｃであるとすると、スピーカ２２の１次の
系２３の伝達関数Ｈ１（ｍ）は、カットオフ周波数ｍｃ
よりも大きい帯域において、非常に小さい値となる。第
２のフィルタ１３２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を算出す
るための（数９）を見ると、右辺の分母にＨ１（ｍ）が
あるために、算出されるＧ２（ｍ１、ｍ２）は比較的大
きな値となる。そこで、歪み除去装置１３０への入力信
号がスピーカの再生帯域内ｍ≦ｍｃであっても、第２の
フィルタ１３２の出力信号はｍｃ＜ｍの帯域の成分が非
常に大きくなった信号となる。この場合、このＧ２（ｍ
１、ｍ２）によってオーディオ信号を第２のフィルタ１
３２で信号処理したとしても、歪み補償信号としてスピ
ーカ２２に入力される信号はｍｃよりも高い周波数の信
号であるので、現実には再生することが出来ない。

【０２６１】しかしながら、ｍ＞ｍｃの帯域の成分が非
常に大きなオーディオ信号をスピーカ２２に入力する
と、スピーカ２２が壊れてしまうという問題点がある。

【０２６２】そこで、第１２実施形態の歪み除去装置１
３０は、第２のフィルタ１３２の後段にローパスフィル
タ１３３を設け、歪み除去装置１３０の出力信号をｍｃ
以下に帯域制限することにより、スピーカ２２をｍｃ以
上の帯域の過大入力から保護している。

【０２６３】一方、歪み除去装置１３０の出力信号をｍ
ｃ以下に帯域制限するには、ローパスフィルタ１３３を
設ける代わりに、第２のフィルタ１３２の特性を工夫す
ることにより実現することも出来る。

【０２６４】スピーカ２２の再生帯域がｍｃ以下である
場合に、別の問題として次のことがある。ｍがｍｃ以上
の帯域における比較的大きな値のＧ２（ｍ１、ｍ２）に
よってオーディオ信号に対する信号処理が行われると、
歪み除去装置１３０の出力信号は、信号処理による新た
な歪みを含んだり、Ｓ／Ｎ比が劣化するなどの悪影響を
受けてしまう。また、前記の方法により第２のフィルタ
１３２のタップＧ２（ｍ１、ｍ２）を設計する際に、周
波数領域で算出した特性を時間領域に変換し、０データ
を付加して、周波数領域のタップに再変換するという操
作を行うが、スピーカ２２の１次の伝達特性Ｈ１（ｍ）
のうちのｍ＞ｍｃの帯域の成分があまりにも小さいこと
により、算出されたＧ２（ｍ１、ｍ２）のうち、ｍ≦ｍ
ｃの帯域の成分までもが悪影響を受け、歪み補償効果が
劣化することがある。

【０２６５】そこで、（数９）で求められたＧ２（ｍ
１、ｍ２）に対して、図１４の斜線部で表わされる領域
を通過させ、それ以外を遮断する２次元の帯域通過フィ
ルタを掛け合わせて、新たなＧ２（ｍ１、ｍ２）とす
る。図１４の斜線部の領域を式で表わすと、（数３６）
となる。

【０２６６】

【数１０４】

【０２６７】この方法によって得られた新たなＧ２（ｍ
１、ｍ２）においては、図１４の斜線部以外の領域は非
常に小さなタップであるので、第２のフィルタにおける
乗加算の演算は実質的に図１４の斜線部のみの領域につ
いて行えば良い。

【０２６８】この結果、使用しているスピーカ２２の高
域側再生帯域のカットオフ周波数以上の大振幅の歪み補
償信号成分をスピーカ２２に入力されることが無くな
り、これにより、新たな歪みを生じさせたり、再生帯域
外の過大入力によってスピーカ２２を破損させることが
無くなる。また、この新たなＧ２（ｍ１、ｍ２）によれ
ば、スピーカ２２のカットオフ周波数以下の帯域の成分
のフィルタタップがｍ＞ｍｃの帯域の成分のタップに悪
影響を及ぼされることなく、歪み補償効果の大きいフィ
ルタタップが設計される。

【０２６９】次に、第２のフィルタ１３２のタップの前
記対称性や前記共役性などを利用することにより、第２
のフィルタ１３２における演算量を削減するための構成
を述べる。

【０２７０】第２のフィルタ１３２における演算は、実
質的に、図１５の斜線部に示した領域でのみ行えば良
い。この領域を数式で表わすと、（数３７）となる。

【０２７１】

【数１０５】

【０２７２】第２のフィルタ１３２における演算量は、
歪み除去装置１３０における演算量のうち大部分を占め
るので、図１５の斜線部に示した領域に演算を限定した
ことにより、歪み除去装置１３０の演算量が大幅に削減
される。

【０２７３】また、（数９）によってＧ２（ｍ１，ｍ
２）を算出する際には、Ｎ３×Ｎ３の２次元配列として
表わされるスピーカ２２の歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，
ｍ２）を測定する必要があるが、この歪み除去装置１３
０においては、図１６の斜線部に示す領域のみにおいて
測定を行えば良い。これを数式で表わすと、（数３８）
となる。

【０２７４】

【数１０６】

【０２７５】なお、第１２実施形態において、ローパス
フィルタ１３３を加算器１８の後段に挿入することも可
能である。

【０２７６】（第１３実施形態）図１７は、本発明の第
１３実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。

【０２７７】この歪み除去装置１７０は、ＣＤプレーヤ
などの音源１から出力されたオーディオ信号が入力され
るＡ／Ｄ変換装置１１と、フレーム分割装置１２と、フ
ーリエ変換装置１３と、フーリエ変換装置１３の出力信
号が入力される第１のフィルタ１７１と、フーリエ変換
装置１３の出力信号が入力される第２のフィルタ１７２
と、前記第２のフィルタ１７２の出力信号が入力される
バンドバスフィルタ１７３と、前記第１のフィルタ１７
１の出力信号と前記バンドパスフィルタ１７３の出力信
号とを加算する加算器１８と、前記加算器の出力信号を
入力する逆フーリエ変換装置１９と、フレーム合成装置
２０と、Ｄ／Ａ変換装置２１とを有する。

【０２７８】第１のフィルタ１７１は、図１の歪み除去
装置１０における第１の記憶装置１５と乗算器１４を合
わせた機能を持つ、１次元のフィルタである。また、第
２のフィルタ１７２は、図１の歪み除去装置１０におけ
る第２の記憶装置１７と乗加算器１６の機能を持つ２次
元のフィルタである。

【０２７９】この歪み除去装置１７０が、第１実施形態
のものと異なるのは、第２のフィルタ１７２の後段にバ
ンドパスフィルタ１７３が設けられていることである。

【０２８０】スピーカ２２の再生帯域の低域側カットオ
フ周波数がｍｃｌであり、かつ、高域側再生帯域のカッ
トオフ周波数がｍｃｈであるとする。周波数ｍがｍ＜ｍ
ｃｌおよびｍｃｈ＜ｍの帯域において、スピーカ２２の
１次系２３の伝達関数Ｈ１（ｍ）は、非常に小さい値と
なる。よって、第２のフィルタ１７２の係数を算出する
ための（数９）によれば、右辺の分母にＨ１（ｍ）があ
るために、算出されるＧ２（ｍ１、ｍ２）は比較的大き
な値となる。そこで、歪み除去装置１７０への入力信号
がスピーカ２２の再生帯域内ｍｃｌ≦ｍ≦ｍｃｈであっ
ても、第２のフィルタ１７２の出力信号は、スピーカ２
２の再生帯域外の成分が非常に大きくなった信号とな
る。この場合、このＧ２（ｍ１、ｍ２）によってオーデ
ィオ信号を第２のフィルタ１７２で信号処理したとして
も、歪み補償信号としてスピーカ２２に入力される信号
は再生帯域外の信号であるので、現実には再生すること
が出来ない。

【０２８１】しかしながら、再生帯域外の非常に大きな
オーディオ信号をスピーカ２２に入力すると、スピーカ
２２が壊れてしまうという問題点がある。

【０２８２】そこで、第１３実施形態の歪み除去装置１
７０は、第２のフィルタ１７２の後段にバンドパスフィ
ルタ１７３を設け、歪み除去装置１７０の出力信号をス
ピーカ２２の再生帯域内に制限することにより、スピー
カ２２を再生帯域外の過大入力から保護している。

【０２８３】一方、歪み除去装置１７０の出力信号をス
ピーカの再生帯域内に制限するには、Ｄ／Ａ変換装置２
１の後段にバンドパスフィルタ１７３を設ける代わり
に、第２のフィルタ１７２の特性を工夫することにより
実現することも出来る。

【０２８４】スピーカ２２の再生帯域がｍｃｌ以上ｍｃ
ｈ以下である場合に、次のような別の問題がある。スピ
ーカ２２の再生帯域外に関する比較的大きな値のＧ２
（ｍ１、ｍ２）によってオーディオ信号に対する信号処
理が行われると、歪み除去装置１７０の出力信号が信号
処理による新たな歪みを含んだり、Ｓ／Ｎ比が劣化する
などの悪影響を受けてしまう。また、前記の方法により
第２のフィルタ１７２のタップＧ２（ｍ１、ｍ２）を設
計する際に、周波数領域で算出した特性を時間領域に変
換し、０データを付加して、周波数領域のタップに再変
換するという操作を行うが、スピーカ２２の１次の系２
３の伝達特性Ｈ１（ｍ）のうちスピーカ２２の再生帯域
外の成分があまりにも小さいことにより、算出されたＧ
２（ｍ１、ｍ２）のうち、スピーカ２２の再生帯域内の
成分までもが悪影響を受け、歪み補償効果が劣化するこ
とがある。

【０２８５】そこで、（数９）で求められたＧ２（ｍ
１、ｍ２）に対して、図１８の斜線部で表わされる領域
を通過させ、それ以外を遮断する２次元の帯域通過フィ
ルタを掛け合わせて、新たなＧ２（ｍ１、ｍ２）とす
る。図１８の斜線部の領域を式で表わすと、（数３９）
となる。

【０２８６】

【数１０７】

【０２８７】この方法によって得られた新たなＧ２（ｍ
１、ｍ２）によれば、図１８の斜線部以外の領域は非常
に小さなタップであるので、第２のフィルタにおける乗
加算の演算は実質的に図１８の斜線部のみの領域につい
て行えば良い。

【０２８８】この結果、使用しているスピーカ２２の再
生帯域外の大振幅の歪み補償信号成分をスピーカ２２に
入力されることが無くなり、これにより、新たな歪みを
生じさせたり、再生帯域外の過大入力によってスピーカ
２２を破損すさせることが無くなる。また、この新たな
Ｇ２（ｍ１、ｍ２）によれば、スピーカ２２の再生帯域
内の成分に関わるフィルタタップが、再生帯域外の成分
に関わるタップに悪影響を及ぼされることなく、歪み補
償効果の大きいフィルタタップが設計される。

【０２８９】次に、第２のフィルタ１７２のタップの前
記対称性や前記共役性などを利用することにより、第２
のフィルタ１７２における演算量を削減するための構成
を述べる。

【０２９０】第２のフィルタ１７２における演算は、実
質的に図１９の斜線部に示した領域でのみで、乗加算を
行えば良い。この領域を数式で表わすと、（数４０）と
なる。

【０２９１】

【数１０８】

【０２９２】第２のフィルタにおける演算量は、歪み除
去装置１７０における演算量のうち大部分を占めるの
で、図１９の斜線部に示した領域に演算を限定したこと
により、歪み除去装置の演算量が大幅に削減される。

【０２９３】また、（数９）によってＧ２（ｍ１，ｍ
２）を算出する際には、Ｎ３×Ｎ３の２次元配列として
表わされるスピーカ２２の歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，
ｍ２）を測定する必要があるが、この歪み除去装置１７
０においては、図２０の斜線部に示す領域のみにおいて
測定を行えば良い。これを数式で表わすと、（数４１）
となる。

【０２９４】

【数１０９】

【０２９５】なお、第１３実施形態において、バンドパ
スフィルタ１７３を加算器１８の後段に挿入することも
可能である。

【０２９６】（第１４実施形態）図２１は、本発明の第
１４実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。

【０２９７】この歪み除去装置２１０は、ＣＤプレーヤ
などの音源１から出力されたオーディオ信号が入力され
るＡ／Ｄ変換装置１１と、フレーム分割装置１２と、フ
ーリエ変換装置１３と、フーリエ変換装置１３の出力信
号が入力される第１のフィルタ２１１と、フーリエ変換
装置１３の出力信号が入力される第２のフィルタ２１２
と、前記第２のフィルタ２１２の出力信号が入力される
ハイパスフィルタ２１３と、前記第１のフィルタ２１１
の出力信号と前記ハイパスフィルタ２１３の出力信号と
を加算する加算器１８と、前記加算器の出力信号を入力
する逆フーリエ変換装置１９と、フレーム合成装置２０
と、Ｄ／Ａ変換装置２１とを有する。

【０２９８】第１のフィルタ２１１は、図１の歪み除去
装置１０における第１の記憶装置１５と乗算器１４を合
わせた機能を持つ、１次元のフィルタである。また、第
２のフィルタ２１２は、図１の歪み除去装置１０におけ
る第２の記憶装置１７と乗加算器１６の機能を持つ２次
元のフィルタである。

【０２９９】この歪み除去装置２１０が、第１実施形態
のものと異なるのは、第２のフィルタ２１２の後段にハ
イパスフィルタ２１３が設けられていることである。

【０３００】スピーカ２２は高域用ホーンスピーカであ
り、低域側カットオフ周波数ｍｃ以上のオーディオ信号
を再生できるものである。この場合、スピーカ２２のカ
ットオフ周波数ｍｃよりも低い帯域において、スピーカ
２２の１次の系２３の伝達関数Ｈ１（ｍ）は、非常に小
さい値となる。よって、第２のフィルタ２１２の係数を
算出するための（数９）によれば、右辺の分母にＨ１
（ｍ）があるために、算出されるＧ２（ｍ１、ｍ２）
は、ｍ＜ｍｃの領域において比較的大きな値となる。よ
って、歪み除去装置２１０への入力信号がスピーカ２２
の再生帯域内ｍｃ≦ｍであっても、第２のフィルタ２１
２の出力信号は、スピーカ２２の再生帯域外の成分が非
常に大きいものとなる。この場合、Ｇ２（ｍ１、ｍ２）
によってオーディオ信号を第２のフィルタ２１２で信号
処理したとしても、歪み補償信号としてスピーカ２２に
入力される信号は再生帯域外の信号であるので、現実に
は再生することが出来ない。

【０３０１】しかしながら、再生帯域外の非常に大きな
オーディオ信号をスピーカ２２に入力すると、スピーカ
２２が壊れてしまうという問題点がある。

【０３０２】そこで、第１４実施形態の歪み除去装置２
１０は、第２のフィルタ２１２の後段にハイパスフィル
タ２１３を設け、歪み除去装置２１０の出力信号をスピ
ーカ２２の再生帯域内に制限することにより、スピーカ
２２を再生帯域外の過大入力から保護している。

【０３０３】歪み除去装置２１０の出力信号をスピーカ
２２の再生帯域内に制限するには、ハイパスフィルタ２
１３を設ける代わりに、第２のフィルタ２１２の特性を
工夫することにより実現することも出来る。

【０３０４】スピーカ２２の再生帯域がｍｃ以上である
場合に、次のような別の問題がある。スピーカ２２の再
生帯域外に関する比較的大きな値のＧ２（ｍ１、ｍ２）
によってオーディオ信号に対する信号処理が行われる
と、歪み除去装置２１０の出力信号が信号処理による新
たな歪みを含んだり、Ｓ／Ｎ比が劣化するなどの悪影響
を受けてしまう。また、前記の方法により第２のフィル
タ２１２のタップＧ２（ｍ１、ｍ２）を設計する際に、
周波数領域で算出した特性を時間領域に変換し、０デー
タを付加して、周波数領域のタップに再変換するという
操作を行うが、スピーカ２２の１次の系２３の伝達特性
Ｈ１（ｍ）のうちスピーカ２２の再生帯域外の成分があ
まりにも小さいことにより、算出されたＧ２（ｍ１、ｍ
２）のうち、スピーカ２２の再生帯域内の成分までもが
悪影響を受け、歪み補償効果が劣化することがある。

【０３０５】そこで、（数９）で求められたＧ２（ｍ
１、ｍ２）に対して、図２２の斜線部で表わされる領域
を通過させそれ以外を遮断する２次元の帯域通過フィル
タを掛け合わせて、新たなＧ２（ｍ１、ｍ２）とする。
図２２の斜線部の領域を式で表わすと、（数４２）とな
る。

【０３０６】

【数１１０】

【０３０７】この方法によって得られた新たなＧ２（ｍ
１、ｍ２）によれば、図２２の斜線部以外の領域は非常
に小さなタップであるので、第２のフィルタにおける乗
加算の演算は実質的に図２２の斜線部のみの領域につい
て行えば良い。

【０３０８】この結果、使用しているスピーカ２２の再
生帯域外の大振幅の歪み補償信号成分をスピーカ２２に
入力されることが無くなり、これにより、新たな歪みを
生じさせたり、再生帯域外の過大入力によってスピーカ
２２を破損すさせることが無くなる。また、この新たな
Ｇ２（ｍ１、ｍ２）によれば、スピーカ２２の再生帯域
内の成分に関わるのフィルタタップが、再生帯域外の成
分に関わるタップに悪影響を及ぼされることなく、歪み
補償効果の大きいフィルタタップが設計される。

【０３０９】次に、第２のフィルタ２１２のタップの前
記対称性や前記共役性などを利用することにより、第２
のフィルタ２１２における乗加算の演算量を削減するた
めの構成を述べる。

【０３１０】第２のフィルタ２１２における演算は、実
質的に、図２３の斜線部に示した領域のみで乗加算を行
えば良い。この領域を数式で表わすと、（数４３）とな
る。

【０３１１】

【数１１１】

【０３１２】第２のフィルタ２１２における演算量は、
歪み除去装置２１０における演算量のうち大部分を占め
るので、図２３の斜線部に示した領域に演算を限定した
ことにより、歪み除去装置２１０の演算量が大幅に削減
される。

【０３１３】また、（数９）によってＧ２（ｍ１，ｍ
２）を算出する際には、Ｎ３×Ｎ３の２次元配列として
表わされるスピーカ２２の歪みの伝達関数Ｈ２（ｍ１，
ｍ２）を測定する必要があるが、この歪み除去装置２１
０においては、図２４の斜線部に示す領域のみにおいて
測定を行えば良い。これを数式で表わすと、（数４４）
となる。

【０３１４】

【数１１２】

【０３１５】なお、第１４実施形態において、ハイパス
フィルタ２１３を加算器１８の後段に挿入することも可
能である。

【０３１６】また、上記第１２乃至第１４実施形態の歪
み除去装置１３０，１７０，２１０を第４実施形態のプ
ロセッシングスピーカシステム５０における歪み除去装
置１０，４０の代わりに適用したり、第５実施形態のマ
ルチプロセッサ６０における歪み除去装置１０，４０の
代わりに適用しても構わない。

【０３１７】（第１５実施形態）図２５は、本発明の第
１５実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。この第１５実施形態では、図２５から明らかな様
に、スピーカ２２の前段にグラフィックイコライザなど
のプロセッサ２５３を接続した音響再生系に、歪み除去
装置２５０を設けた構成を前提としている。

【０３１８】第１５実施形態の歪み除去装置２５０は、
その後段にグラフィックイコライザなどのプロセッサ２
５３がある場合でも、スピーカ２２で発生する歪みを除
去できる。この歪み除去装置２５０の構成は、これまで
に説明した他の各実施形態の歪み除去装置１０，７０，
９０等とほとんど同じであるが、第２のフィルタ２５２
の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）の算出方法が異なる。

【０３１９】これまでに説明した他の各実施形態の歪み
除去装置１０，７０，９０等では、スピーカ２２で発生
する歪みを除去するために第１のフィルタおよび第２の
フィルタを設計した後で、グラフィックイコライザなど
のプロセッサ２５３を歪み除去装置の後段に接続する
と、スピーカ２２の歪み除去効果が劣化し、場合によっ
てはほとんど効果が無くなってしまうという問題があっ
た。この問題を解決するためには、歪み除去装置の後段
側全体の１次の伝達特性および２次歪みの伝達特性を新
たに測定し、第２のフィルタの係数を算出しなければな
らなかった。

【０３２０】しかしながら、プロセッサ２５３を別の機
種に交換した場合や、あるいは、音質調整の過程でプロ
セッサ２５３の特性を変更した場合に、スピーカ２２の
１次の系２３の伝達特性Ｈ１（ｍ）および２次の系２４
の歪みの伝達特性Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を新たに測定する
のは、非常に面倒であった。

【０３２１】そこで、第１５実施形態は、挿入されたプ
ロセッサ２５３の特性を用いて第２のフィルタ２５２の
特性を補正することにより、新たに測定を行うこと無
く、スピーカ２２の歪み除去を行う歪み除去装置２５０
を提供するものである。

【０３２２】次に、第１５実施形態の歪み除去装置２５
０における第１のフィルタ２５１および第２のフィルタ
２５２の伝達特性の決定方法について説明する。

【０３２３】まず、周波数領域における表現によって、
歪み除去装置２５０の入力信号Ｘ（ｍ）と出力信号Ｗ
（ｍ）の関係を示すと、これまでの他の各実施形態の歪
み除去装置１０，７０，９０等と同様に（数４５）とな
る。

【０３２４】

【数１１３】

【０３２５】次に、プロセッサ２５３への入力信号Ｗ
（ｍ）とスピーカ２２の出力信号Ｙ（ｍ）との関係につ
いて（数４６）に示す。

【０３２６】

【数１１４】

【０３２７】Ｅ（ｍ）はプロセッサ２５３の伝達関数、
Ｈ１（ｍ）はスピーカ２２の１次の系２３の伝達関数、
Ｈ２（ｍ１、ｍ２）はスピーカ２２の高調波歪み及び混
変調歪み成分の伝達関数である２次の系２４の伝達関
数、右辺第１項と第２項の加算は、前記加算器２５の機
能を表わす。

【０３２８】（数４５）を（数４６）に代入して、Ｘ
（ｍ）とＹ（ｍ）の関係を求めると（数４７）となる。

【０３２９】

【数１１５】

【０３３０】（数４７）の右辺第１項は、Ｘ（ｍ）が第
１のフィルタ２５１とプロセッサ２５３とスピーカ２２
の１次の系２３を通った成分、右辺第２項の中括弧内の
第１項は、Ｘ（ｍ）が第２のフィルタ２５２とプロセッ
サ２５３とスピーカ２２の１次の系２３を通った成分、
右辺第２項の中括弧内の第２項は、Ｘ（ｍ）が第１のフ
ィルタ２５１とプロセッサ２５３とスピーカ２２の２次
の系２４を通った成分である。なお、Ｘ（ｍ）が第２の
フィルタ２５２とプロセッサ２５３とスピーカ２２の２
次の系２４を通った成分については、他の項に比べて微
少であるため省略している。

【０３３１】スピーカ２２の出力信号Ｙ（ｍ）が所望の
特性になるためには、これまでの他の各実施形態の歪み
除去装置１０，７０，９０等と同様に、まず、（数４
７）の右辺第１項が所望の特性に等しくなるようにＧ１
（ｍ）を決定する。例えば、Ｘ（ｍ）にプロセッサ２５
３の特性がかかった特性にＹ（ｍ）を等しくしたい場
合、つまりＹ（ｍ）＝Ｅ（ｍ）Ｘ（ｍ）としたい場合に
は、Ｇ１（ｍ）をスピーカ２２の１次の系の逆特性（Ｇ
１（ｍ）＝１／Ｈ１（ｍ））に設定すれば良い。

【０３３２】次に、スピーカ２２の２次の系で発生する
２次歪みを補償するためには、（数４７）の右辺の中括
弧内の第１項と第２項が相殺されれば良い。よって、Ｇ
２（ｍ１、ｍ２）が（数４８）のように決定される。

【０３３３】

【数１１６】

【０３３４】この新たなＧ２（ｍ１，ｍ２）は、プロセ
ッサ２５３が挿入される前のＧ２（ｍ１，ｍ２）に、プ
ロセッサ２５３の伝達特性Ｅ（ｍ１）およびＥ（ｍ２）
を掛け合わせたものである。よって、音響再生系にプロ
セッサ２５３が挿入された場合には、プロセッサ２５３
の伝達特性によって、歪み除去装置２５０の第２のフィ
ルタ２５２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を補正することが
可能である。ゆえに、歪み除去装置２５０の後段側の伝
達特性を新たに測定し直す必要無しに、スピーカ２２の
歪み除去を行うことができる。

【０３３５】（第１６実施形態）図２６は、本発明の第
１６実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。

【０３３６】この歪み除去装置２６０が、第１５実施形
態の歪み除去装置２５０と異なるのは、プロセッサ２５
３の伝達特性Ｅ（ｍ）の検出装置２６４と、第２のフィ
ルタ２６２の係数の特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を更新する
更新装置２６３を具えていることである。

【０３３７】プロセッサ２５３の伝達特性Ｅ（ｍ）が変
更されると、検出装置２６４はＥ（ｍ）を検出して、こ
れを更新装置２６３に送る。更新装置２６３は、検出装
置２６４から送られてきたプロセッサ２５３の特性Ｅ
（ｍ）を第１５実施形態で説明した（数４８）に代入し
て、第２のフィルタ２６２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を
算出し、第２のフィルタ２６２の係数を更新する。

【０３３８】これにより、歪み除去装置２６０の後段に
設けられたプロセッサ２５３の特性を変更した場合で
も、スピーカ２２の歪み除去を行うことが可能となる。

【０３３９】なお、現実に第１のフィルタ２６１の伝達
特性Ｇ１（ｍ）をスピーカ２２の１次の系２３の逆特性
にするには、逆特性（１／Ｈ１（ｍ））に遅延特性を掛
け合わせておく必要があるが、上の表現では簡単化のた
め省略している。

【０３４０】なお、プロセッサ２５３の伝達特性Ｅ
（ｍ）は、グラフィックイコライザやパワーアンプの伝
達特性と考えてよい。

【０３４１】（第１７実施形態）図２７は、本発明の第
１７実施形態であるスピーカ用マルチプロセッサを示す
ブロック図である。

【０３４２】この第１７実施形態では、図２５の歪み除
去装置２５０又は図２６の歪み除去装置２６０をスピー
カ用マルチプロセッサ２７０に内蔵している。

【０３４３】一般に、業務用スピーカでオーディオ信号
を再生する場合には、音源１とスピーカ２２との間に、
マルチプロセッサと呼ばれる信号処理装置を挿入し、音
質の調整を行う。ところが、歪み除去装置の第２のフィ
ルタの係数を決定した後で、マルチプロセッサの伝達特
性を変更すると、スピーカ２２の歪み除去効果が劣化す
るか、あるいはほとんど効果が無くなってしまう。よっ
て、マルチプロセッサの伝達特性を変更したときには、
第２のフィルタ２６２の係数を更新する必要がある。

【０３４４】そこで、図２５の歪み除去装置２５０又は
図２６の歪み除去装置２６０をマルチプロセッサ２７０
に内蔵させる。これにより、音響再生系を構成する機器
を増やすこと無く、スピーカ２２の歪みを除去すること
ができる。

【０３４５】（第１８実施形態）図２８は、本発明の第
１８実施形態であるスピーカ用パワーアンプを示すブロ
ック図である。

【０３４６】この第１８実施形態では、図２５の歪み除
去装置２５０又は図２６の歪み除去装置２６０をスピー
カ用パワーアンプ２８０に内蔵している。

【０３４７】一般に、スピーカ２２でオーディオ信号を
再生する場合には、スピーカ２２の前段にパワーアンプ
を接続し、音量の調整を行う。ところが、歪み除去装置
の第２のフィルタの係数を決定した後で、パワーアンプ
のゲインを変更すると、スピーカ２２の歪み除去効果が
劣化するか、あるいはほとんど効果が無くなってしま
う。よって、パワーアンプのゲインを変更したときに
は、第２のフィルタ２６２の係数を更新する必要があ
る。

【０３４８】そこで、図２５の歪み除去装置２５０又は
図２６の歪み除去装置２６０をパワーアンプ２８０に内
蔵させる。これにより、音響再生系を構成する機器を増
やすこと無く、スピーカ２２の歪みを除去することがで
きる。

【０３４９】（第１９実施形態）図２９は、本発明の第
１９実施形態であるプロセッシングスピーカシステムを
示すブロック図である。

【０３５０】この第１９実施形態では、図２７のマルチ
プロセッサ２７０又は図２８のパワーアンプ２８０をプ
ロセッシングスピーカシステム２９０に内蔵している。

【０３５１】特に業務用スピーカ２２は、大音量でオー
ディオ信号を再生するので、非線形歪みが発生しやす
い。プロセッシングスピーカシステム２９０に、図２７
のマルチプロセッサ２７０又は図２８のパワーアンプ２
８０を内蔵して、歪み補償の信号処理を行えば、音質を
改善することができる。

【０３５２】（第２０実施形態）図３０は、本発明の第
２０実施形態である歪み除去装置を示すブロック図であ
る。この第２０実施形態の歪み除去装置３００は、その
後段のパワーアンプ３０３が２次歪みを発生する場合
に、パワーアンプ３０３で発生する歪みおよびスピーカ
２２で発生する歪みを同時に除去できるというものであ
る。この歪み除去装置３００の構成は、これまでの各実
施形態の歪み除去装置１０，７０，９０等とほとんど同
じであるが、第２のフィルタ３０２の係数Ｇ２（ｍ１，
ｍ２）の算出方法が異なる。

【０３５３】これまでの各実施形態の歪み除去装置１
０，７０，９０等では、アンプ３０３およびスピーカ２
２を含んむ歪み除去装置の後段側全体で発生する歪みを
除去するために第１のフィルタおよび第２のフィルタを
設計した。

【０３５４】ところが、それらのフィルタを設計した後
で、歪みを発生してしまうようなパワーアンプ３０３の
ゲインを変更したり、あるいは２次歪みの伝達特性の異
なる機種に変更すると、スピーカ２２の歪み除去効果が
劣化し、場合によってはほとんど効果が無くなってしま
うという問題があった。この問題を解決するためには、
歪み除去装置の後段側全体の１次の伝達特性および２次
歪みの伝達特性を新たに測定し、第２のフィルタの係数
を算出しなければならなかった。

【０３５５】しかしながら、アンプ３０３のゲインを調
整したり、別の機種に交換した場合に、歪み除去装置の
後段側全体の１次の伝達特性および２次歪みの伝達特性
を新たに測定するのは、非常に面倒であった。

【０３５６】そこで、第２０実施形態の歪み除去装置３
００は、スピーカ２２の前段のパワーアンプ３０３の１
次の系３０４の伝達特性Ａ１（ｍ）および２次歪みの系
３０５の伝達特性Ａ２（ｍ１、ｍ２）を用いて、第２の
フィルタ３０２の特性を補正することにより、新たに測
定を行うこと無く、スピーカ２２の歪み除去を行うこと
を可能にしている。

【０３５７】次に、第２０実施形態の歪み除去装置３０
０における第１のフィルタ３０１および第２のフィルタ
３０２の伝達特性の決定方法について説明する。

【０３５８】まず、周波数領域における表現によって、
歪み除去装置３００の入力信号Ｘ（ｍ）と出力信号Ｗ
（ｍ）の関係を示すと、これまでの各実施形態の歪み除
去装置１０，７０，９０等と同様に（数４５）となる。

【０３５９】また、２次歪みを発生してしまうパワーア
ンプ３００の入力信号Ｗ（ｍ）と出力信号Ｕ（ｍ）の関
係を示すと、（数４９）となる。

【０３６０】

【数１１７】

【０３６１】Ａ１（ｍ）はアンプ３０３の１次の系３０
４の伝達関数、Ａ２（ｍ１，ｍ２）はアンプ３０３の２
次歪みの系３０５の伝達関数、右辺第１項と第２項の加
算は加算器１８の機能を表わす。

【０３６２】次に、スピーカ２２への入力信号Ｕ（ｍ）
とスピーカ２２の出力信号Ｙ（ｍ）との関係を示すと
（数５０）となる。

【０３６３】

【数１１８】

【０３６４】ここで、（数４５）と（数４９）と（数５
０）より、Ｗ（ｍ）とＵ（ｍ）を消去して、Ｘ（ｍ）と
Ｙ（ｍ）の関係を求めると（数５１）となる。

【０３６５】

【数１１９】

【０３６６】（数５１）の右辺第１項は、Ｘ（ｍ）が第
１のフィルタ３０１とアンプ３０３の１次の系３０４と
スピーカ２２の１次の系２３を通った成分、右辺第２項
の大括弧内の第１項は、Ｘ（ｍ）が第２のフィルタ３０
２とパワーアンプ３０３の１次の系３０４とスピーカ２
２の１次の系２３を通った成分、右辺第２項の大括弧内
の第２項の中括弧内の第１項は、Ｘ（ｍ）が第１のフィ
ルタ３０１とパワーアンプ３０３の２次の系３０５とス
ピーカ２２の１次の系２３を通った成分、右辺第２項の
大括弧内の第２項の中括弧内の第２項は、Ｘ（ｍ）が第
１のフィルタ３０１とパワーアンプ３０３の１次の系３
０４とスピーカ２２の２次の系２４を通った成分であ
る。なお、Ｘ（ｍ）が第２のフィルタ３０２とパワーア
ンプ３０３の２次の系３０５とスピーカ２２の２次の系
２４のうち少なくとも２つ以上を通った成分については
他の項に比べて微少であるため省略している。

【０３６７】スピーカ２２の出力信号Ｙ（ｍ）が所望の
特性になるようにするためには、まず、（数５１）の右
辺第１項が所望の特性に等しくなるようにＧ１（ｍ）を
決定する。例えば、Ｙ（ｍ）はＸ（ｍ）がパワーアンプ
３０３によって増幅された特性、つまりＹ（ｍ）＝Ａ
（ｍ）Ｘ（ｍ）となることを望むのであれば、Ｇ１
（ｍ）をスピーカ２２の１次の系２３の逆特性（Ｇ１
（ｍ）＝１／Ｈ１（ｍ））とすれば良い。

【０３６８】なお、現実にＧ１（ｍ）をスピーカ２２の
１次の系２３の逆特性にするには、逆特性（１／Ｈ１
（ｍ））に遅延特性を掛け合わせておく必要があるが、
上の表現では簡単化のため省略している。

【０３６９】次に、スピーカ２２及びパワーアンプ３０
３で発生する歪みを補償することが出来るような第２の
フィルタ３０２の特性Ｇ２（ｍ１、ｍ２）について考え
る。スピーカ２２の出力信号Ｙ（ｍ）に歪み成分が含ま
れないようにするためには、（数５１）の第２項の大括
弧内の第１項と第２項が相殺されればよいので、それに
よりＧ２（ｍ１、ｍ２）が（数５２）のように決定され
る。

【０３７０】

【数１２０】

【０３７１】この新たなＧ２（ｍ１，ｍ２）は、アンプ
３０３が挿入される前のＧ２（ｍ１，ｍ２）をアンプ３
０３の１次の系３０４の伝達特性Ａ１（ｍ１）およびＡ
１（ｍ２）およびアンプの２次歪みの系３０５の伝達特
性Ａ２（ｍ１，ｍ２）によって補正したものと考えるこ
とができる。よって、音響再生系においてパワーアンプ
３０３が別の機種に変更された場合には、アンプ３０３
の１次の系３０４の伝達特性Ａ１（ｍ）および２次歪み
の系３０５の伝達特性Ａ２（ｍ１，ｍ２）を用いて、歪
み除去装置３００の第２のフィルタ３０２の係数Ｇ２
（ｍ１，ｍ２）を補正することが可能である。ゆえに、
歪み除去装置３００の後段側の伝達特性を新たに測定し
直す必要無しに、スピーカ２２の歪みおよびパワーアン
プ３０３の歪みの除去を行うことができる。

【０３７２】（第２１実施形態）図３１は、本発明の歪
み除去装置である第２１実施形態を示すブロック図であ
る。この第２１実施形態の歪み除去装置３１０では、パ
ワーアンプ３０３のゲインを変更しても、スピーカ２２
の歪みおよびアンプ３０３の歪みを除去すことを可能に
する。

【０３７３】この歪み除去装置３１０が、第２０実施形
態の歪み除去装置３００と異なるのは、アンプ３０３の
１次の系３０４の伝達特性Ａ１（ｍ）およびアンプ３０
０の機種を検出する検出装置３１４と、アンプ３０３の
機種とアンプの１次の系３０４の特性Ａ１（ｍ）に応じ
たアンプ３０３の２次歪みの系３０５の伝達特性を記憶
している記憶装置３１５と、第２のフィルタ３１２の係
数の特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を更新する更新装置３１３
を具えていることである。

【０３７４】アンプ３０３の１次の系３０４の伝達特性
Ａ１（ｍ）が変更されると、検出装置３１４は、Ａ１
（ｍ）を検出して、それを更新装置３１３に送る。更新
装置３１３は、検出装置３１４から送られてきた新たな
アンプ３０３の特性Ａ１（ｍ）に対応した新たなアンプ
の２次歪みの系３０５の伝達特性Ａ２（ｍ１，ｍ２）を
記憶装置３１５から読み出す。そして、更新装置３１３
は、新たなＡ１（ｍ）および新たなＡ２（ｍ１，ｍ２）
を第２０実施形態で説明した（数５２）に代入して、第
２のフィルタ３１２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を算出
し、第２のフィルタ３１２の係数を更新する。

【０３７５】これにより、歪み除去装置３１０の後段に
設けられたアンプ３０３の特性を変更した場合でも、ス
ピーカ２２で発生する歪みおよびアンプ３０３で発生す
る歪みを除去することができる。

【０３７６】なお、現実にＧ１（ｍ）をスピーカ２２の
１次の系２３の逆特性にするには、逆特性（１／Ｈ１
（ｍ））に遅延特性を掛け合わせておく必要があるが、
上の表現では簡単化のため省略している。

【０３７７】（第２２実施形態）図３２は、本発明の第
２２実施形態であるスピーカ用パワーアンプを示すブロ
ック図である。

【０３７８】この第２２実施形態では、図３０の歪み除
去装置３００又は図３１の歪み除去装置３１０をスピー
カ用パワーアンプ３２０に内蔵している。

【０３７９】一般に、スピーカ２２でオーディオ信号を
再生する場合には、スピーカ２２の前段にパワーアンプ
を接続し、音量の調整を行う。ところが、歪み除去装置
の第２のフィルタの係数を決定した後で、パワーアンプ
のゲインを変更すると、スピーカ２２の歪み除去効果が
劣化するか、あるいはほとんど効果が無くなってしま
う。よって、パワーアンプのゲインを変更したときに
は、第２のフィルタ２６２の係数を更新する必要があ
る。

【０３８０】そこで、図３０の歪み除去装置３００又は
図３１の歪み除去装置３１０をパワーアンプ３２０に内
蔵させる。これにより、音響再生系を構成する機器を増
やすこと無く、パワーアンプの２次歪みの系３０５およ
びスピーカ２２において発生する歪みを除去することが
できる。

【０３８１】（第２３実施形態）図３３は、本発明の第
２３実施形態であるスピーカ用マルチプロセッサを示す
ブロック図である。

【０３８２】この第２３実施形態では、図３０の歪み除
去装置３００又は図３１の歪み除去装置３１０をスピー
カ用マルチプロセッサ３３０に内蔵している。

【０３８３】一般に、業務用スピーカでオーディオ信号
を再生する場合には、音源とスピーカ駆動用のパワーア
ンプとの間にマルチプロセッサと呼ばれる信号処理装置
を挿入し、音質の調整を行う。ところが、歪み除去装置
の第２のフィルタ３１２の係数を決定した後で、マルチ
プロセッサの伝達特性を変更すると、スピーカ２２の歪
み除去効果が劣化するか、あるいはほとんど効果が無く
なってしまう。よって、マルチプロセッサの伝達特性を
変更したときには、第２のフィルタ３１２の係数を更新
する必要がある。

【０３８４】そこで、図３０の歪み除去装置３００又は
図３１の歪み除去装置３１０をマルチプロセッサ３３０
に内蔵させる。これにより、音響再生系を構成する機器
を増やすこと無く、マルチプロセッサの２次歪みの系３
０５およびスピーカ２２において発生する歪みを除去す
ることができる。

【０３８５】（第２４実施形態）図３４は、本発明の第
２４実施形態であるプロセッシングスピーカシステム３
４０を示している。このプロセッシングスピーカシステ
ム３４０は、図３０の歪み除去装置３００又は図３１の
歪み除去装置３１０を内蔵しており、この歪み除去装置
の出力をスピーカ２２に加えている。

【０３８６】特に、業務用の分野などにおいては、スピ
ーカ２２によって大音量を発生するので、非線形歪みが
発生しやすく、図３０の歪み除去装置３００又は図３１
の歪み除去装置３１０を内蔵させ、歪み補償の信号処理
を行うことにより、音質を改善することができる。

【０３８７】

【発明の効果】以上説明した様に、本発明によれば、歪
みの要因が明らかでない場合でも、非線形システムに試
験信号を入力して歪みの伝達関数を測定し、その測定結
果より周波数領域においてヴォルテラフィルタを設計
し、周波数領域においてヴォルテラフィルタの畳み込み
演算を行うことにより、非線形歪みを除去する。

【０３８８】また、非線形システムの１次の伝達特性が
遅延を含む場合においても、非線形歪み補償信号を生成
する２次元フィルタに前記遅延特性を反映させて、非線
形システムの歪みを除去する。

【０３８９】また、歪み除去装置において、入力された
オーディオ信号を周波数領域で処理することにより、リ
アルタイム処理を可能にする。

【０３９０】また、リアルタイム処理が可能な歪み除去
装置においてオーディオ信号をフレーム分割して取り込
む際に、取り込んだ後の畳み込み演算の演算量が最小と
なるようにフレーム長およびオーバーラップ幅を決定す
る。

【０３９１】また、非線形２次歪みを除去するための歪
み補償信号を生成する２次元フィルタにおいて、実質的
な畳み込み演算の領域を削減することにより演算量を削
減させる。

【０３９２】また、歪み除去装置の１次元および２次元
フィルタの特性にローパスフィルタ特性あるいはバンド
パスフィルタ特性あるいはハイパスフィルタ特性を含ま
せることにより、再生するオーディオ信号の周波数帯域
を制限してある周波数帯域のみ通過させる。これによ
り、音響再生系に新たにローパスフィルタあるいはバン
ドパスフィルタあるいはハイパスフィルタなどの装置を
追加すること無く、歪み除去装置にそれらの機能を持た
せることができる。

【０３９３】また、ローパスフィルタあるいはバンドパ
スフィルタあるいはハイパスフィルタの機能を持たせた
歪み除去装置において、歪み除去装置内の２次元のフィ
ルタにおける畳み込み演算の領域を削減することによ
り、演算量を削減させる。

【０３９４】また、歪みを発生するスピーカの再生帯域
がある周波数帯域に制限されている場合に、そのスピー
カの再生帯域外に発生する歪みを打ち消す歪み補償信号
を歪み除去装置から出力せずに済む。これにより、歪み
補償信号がスピーカの再生帯域外の信号となってしまう
場合に、その歪み補償信号を無理矢理スピーカに入力さ
れることが避けられる。

【０３９５】また、スピーカの再生帯域外の歪み補償信
号が出力されないように設計された歪み除去装置におい
て、歪み除去装置内の２次元のフィルタにおける畳み込
み演算の領域を削減することにより、演算量を削減させ
る。

【０３９６】また、歪み除去装置の後段側にグラフィッ
クイコライザなどのプロセッサを挿入した場合において
も、スピーカで発生する歪みを除去することが可能とな
る。一般に、歪み除去装置内の１次元および２次元フィ
ルタの係数を決定した後に、歪み除去装置の後段側に新
たにグラフィックイコライザなどを挿入すると、歪み除
去効果が劣化するが、本発明により、歪み除去プロセッ
サ内の係数を補正することにより、それまでと同等の歪
み除去効果を得る事ができる。

【０３９７】また、歪み除去装置の後段側にグラフィッ
クイコライザなどのプロセッサがある音響再生系におい
て、グラフィックイコライザの特性を変化させた場合
に、歪み除去装置内のフィルタ係数が自動的に更新さ
れ、常にスピーカで発生する歪みが除去される。

【０３９８】また、スピーカで発生する歪みを除去する
とともに、歪み除去装置の後段側に設置されているスピ
ーカ用パワーアンプで発生する歪みをも除去することが
可能となる。

【０３９９】また、歪み除去装置の後段側に設置されて
いるスピーカ用パワーアンプで発生する歪みをも除去す
ることが可能な歪み除去装置において、パワーアンプの
ゲインを変えた場合に、歪み除去装置内のフィルタ係数
が自動的に更新され、常にスピーカの非線形歪み除去を
行うことができる。

【０４００】また、演算量を削減するために歪み除去装
置内の２次元フィルタの畳み込み演算領域を削減する場
合に、その２次元フィルタの係数を決定するのに必要な
スピーカの歪みの伝達関数の測定ポイント数を削減し、
測定時間を短縮することを可能とする測定方法を提供す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態である歪み除去装置を示
すブロック図である。

【図２Ａ】第１実施形態の歪み除去装置のフレーム分割
装置におけるフレーム分割の方法を示す時間領域のフレ
ーム図である。

【図２Ｂ】フレーム合成装置におけるオーディオ信号の
連結の方法を示す時間領域のフレーム図である。

【図２Ｃ】第１の記憶装置に格納する係数を算出する過
程で、時間領域で行う操作の一部を示す図である。

【図２Ｄ】第２の記憶装置に格納する２次元の係数の算
出する過程で、時間領域で行う操作の一部を示す図であ
る。

【図３Ａ】第２実施形態の歪み除去装置内の２次元フィ
ルタの演算を行う乗加算器において実質的に演算すべき
２次元フィルタの領域を表わした図である。

【図３Ｂ】２次元フィルタのタップが対角線を対称軸と
した線対称な特性であることを示す図である。

【図３Ｃ】２次元フィルタのタップが、タップの中心点
を点対称の中心点とした共役関係にあることを示す図で
ある。

【図３Ｄ】第２実施形態の歪み除去装置内の２次元フィ
ルタにおける畳み込み演算の結果が斜線部とそれ以外の
領域で共役関係にあることを示す図である。

【図４】本発明の第３実施形態である歪み除去装置を示
すブロック図である。

【図５】本発明の第４実施形態であるプロセッシングス
ピーカシステムを示すブロック図である。

【図６】本発明の第５実施形態のマルチプロセッサを示
すブロック図である。

【図７】本発明の第６実施形態である歪み除去装置を示
すブロック図である。

【図８Ａ】ローパスフィルタ特性を持った第７実施形態
の歪み除去装置の第２のフィルタにおいて実質的に演算
すべき２次元フィルタの領域の第１の例を表わした図で
ある。

【図８Ｂ】ローパスフィルタ特性を持った第７実施形態
の歪み除去装置の第２のフィルタにおいて実質的に演算
すべき２次元フィルタの領域の第２の例を表わした図で
ある。

【図９】本発明の第８実施形態である歪み除去装置を示
すブロック図である。

【図１０Ａ】バンドパスフィルタ特性を持った第９実施
形態の歪み除去装置の第２のフィルタにおいて実質的に
演算すべき２次元フィルタの領域の第１の例を表わした
図である。

【図１０Ｂ】バンドパスフィルタ特性をも持った第９実
施形態の歪み除去装置の第２のフィルタにおいて実質的
に演算すべき２次元フィルタの領域の第２の例を表わし
た図である。

【図１１】本発明の第１０実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図１２】ハイパスフィルタ特性を持った第１１実施形
態の歪み除去装置の第２のフィルタにおいて実質的に演
算すべき２次元フィルタの領域を表わした図である。

【図１３】本発明の第１２実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図１４】出力される信号を非線形システムの再生帯域
カットオフ周波数以下に制限するために、第１２実施形
態の歪み除去装置に具えられた２次元フィルタにおいて
実質的に畳み込み演算をすべき領域を表わした図であ
る。

【図１５】出力される信号を非線形システムの再生帯域
カットオフ周波数以下に制限する第１２実施形態の歪み
除去装置において演算量を削減するために、該歪み除去
装置に具えられた２次元フィルタにおいて実質的に畳み
込み演算をすべき領域を表わした図である。

【図１６】出力される信号を非線形システムの再生帯域
カットオフ周波数以下に制限する第１２実施形態の歪み
除去装置において２次元フィルタのタップを決定する際
に、非線形システムの２次歪みの伝達関数のうち測定す
べき領域を表わした図である。

【図１７】本発明の第１３実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図１８】出力される信号を非線形システムの再生帯域
内に制限するために、第１３実施形態の歪み除去装置に
具えられた２次元フィルタにおいて、実質的に畳み込み
演算をすべき領域を表わした図である。

【図１９】出力される信号を非線形システムの再生帯域
内に制限する第１３実施形態の歪み除去装置において演
算量を削減するために、該歪み除去装置に具えられた２
次元フィルタにおいて、実質的に畳み込み演算をすべき
領域を表わした図である。

【図２０】出力される信号を非線形システムの再生帯域
内に制限する第１３実施形態の歪み除去装置において２
次元フィルタのタップを決定する際に、非線形システム
の２次歪みの伝達関数のうち測定すべき領域を表わした
図である。

【図２１】本発明の第１４実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図２２】出力される信号を非線形システムの再生帯域
内に制限するために、第１４実施形態の歪み除去装置に
具えられた２次元フィルタにおいて実質的に畳み込み演
算をすべき領域を表わした図である。

【図２３】出力される信号を非線形システムの再生帯域
内に制限する第１４実施形態の歪み除去装置において演
算量を削減するために、該歪み除去装置に具えられた２
次元フィルタにおいて実質的に畳み込み演算をすべき領
域を表わした図である。

【図２４】出力される信号を非線形システムの再生帯域
内に制限する第１４実施形態の歪み除去装置において２
次元フィルタのタップを決定する際に、非線形システム
の２次歪みの伝達関数のうち測定すべき領域を表わした
図である。

【図２５】本発明の第１５実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図２６】本発明の第１６実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図２７】本発明の第１７実施形態であるマルチプロセ
ッサを示すブロック図である。

【図２８】本発明の第１８実施形態であるスピーカ用パ
ワーアンプを示すブロック図である。

【図２９】本発明の第１９実施形態であるプロセッシン
グスピーカシステムを示すブロック図である。

【図３０】本発明の第２０実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図３１】本発明の第２１実施形態である歪み除去装置
を示すブロック図である。

【図３２】本発明の第２２実施形態であるスピーカ用パ
ワーアンプを示すブロック図である。

【図３３】本発明の第２３実施形態であるスピーカ用マ
ルチプロセッサを示すブロック図である。

【図３４】本発明の第２４実施形態であるプロセッシン
グスピーカシステムを示すブロック図である。

【符号の説明】

１１ Ａ／Ｄ変換装置 １２ フレーム分割装置 １３ フーリエ変換装置 １４ 乗算器 １５ 第１の記憶装置 １６ 乗算加算器 １７ 第２の記憶装置 １８ 加算器 １９ 逆フーリエ変換装置 ２０ フレーム合成装置 ２１ Ｄ／Ａ変換装置 ２２ スピーカ ２７ 第３の記憶装置 ５０ プロセッシングスピーカシステム ６０ マルチプロセッサ １０，７０，９０，１１０，１３０，１７０，２１０，
２５０，２６０，３００，３１０， 歪み除去装置 ７１，９１，１１１，１３１，１７１，２１１，２５
１，２６１，３０１，３１１ 第１のフィルター ７２，９２，１１２，１３２，１７２，２１２，２５
２，２６２，３０２，３１２ 第２のフィルター １３３ ローパスフィルター １７３ バンドパスフィルター ２１３ ハイパスフィルター ２５３ プロセッサ

Claims (39)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】信号源とシステムの信号入力部との間に接
   続され、信号源から出力される信号に対して、前記シス
   テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
   システムの歪み除去装置であって、 信号源から出力された信号を部分的に重複させながら長
   さＮで分割して取り込むフレーム分割部と、 前記フレーム分割部で分割された時間領域の信号をフー
   リエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換
   部と、 周波数領域におけるＮ個の第１の係数とＮ×Ｎ個の第２
   の係数を記憶する記憶部と、 前記第１の係数と前記フーリエ変換部の出力信号に基づ
   く演算、及び前記第２の係数と前記フーリエ変換部の出
   力信号に基づく演算を行うことによって、該フーリエ変
   換部の出力信号から歪み成分を除去する演算部と、 前記演算部の出力信号を逆フーリエ変換して時間領域の
   信号に変換する逆フーリエ変換部と、 前記逆フーリエ変換部の出力信号の一部を順次連結して
   出力するフレーム合成部と、 を具備することを特長とする歪み除去装置。
2. 【請求項２】信号源とシステムの信号入力部との間に接
   続され、信号源から出力される信号に対して、前記シス
   テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
   システムの歪み除去装置であって、 信号源から出力された信号を部分的に重複させながら長
   さＮで分割して取り込むフレーム分割部と、 前記フレーム分割部で分割された時間領域の信号をフー
   リエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換
   部と、 周波数領域におけるＮ個の第１の係数を記憶する第１の
   記憶部と、 前記第１の係数と前記フーリエ変換部の出力信号とを用
   いて、（数１）の右辺第１項の乗算を行う第１の乗算器
   と、 【数１】 （但し、ｍ，ｍ１及びｍ２は離散化された周波数軸上の
   ポイントの数を表す整数値、Ｗ（ｍ）は周波数領域にお
   ける歪み除去装置の出力信号の第ｍ番目の周波数ポイン
   トの成分、Ｇ１（ｍ）は第１の係数、Ｘ（ｍ）は入力信
   号を離散化した後にフーリエ変換によって周波数領域へ
   変換した信号のｍ成分、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）は第２の係
   数、Ｘ（ｍ１）は入力信号を離散化した後にフーリエ変
   換によって周波数領域へ変換した信号のｍ１成分、Ｘ
   （ｍ２）は入力信号を離散化した後にフーリエ変換によ
   って周波数領域へ変換した信号のｍ２成分を表す。） 周波数領域におけるＮ×Ｎ個の第２の係数を記憶する第
   ２の記憶部と、 前記第２の係数と前記フーリエ変換部の出力信号とを用
   いて、（数１）の右辺第２項の乗算および加算を行う乗
   加算器と、 前記第１の乗算器の出力信号と前記乗加算器の出力信号
   とを加算する加算器と、 前記加算器の出力信号を逆フーリエ変換して時間領域の
   信号に変換する逆フーリエ変換部と、 前記逆フーリエ変換部の出力信号の一部を順次連結して
   出力するフレーム合成部と、を具備することを特長とす
   る歪み除去装置。
3. 【請求項３】信号源とシステムの信号入力部との間に接
   続され、信号源から出力される信号に対して、前記シス
   テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
   システムの歪み除去装置であって、 信号源から出力された信号を部分的に重複させながら長
   さＮで分割して取り込むフレーム分割部と、 前記フレーム分割部で分割された時間領域の信号をフー
   リエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換
   部と、 歪みを除去したいシステムの１次のインパルス応答の群
   遅延量と実質的に同等の遅延量を有するＮタップの遅延
   器のインパルス応答をフーリエ変換することにより求め
   られる周波数領域のタップを記憶した第３の記憶部と、 前記第３の記憶部に格納されているタップを読み出し
   て、前記フーリエ変換部の出力信号との乗算を行う第１
   の乗算器と、 周波数領域におけるＮ個の第１の係数を記憶する第１の
   記憶部と、 前記第１の係数と前記第１の乗算器の出力信号とを用い
   て（数１）の右辺第１項の乗算を行う第２の乗算器と、 【数２】 （但し、ｍ，ｍ１及びｍ２は離散化された周波数軸上の
   ポイントの数を表す整数値、Ｗ（ｍ）は周波数領域にお
   ける歪み除去装置の出力信号の第ｍ番目の周波数ポイン
   トの成分、Ｇ１（ｍ）は第１の係数、Ｘ（ｍ）は入力信
   号を離散化した後にフーリエ変換によって周波数領域へ
   変換した信号のｍ成分、Ｇ２（ｍ１，ｍ２）は第２の係
   数、Ｘ（ｍ１）は入力信号を離散化した後にフーリエ変
   換によって周波数領域へ変換した信号のｍ１成分、Ｘ
   （ｍ２）は入力信号を離散化した後にフーリエ変換によ
   って周波数領域へ変換した信号のｍ２成分を表す。） 周波数領域におけるＮ×Ｎ個の第２の係数を記憶する第
   ２の記憶部と、 前記第２の係数と前記第１の乗算器の出力信号とを用い
   て、（数１）の右辺第２項の乗算および加算を行う乗加
   算器と、 前記第２の乗算器の出力信号と前記乗加算器の出力信号
   とを加算する加算器と、 前記加算器の出力信号を逆フーリエ変換して時間領域の
   信号に変換する逆フーリエ変換部と、 前記逆フーリエ変換部の出力信号の一部を順次連結して
   出力する、フレーム合成部と、 を具備することを特長とする歪み除去装置。
4. 【請求項４】前記第２の記憶部は、周波数領域において
   表わされる２次元のＮ×Ｎの、第２の係数のうち、（数
   １１）で定義される領域の係数を記憶し、 【数３】 前記乗加算器は、前記定義された領域のみの第２の係数
   と前記フーリエ変換部の出力信号とを用いて、（数１
   ２）に示す演算を行う 【数４】 ことを特徴とする請求項２又は３に記載の歪み除去装
   置。
5. 【請求項５】請求項１乃至３のいずれかに記載の歪み除
   去装置を搭載したプロセッシングスピーカシステムであ
   って、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
   るスピーカであることを特徴とするプロセッシングスピ
   ーカシステム。
6. 【請求項６】請求項１乃至３のいずれかに記載の歪み除
   去装置を搭載したマルチプロセッサであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
   るスピーカであり、信号源と該スピーカを駆動するアン
   プ間に挿入されることを特徴とするマルチプロセッサ。
7. 【請求項７】請求項２又は３に記載の歪み除去装置の係
   数決定方法であって、 Ｎ個の数値列である第１の係数Ｇ１（ｍ）を求めるに
   は、 前記システムの１次の系の伝達関数を周波数領域におけ
   るポイント数Ｎ２の数値列として測定し、但し、Ｎ２≦
   Ｎ１＜Ｎであって、 前記周波数領域の数値列を逆フーリエ変換によって、時
   間領域におけるポイント数Ｎ２の数値列に変換し、 前記時間領域の数値列の最後尾に、Ｎ−Ｎ２個の０デー
   タを付加し、 前記０データを付加した長さＮの数値列をフーリエ変換
   によって、周波数領域におけるポイント数Ｎの数値列に
   変換し、 前記第１の係数として記憶部に格納するものとし、 Ｎ×Ｎ個の前記第２の係数Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を求める
   には、 前記システムの歪みを発生する２次の系の伝達関数を周
   波数領域におけるポイント数Ｎ３×Ｎ３の数値配列とし
   て測定し、但し、Ｎ３≦Ｎ１＜Ｎであって、 前記周波数領域の数値配列を２次元の逆フーリエ変換に
   よって、時間領域におけるポイント数Ｎ３×Ｎ３の数値
   配列に変換し、 前記時間領域の数値配列の最終端部に、行方向および列
   方向ともにＮ−Ｎ３個の０データを付加して、Ｎ×Ｎの
   数値配列とし、 前記０データを付加した、ポイント数Ｎ×Ｎの数値配列
   を２次元のフーリエ変換によって周波数領域におけるポ
   イント数Ｎ×Ｎの数値配列に変換し、 このＮ×Ｎの数値配列を前記第２の係数として記憶部に
   格納するものとすることを特徴とする歪み除去装置の係
   数の決定方法。
8. 【請求項８】 前記システムの１次の系の伝達関数のポ
   イント数Ｎ２と、前記システムの２次の系の伝達関数で
   ある配列の１辺のポイント数Ｎ３との大きい方の値は、
   前記フレーム分割部におけるフレームのオーバーラップ
   長（Ｎ１−１）を定義するタップ長Ｎ１に等しく、 タップ長Ｎ１は、Ｎ１＝Ｎ／２の関係にあることを特徴
   とする請求項７に記載の歪み除去送致の係数の決定方
   法。
9. 【請求項９】信号源とシステムの信号入力部との間に接
   続され、信号源から出力される信号に対してローパスフ
   ィルタの特性を付加するとともに、前記システムで発生
   する歪み成分を補償する信号処理を行う前記システムの
   歪み除去装置であって、 信号源から出力されたアナログ信号をディジタル信号に
   変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して１次元の畳み込み
   演算を行う第１のフィルタと、 前記ディジタル信号に対して２次元の畳み込み演算を行
   う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
   出力信号とを加算する加算器と、 前記加算器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
   変換器とを具備し、 ｍを周波数軸上のポイント数を表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を周波数軸上のポイント数を表わす整数
   値であって、前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２また
   はｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの1次の系の伝達特性を周波
   数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１、ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
   及び混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現
   した値とすると、 前記第１のフィルタの伝達特性Ｇ１Ｌ（ｍ）は、 前記ローパスフィルタの特性Ｌ（ｍ）と任意に決定でき
   る１次の伝達特性Ｇ１（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１
   （ｍ）Ｌ（ｍ）であり、 前記第２のフィルタの伝達特性Ｇ２Ｌ（ｍ１，ｍ２）
   は、（数１６）によって表わされる特性である 【数５】 ことを特徴とする歪み除去装置。
10. 【請求項１０】前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎ
    の２次元のディジタルフィルタであって、 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数に対応する周
    波数軸上のポイント数をｍｃとすると、 ｍｃがＮ／４以下である場合に、前記第２のフィルタ
    は、（数１７）、（数１８）で示される領域のみのタッ
    プについて実質的な演算を行う 【数６】 【数７】 ことを特徴とする請求項９に記載の歪み除去装置。
11. 【請求項１１】 前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×
    Ｎの２次元のディジタルフィルタであって、 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数に対応する周
    波数軸上のポイント数をｍｃとすると、 ｍｃがＮ／４よりも大きい場合に、前記第２のフィルタ
    は、（数１９）〜（数２１）で示される領域のみのタッ
    プについて実質的な演算を行う 【数８】 【数９】 【数１０】 ことを特徴とする請求項９記載の歪み除去装置。
12. 【請求項１２】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対してバンドパ
    スフィルタの特性を付加するとともに、前記システムで
    発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記システ
    ムの歪み除去装置であって、 信号源から出力されたアナログ信号をディジタル信号に
    変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して１次元の畳み込み
    演算を行う第１のフィルタと、 前記ディジタル信号に対して２次元の畳み込み演算を行
    う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
    出力信号とを加算する加算器と、 前記加算器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
    変換器とを具備し、 ｍを周波数軸上のポイント数を表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を周波数軸上のポイント数を表わす整数
    値であって、前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２また
    はｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの1次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１、ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    及び混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現
    した値とすると、 前記第１のフィルタの伝達特性Ｇ１Ｂ（ｍ）は、 前記バンドパスフィルタの特性Ｂ（ｍ）と任意に決定で
    きる１次の伝達特性Ｇ１（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ
    １（ｍ）Ｂ（ｍ）であり、 前記第２のフィルタの伝達特性Ｇ２Ｌ（ｍ１，ｍ２）
    は、（数２４）によって表わされる特性である 【数１１】 ことを特徴とする歪み除去装置。
13. 【請求項１３】前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎ
    の２次元のディジタルフィルタであって、 前記バンドパスフィルタの高域側のカットオフ周波数に
    対応する周波数軸上のポイント数をｍｃｈとし、前記バ
    ンドパスフィルタの低域側のカットオフ周波数に対応す
    る周波数軸上のポイント数をｍｃｌとすると、 ｍｃｈがＮ／４以下である場合に、前記第２のフィルタ
    は、（数２５）及び（数２６）で示される領域のみのタ
    ップについて実質的な演算を行う 【数１２】 【数１３】 ことを特徴とする請求項１２に記載の歪み除去装置。
14. 【請求項１４】前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎ
    の２次元のディジタルフィルタであって、 前記バンドパスフィルタの高域側のカットオフ周波数に
    対応する周波数軸上のポイント数をｍｃｈとし、前記バ
    ンドパスフィルタの低域側のカットオフ周波数に対応す
    る周波数軸上のポイント数をｍｃｌとすると、 ｍｃｈがＮ／４よりも大きい場合に、前記第２のフィル
    タは、（数２７）〜（数２９）で示される領域のみのタ
    ップについて実質的な演算を行う 【数１４】 【数１５】 【数１６】 ことを特徴とする請求項１２記載の歪み除去装置。
15. 【請求項１５】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対してハイパス
    フィルタの特性を付加するとともに、前記システムで発
    生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記システム
    の歪み除去装置であって、 信号源から出力されたアナログ信号をディジタル信号に
    変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号に対して１次元の畳み込み
    演算を行う第１のフィルタと、 前記ディジタル信号に対して２次元の畳み込み演算を行
    う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と、前記第２のフィルタ
    の出力信号とを加算する加算器と、 前記加算器の出力信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ
    変換器とを具備し、 ｍを周波数軸上のポイント数を表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を周波数軸上のポイント数を表わす整数
    値として前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２またはｍ
    ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの1次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１、ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    及び混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表現
    した値とすると、 前記第１のフィルタの伝達特性Ｇ１Ｆ（ｍ）は、 前記ハイパスフィルタの特性Ｆ（ｍ）と任意に決定でき
    る１次の伝達特性Ｇ１（ｍ）とを掛け合わせた特性Ｇ１
    （ｍ）Ｆ（ｍ）であり、 前記第２のフィルタの伝達特性Ｇ２Ｈ（ｍ１，ｍ２）
    は、（数３２）によって表わされる特性である 【数１７】 ことを特徴とする歪み除去装置。
16. 【請求項１６】前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎ
    の２次元のディジタルフィルタであって、 前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数に対応する周
    波数軸上のポイント数をｍｃとすると、 前記第２のフィルタは、（数３３）〜（数３５）で示さ
    れる領域のみのタップについて実質的な演算を行う 【数１８】 【数１９】 【数２０】 ことを特徴とする請求項１５に記載の歪み除去装置。
17. 【請求項１７】請求項９、１２、１５のいずれかに記載
    の歪み除去装置を搭載したプロセッシングスピーカシス
    テムであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであることを特徴とするプロセッシングスピ
    ーカシステム。
18. 【請求項１８】請求項９、１２、１５のいずれかに記載
    の歪み除去装置を搭載したマルチプロセッサであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであり、信号源と該スピーカを駆動するアン
    プ間に挿入されることを特徴とするマルチプロセッサ。
19. 【請求項１９】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対して前記シス
    テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
    システムの歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第２のフィルタの出力信号が入力されるローパスフ
    ィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記ローパスフィルタ
    の出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数が、前記シス
    テムの再生周波数帯域上限以下の周波数であることを特
    徴とする歪み除去装置。
20. 【請求項２０】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対して前記シス
    テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
    システムの歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
    出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記信号源からの入力信号を周波数領域で表現した値を
    Ｘ（ｍ）とし、 ｍを周波数のポイントを表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２
    またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの１次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    および混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表
    現した値とし、 Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特性を周波数領
    域で表現した値とし、 Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を前記第２のフィルタの２次の系の
    伝達特性を周波数領域で表現した値とし、 ｍｃを前記システムの１次の系の伝達特性の高域側のカ
    ットオフ周波数に対応する整数値とすると、 前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
    ジタルフィルタであって、前記入力信号Ｘ（ｍ）に対す
    る伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を（数９）によって表わ
    される特性とし、かつ（数３６）によって表わされる領
    域のみで入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力し、
    （数３６）以外の領域を遮断する 【数２１】 【数２２】 ことを特徴とする歪み除去装置。
21. 【請求項２１】前記第２のフィルタは、（数３７）によ
    って表わされる領域のみで実質的に畳み込み演算を行う 【数２３】 ことを特徴とする請求項２０に記載の歪み除去装置。
22. 【請求項２２】前記第１のフィルタの１次元のタップ、
    および、前記第２のフィルタの２次元のタップを設定す
    るに際し、 前記システムの１次の系の伝達特性Ｈ１（ｍ）および２
    次の系の伝達特性Ｈ２（ｍ１，ｍ２）の成分における
    （数３８）によって表わされる領域のみで前記伝達関数
    を測定する 【数２４】 ことを特徴とする請求項２１に記載の歪み除去装置。
23. 【請求項２３】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対して前記シス
    テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
    システムの歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第２のフィルタの出力信号が入力されるバンドパス
    フィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記バンドパスフィル
    タの出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記バンドパスフィルタの低域側カットオフ周波数が、
    前記システムの再生周波数帯域下限以上の周波数であっ
    て、 前記バンドパスフィルタの高域側カットオフ周波数が、
    前記システムの再生周波数帯域上限以下の周波数である
    ことを特徴とする歪み除去装置。
24. 【請求項２４】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対して前記シス
    テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
    システムの歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、前記信号源からの信号に対して
    ２次元の畳み込み演算を行う第２のフィルタと 、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
    出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記信号源からの入力信号を周波数領域で表現した値を
    Ｘ（ｍ）とし、 ｍを周波数のポイントを表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２
    またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの１次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    および混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表
    現した値とし、 Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特性を周波数領
    域で表現した値とし、 Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を前記第２のフィルタの伝達特性を
    周波数領域で表現した値とし、 ｍｃを前記システムの１次の系の伝達特性の高域側のカ
    ットオフ周波数に対応する整数値とすると、 前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
    ジタルフィルタであって、前記入力信号Ｘ（ｍ）に対す
    る伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を（数９）によって表わ
    される特性とし、かつ（数３９）によって表わされる領
    域のみで入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力し、
    （数３９）以外の領域を遮断する 【数２５】 【数２６】 ことを特徴とする歪み除去装置。
25. 【請求項２５】前記第２のフィルタは、（数４０）によ
    って表わされる領域のみで実質的に畳み込み演算を行う 【数２７】 ことを特徴とする請求項２４記載の歪み除去装置。
26. 【請求項２６】前記第１のフィルタの１次元のタップ、
    および、前記第２のフィルタの２次元のタップを設定す
    るに際し、 前記システムの１次の系の伝達特性Ｈ１（ｍ）および２
    次の系の伝達特性Ｈ２（ｍ１，ｍ２）の成分における
    （数４１）によって表わされる領域のみで前記伝達関数
    を測定する 【数２８】 ことを特徴とする請求項２５に記載の歪み除去装置。
27. 【請求項２７】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対して前記シス
    テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
    システムの歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第２のフィルタの出力信号が入力されるハイパスフ
    ィルタと、前記第１のフィルタの出力信号と前記ハイパ
    スフィルタの出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記ハイパスフィルタのカットオフ周波数が、前記シス
    テムの再生周波数帯域下限以上の周波数ｍｃであること
    を特徴とする歪み除去装置。
28. 【請求項２８】信号源とシステムの信号入力部との間に
    接続され、信号源から出力される信号に対して前記シス
    テムで発生する歪み成分を補償する信号処理を行う前記
    システムの歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
    出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記信号源からの入力信号を周波数領域で表現した値を
    Ｘ（ｍ）とし、 ｍを周波数のポイントを表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２
    またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの１次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    および混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表
    現した値とし、 Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特性を周波数領
    域で表現した値とし、 Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を前記第２のフィルタの伝達特性を
    周波数領域で表現した値とし、 ｍｃを前記システムの１次の系の伝達特性の高域側のカ
    ットオフ周波数に対応する整数値とすると、 前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
    ジタルフィルタであって、前記入力信号Ｘ（ｍ）に対す
    る伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を（数９）によって表わ
    される特性とし、かつ（数４２）によって表わされる領
    域のみで入力信号Ｘ（ｍ）を畳み込み演算して出力し、
    （数４２）以外の領域を遮断する 【数２９】 【数３０】 ことを特徴とする歪み除去装置。
29. 【請求項２９】前記第２のフィルタは、（数４３）によ
    って表わされる領域のみで実質的に畳み込み演算を行う 【数３１】 ことを特徴とする請求項２８に記載の歪み除去装置。
30. 【請求項３０】前記第１のフィルタの１次元のタップ、
    および、前記第２のフィルタの２次元のタップを設定す
    るに際し、前記システムの１次の系の伝達特性Ｈ１
    （ｍ）および２次の系の伝達特性Ｈ２（ｍ１，ｍ２）の
    成分における（数４４）によって表わされる領域のみで
    前記伝達関数を測定する 【数３２】 ことを特徴とする請求項２９に記載の歪み除去装置。
31. 【請求項３１】請求項１９、２０、２３、２４、２７、
    ２８のいずれかに記載の歪み除去装置を搭載したプロセ
    ッシングスピーカシステムであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであることを特徴とするプロセッシングスピ
    ーカシステム。
32. 【請求項３２】請求項１９、２０、２３、２４、２７、
    ２８のいずれかに記載の歪み除去装置を搭載したマルチ
    プロセッサであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであり、信号源と該スピーカを駆動するアン
    プ間に挿入されることを特徴とするマルチプロセッサ。
33. 【請求項３３】システムの前段にプロセッサを設け、信
    号源と前記プロセッサの信号入力部との間に挿入され、
    前記システムで発生する歪み成分補償の信号処理を行う
    歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
    出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記信号源からの入力信号を周波数領域で表現した値を
    Ｘ（ｍ）とし、 ｍを周波数のポイントを表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２
    またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの１次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    および混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表
    現した値とし、 Ｅ（ｍ）を前記プロセッサの伝達特性を周波数領域で表
    現した値とし、 Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特性を周波数領
    域で表現した値とし、 Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を前記第２のフィルタの伝達特性を
    周波数領域で表現した値とすると、 前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
    ジタルフィルタであって、（数４８）によって表わされ
    る２次元の伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）で入力信号Ｘ
    （ｍ）を畳み込み演算して出力する 【数３３】 ことを特徴とする歪み除去装置。
34. 【請求項３４】前記プロセッサの伝達特性Ｅ（ｍ）を検
    出する検出部と、 検出された前記伝達特性Ｅ（ｍ）を用いて、前記第２の
    フィルタの伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を更新するタッ
    プ更新部とを更に具備することを特徴とする請求項３３
    に記載の歪み除去装置。
35. 【請求項３５】システムの前段にプロセッサを設け、信
    号源と前記プロセッサの信号入力部との間に挿入され、
    前記システムおよび前記プロセッサで発生する歪み成分
    補償の信号処理を行う歪み除去装置であって、 前記信号源からの信号に対して１次元の畳み込み演算を
    行う第１のフィルタと、 前記信号源からの信号に対して２次元の畳み込み演算を
    行う第２のフィルタと、 前記第１のフィルタの出力信号と前記第２のフィルタの
    出力信号とを加算する加算器とを具備し、 前記信号源からの入力信号を周波数領域で表現した値を
    Ｘ（ｍ）とし、 ｍを周波数のポイントを表わす整数値とし、 ｍ１およびｍ２を前記整数値ｍに対してｍ＝ｍ１＋ｍ２
    またはｍ＝｜ｍ１−ｍ２｜を満足する値とし、 Ｈ１（ｍ）を前記システムの１次の系の伝達特性を周波
    数領域で表現した値とし、 Ｈ２（ｍ１，ｍ２）を前記システムの２次の高調波歪み
    および混変調歪みの伝達特性を２次元の周波数領域で表
    現した値とし、 Ａ１（ｍ）を前記プロセッサの１次の系の伝達特性を周
    波数領域で表現した値とし、 Ａ２（ｍ１，ｍ２）を前記プロセッサの２次の系の伝達
    特性を周波数領域で表現した値とし、 Ｇ１（ｍ）を前記第１のフィルタの伝達特性を周波数領
    域で表現した値とし、 Ｇ２（ｍ１，ｍ２）を前記第２のフィルタの伝達特性を
    周波数領域で表現した値とすると、 前記第２のフィルタは、タップ長Ｎ×Ｎの２次元のディ
    ジタルフィルタであって、（数５２）によって表わされ
    る２次元の伝達特性Ｇ２（ｍ１，ｍ２）で入力信号Ｘ
    （ｍ）を畳み込み演算して出力する 【数３４】 ことを特徴とする歪み除去装置。
36. 【請求項３６】前記プロセッサの伝達特性Ａ１（ｍ）を
    検出する検出部と、 あらかじめ測定された前記プロセッサの歪みの伝達特性
    Ａ２（ｍ１，ｍ２）を記憶する記憶部と、 前記検出部の出力信号がおよび前記記憶部からのの出力
    信号が入力され、前記第２のフィルタの伝達特性Ｇ２
    （ｍ１，ｍ２）を更新するタップ更新部とを更に具備す
    ることを特徴とする請求項３５に記載の歪み除去装置。
37. 【請求項３７】請求項３３又は３５に記載の歪み除去装
    置を搭載したマルチプロセッサであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであり、信号源と該スピーカを駆動するアン
    プ間に挿入されることを特徴とするマルチプロセッサ。
38. 【請求項３８】請求項３３又は３５に記載の歪み除去装
    置を搭載したアンプであって、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであり、該スピーカを駆動することを特徴と
    するアンプ。
39. 【請求項３９】請求項３３又は３５に記載の歪み除去装
    置を搭載したプロセッシングスピーカシステムであっ
    て、 前記歪みを発生するシステムがオーディオ信号を再生す
    るスピーカであることを特徴とするプロセッシングスピ
    ーカシステム。