JPH1155944A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 同期整流型のスイッチング電源装置に関し、
スイッチング損失を低減して効率を向上する。 【解決手段】 入力電圧Ｖｉｎによる電流をオン，オフ
するダイオードＤ１並列接続のメインスイッチＳＷ１
と、平滑用コンデンサＣ２への充電電流をオン，オフす
るダイオードＤ２並列接続の同期整流スイッチＳＷ２
と、メインスイッチＳＷ１に並列に接続したコンデンサ
Ｃ３と、メインスイッチＳＷ１のオン期間に蓄積された
トランス等のリアクトルへの励磁エネルギーの放出によ
る前記充電電流が零となった後に、逆方向に流れる電流
を検出する電流検出器ＣＤＴと、メインスイッチＳＷ１
をオフと共に同期整流スイッチＳＷ２をオンとし、電流
検出器ＣＤＴの検出信号ｄｔにより同期整流スイッチＳ
Ｗ２をオフとし、その後、メインスイッチＳＷ１の両端
の電圧が零にった以降にメインスイッチＳＷ１をオンと
する構成の制御回路ＣＯＮＴとを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期整流方式を適
用したスイッチング電源装置に関する。入力電圧を所望
の出力電圧とし且つ安定化して負荷に供給するスイッチ
ング電源装置は、既に各種の構成が提案されて実用化さ
れている。このようなスイッチング電源装置の効率を一
層向上することが要望されている。

【０００２】

【従来の技術】図９は従来例のフライバックコンバータ
構成の説明図であり、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎを、
トランスＴの一次巻線Ｎ１にメインスイッチＳＷによっ
てオン，オフして印加し、二次巻線Ｎ２に誘起した電圧
を整流用のダイオードＤによって整流し、平滑用コンデ
ンサＣ２によって平滑化し、図示の極性の出力電圧Ｖｏ
ｕｔを制御回路ＣＯＮＴに於いて検出し、設定基準電圧
と比較して誤差分が零に近づくように、メインスイッチ
ＳＷのオン期間を駆動信号Ｐ１によって制御するもので
ある。又メインスイッチＳＷは、バイポーラトランジス
タや電界効果トランジスタ等によって構成され、又Ｃ１
は入力側のコンデンサである。

【０００３】図１０は従来例の動作説明図であり、Ｉｎ
２はトランスＴの二次巻線Ｎ２に流れる電流、Ｐ１はメ
インスイッチＳＷの駆動信号、Ｉｎ１はトランスＴの一
次巻線Ｎ１に流れる電流、Ｖｓｗ１はメインスイッチＳ
Ｗに印加される電圧を示す。又Ｔｏｆｆはメインスイッ
チＳＷのオフ期間、ＴｏｎはメインスイッチＳＷのオン
期間を示す。

【０００４】ハイレベルの駆動信号Ｐ１によりメインス
イッチＳＷがオンとなると、メインスイッチＳＷに印加
される電圧Ｖｓｗ１は零となる。又入力電圧Ｖｉｎによ
る電流Ｉｎ１がトランスＴの一次巻線Ｎ１に流れて、励
磁エネルギーとして蓄積され、その時、トランスＴの二
次巻線Ｎ２に誘起される電圧は、整流用ダイオードＤの
逆方向電圧となる。従って、メインスイッチＳＷのオン
期間Ｔｏｎには、二次巻線Ｎ２の電流Ｉｎ２は零とな
る。

【０００５】次に、ローレベルの駆動信号Ｐ１によりメ
インスイッチＳＷがオフとなると、トランスＴの一次巻
線Ｎ１に流れる電流Ｉｎ１は零となり、メインスイッチ
ＳＷに印加される電圧Ｖｓｗ１は、入力電圧Ｖｉｎにト
ランスＴの一次巻線Ｎ１に発生するフライバック電圧を
加算した値となる。又トランスＴの二次巻線Ｎ２に誘起
した電圧は整流用ダイオードＤの順方向となる。それに
よって、トランスＴの二次巻線Ｎ２に整流用ダイオード
Ｄを介して電流Ｉｎ２が流れる。従って、メインスイッ
チＳＷのオフ期間Ｔｏｆｆに、二次巻線Ｎ２に電流Ｉｎ
２が流れ、負荷電流及び平滑用コンデンサＣ２の充電電
流となり、メインスイッチＳＷがオンとなると、トラン
スＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧が反転するから、整流用
ダイオードＤに逆方向電圧として印加され、電流Ｉｎ２
は零となる。

【０００６】図１１は従来例のブーストコンバータ構成
及びバックブーストコンバータ構成の説明図であり、
（Ａ）はブーストコンバータ構成のスイッチング電源装
置の要部を示し、Ｃ１は入力側のコンデンサ、Ｌはリア
クトル、ＳＷはメインスイッチ、Ｄはダイオード、Ｃ２
は平滑用コンデンサ、ＣＯＮＴは制御回路、Ｖｉｎは入
力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧である。

【０００７】リアクトルＬとダイオードＤとを入力端子
と出力端子との間に直列的に接続し、その接続点にメイ
ンスイッチＳＷを接続した構成であり、制御回路ＣＯＮ
ＴによりメインスイッチＳＷをオンとすると、図示の極
性の入力電圧Ｖｉｎは、リアクトルＬに直接的に印加さ
れて電流が流れ、励磁エネルギーがリアクトルＬに蓄積
される。又平滑用コンデンサＣ２の充電電圧は、ダイオ
ードＤに対して逆方向電圧として印加されるから、オン
状態のメインスイッチＳＷを介して放電することを阻止
している。

【０００８】次に、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに蓄積された励磁エネルギーによっ
て、電流の連続性を維持する方向の電圧が発生し、この
電圧は入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオードＤを介し
て平滑用コンデンサＣ２に印加されて充電される。従っ
て、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎ
にリアクトルＬによる電圧を加算した値となる。この出
力電圧Ｖｏｕｔを制御回路ＣＯＮＴによって検出し、設
定した一定の出力電圧Ｖｏｕｔとなるように、メインス
イッチＳＷのオン期間を制御することになる。

【０００９】又図１１の（Ｂ）は、バックブーストコン
バータ構成のスイッチング電源装置の要部を示し、
（Ａ）と同一符号は同一の名称部分を示し、入力端子と
出力端子との間に、メインスイッチＳＷとダイオードＤ
とを直列的に接続し、その接続点にリアクトルＬを接続
した構成であり、制御回路ＣＯＮＴは、図示の極性の出
力電圧Ｖｏｕｔを検出して、設定した電圧となるよう
に、メインスイッチＳＷのオン，オフを制御する。この
メインスイッチＳＷをオンとすると、図示の極性の入力
電圧ＶｉｎはリアクトルＬに印加されて電流が流れ、励
磁エネルギーが蓄積される。その時、ダイオードＤには
逆方向電圧が印加される。

【００１０】そして、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性を維持する為に
電圧が誘起し、ダイオードＤに順方向電圧が印加される
ことになる。このダイオードＤを介してリアクトルＬを
流れる電流により平滑用コンデンサＣ２が図示の極性
（図１１の（Ａ）の場合と反対極性）に充電されて、そ
の両端の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。この構成のス
イッチング電源装置は、昇圧型又は降圧型の何れの構成
とすることも可能である。

【００１１】図１２は従来例の同期整流型フライバック
コンバータ構成の説明図であり、図９と同一符号は同一
部分を示し、ＳＷ１はメインスイッチ、ＳＷ２は同期整
流スイッチを示す。メインスイッチＳＷ１は、図９に於
けるメインスイッチＳＷと同様に、制御回路ＣＯＮＴか
らの駆動信号Ｐ１によってオン，オフが制御され、又ト
ランスＴの二次巻線Ｎ２に接続された同期整流スイッチ
ＳＷ２は、駆動信号Ｐ１を反転した信号に相当する駆動
信号Ｐ２によってオン，オフが制御される。

【００１２】図１３は従来例の動作説明図であり、Ｐ１
はメインスイッチＳＷ１の駆動信号、Ｐ２は同期整流ス
イッチＳＷ２の駆動信号、Ｉｎ２はトランスＴの二次巻
線Ｎ２に流れる電流、Ｖｓｗ２は同期整流スイッチＳＷ
２に印加される電圧を示す。又Ｔｏｎ１，Ｔｏｆｆ１は
メインスイッチＳＷ１のオン期間及びオフ期間、Ｔｏｎ
２，Ｔｏｆｆ２は同期整流スイッチＳＷ２のオン期間及
びオフ期間を示す。

【００１３】駆動信号Ｐ１によりメインスイッチＳＷ１
をオンとした時、同期整流スイッチＳＷ２はオフである
から、トランスＴの二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉｎ２は
零となり、同期整流スイッチＳＷ２には、トランスＴの
二次巻線Ｎ２に誘起した電圧が印加される。次にメイン
スイッチＳＷ１をオフとした時、同期整流スイッチＳＷ
２をオンとするもので、その時に、トランスＴの二次巻
線Ｎ２の誘起電圧によって同期整流スイッチＳＷ２を介
して電流Ｉｎ２が流れ、平滑用コンデンサＣ２を充電
し、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔが図示を省略した負
荷に印加される。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】トランスＴの二次巻線
Ｎ２に整流用ダイオードＤを接続した従来例に於いて、
メインスイッチＳＷのターンオン時及びターンオフ時
に、流れる電流Ｉｎ１と印加される電圧Ｖｓｗ１とが時
間的に重なることによる損失が発生する。又整流用ダイ
オードＤの順方向に電流が流れる時、順方向電圧が零で
ないことにより損失が発生する。特に、出力電流容量が
大きいスイッチング電源装置に於いては、ダイオードの
順方向電圧による損失が大きく、効率が低くなる問題が
あった。

【００１５】そこで、図１２に示すような同期整流型の
構成が提案されている。この場合の同期整流スイッチＳ
Ｗ２は、トランスＴの二次巻線Ｎ２に電流が流れる時の
順方向電圧を零又はそれに近い値とすることができる。
従って、損失を低減することができるものである。しか
し、メインスイッチＳＷ１と同期整流スイッチＳＷ２と
のスイッチング損失は比較的大きく、高効率のスイッチ
ング電源装置を構成することは困難であった。本発明
は、同期整流型に於けるスイッチング損失を低減して効
率を向上させることを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、（１）入力端子間に接続した入力側コンデン
サＣ１と、出力端子間に接続した平滑用コンデンサＣ２
と、入力電圧Ｖｉｎによる電流をオン，オフするダイオ
ード並列接続のメインスイッチＳＷ１と、平滑用コンデ
ンサＣ２への充電電流をオン，オフするダイオード並列
接続の同期整流スイッチＳＷ２と、出力電圧Ｖｏｕｔを
検出してメインスイッチＳＷ１及び同期整流スイッチＳ
Ｗ２を制御する制御回路ＣＯＮＴとを含むスイッチング
電源装置に於いて、メインスイッチＳＷ１に並列接続し
たコンデンサＣ３と、同期整流スイッチＳＷ２がオンの
期間にトランスＴ等のリアクトルの励磁エネルギーによ
る平滑用コンデンサＣ２への充電電流が流れた後、逆方
向に流れる電流を検出する電流検出器ＣＤＴと、メイン
スイッチＳＷ１をオフとすると共に同期整流スイッチＳ
Ｗ２をオンとし、電流検出器ＣＤＴの検出信号ｄｔによ
り同期整流スイッチＳＷ２をオフとした後、メインスイ
ッチＳＷ１の両端の電圧が零になった以降にメインスイ
ッチＳＷ１をオンとする構成の制御回路ＣＯＮＴとを備
えている。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、フライバックコンバータ構成に適用し
た場合を示し、Ｃ１〜Ｃ３はコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２は
ダイオード、ＳＷ１はメインスイッチ、ＳＷ２は同期整
流スイッチ、Ｔはトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二
次巻線、ＣＤＴは電流検出器、ＣＯＮＴは制御回路であ
る。

【００１８】メインスイッチＳＷ１と並列にダイオード
Ｄ１とコンデンサＣ３とを接続し、同期整流スイッチＳ
Ｗ２と並列にダイオードＤ２を接続する。この場合、ダ
イオードＤ１は入力電圧Ｖｉｎが逆方向電圧として印加
される極性に接続し、又ダイオードＤ２は出力電圧Ｖｏ
ｕｔが逆方向電圧として印加される極性に接続する。又
トランスＴの二次巻線Ｎ２に矢印方向の電流Ｉｎ２が流
れるが、電流検出器ＣＤＴにより矢印と反対方向に流れ
る電流を検出して、その検出信号ｄｔを制御回路ＣＯＮ
Ｔに加える。

【００１９】制御回路ＣＯＮＴは、出力電圧Ｖｏｕｔを
検出して、メインスイッチＳＷ１のオン，オフを駆動信
号Ｐ１によって制御すると共に、同期整流スイッチＳＷ
２のオン，オフを駆動信号Ｐ２によって制御し、入力電
圧Ｖｉｎ及び負荷電流の変動に対しても、出力電圧Ｖｏ
ｕｔを一定化する。この時、電流検出器ＣＤＴからの検
出信号ｄｔを用いて、同期整流スイッチＳＷ２のターン
オフのタイミングを制御し、又同期整流スイッチＳＷ２
をターンオフさせる為の駆動信号Ｐ２の立下りから所定
の遅延時間Ｔｄ４後に、メインスイッチＳＷ１をターン
オンさせる為の駆動信号Ｐ１をハイレベル“Ｈ”とす
る。それによって、メインスイッチＳＷ１及び同期整流
スイッチＳＷ２を零電圧状態でスイッチング制御するこ
とができ、スイッチング損失を低減できる。

【００２０】図２は本発明の第１の実施の形態の動作説
明図であり、図１に於ける二次巻線Ｎ２の電流Ｉｎ２、
駆動信号Ｐ２，Ｐ１、一次巻線Ｎ１の電流Ｉｎ１、ダイ
オードＤ１及びメインスイッチＳＷ１を介して流れる電
流Ｉｒ１、メインスイッチＳＷ１を流れる電流Ｉｓｗ
１、メインスイッチＳＷ１の印加電圧Ｖｓｗ１との一例
の波形を示す。

【００２１】駆動信号Ｐ１をハイレベル“Ｈ”からロー
レベル“Ｌ”に、又駆動信号Ｐ２をローレベル“Ｌ”か
らハイレベル“Ｈ”に変化させると、メインスイッチＳ
Ｗ１はオフ、同期整流スイッチＳＷ２はオンとなり、メ
インスイッチＳＷ１のオン期間Ｔｏｎ１に流れた電流Ｉ
ｎ１によって蓄積された励磁エネルギーにより、トラン
スＴの二次巻線Ｎ２に電圧が誘起し、同期整流スイッチ
ＳＷ２を介して電流Ｉｎ２が流れて、平滑用コンデンサ
Ｃ２が充電される。

【００２２】又トランスＴの一次巻線Ｎ１の電流Ｉｎ１
は、メインスイッチＳＷ１のオフ後もコンデンサＣ３を
介して継続して流れることにより、ターンオフ時のサー
ジ電圧を抑圧し、その電流Ｉｎ１はＴｄ３の期間後に零
となる。又同期整流スイッチＳＷ２のオン期間Ｔｏｎ２
に於いて、トランスＴの励磁エネルギーの放出に従って
電流Ｉｎ２は減少して零となり、その後は、平滑用コン
デンサＣ２の充電電荷の放電により、同期整流スイッチ
ＳＷ２を介して逆方向に流れる。この逆方向の電流値Ｉ
ｋを電流検出器ＣＤＴにより検出した検出信号ｄｔを制
御回路ＣＯＮＴに加えるもので、それにより、駆動信号
Ｐ２をローレベル“Ｌ”とし、同期整流スイッチＳＷ２
をオフとする。

【００２３】この同期整流スイッチＳＷ２のターンオフ
により、電流Ｉｎ２は零となり、トランスＴの一次巻線
Ｎ１の誘起電圧により、コンデンサＣ３の電荷が入力側
コンデンサＣ１側にＴｄ１の期間、電流Ｉｎ１の負方向
として示すように帰還され、放電完了により、メインス
イッチＳＷ１の印加電圧Ｖｓｗ１は零となる。その後
は、ダイオードＤ１を介して電流Ｉｎ１が流れる。この
場合、コンデンサＣ３は、メインスイッチＳＷ１のター
ンオフ時にサージ電圧吸収用として充電され、同期整流
スイッチＳＷ２のターンオフ時に入力側コンデンサＣ１
方向へ充電電荷を帰還するから、コンデンサＣ３は無損
失の構成となる。

【００２４】次に、メインスイッチＳＷ１の両端の電圧
Ｖｓｗ１が零となった後、Ｔｄ２の期間中に駆動信号Ｐ
１をハイレベル“Ｈ”とする。それによって、メインス
イッチＳＷ１はオンとなり、電流Ｉｓｗ１，Ｉｒ１，Ｉ
ｎ１はそれぞれ矢印方向に流れる。制御回路ＣＯＮＴ
は、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する為のオン期間Ｔｏｎ
１後に、駆動信号Ｐ１をローレベル“Ｌ”とし、且つ駆
動信号Ｐ２をハイレベル“Ｈ”として、メインスイッチ
ＳＷ１をオフ、同期整流スイッチＳＷ２をオンとする。

【００２５】前述のように、メインスイッチＳＷ１は、
並列に接続したコンデンサＣ３と、同期整流スイッチＳ
Ｗ２をオフとした後、Ｔｄ１＋Ｔｄ２＝Ｔｄ４の期間後
にターンオンさせる構成とにより、その印加電圧Ｖｓｗ
１が零電圧の時に、ターンオフ及びターンオンさせるこ
とができ、スイッチング損失を低減することができる。
そして、コンデンサＣ３の充放電による損失もないこと
から、スイッチング電源装置の効率を向上させることが
できる。

【００２６】図３はスイッチの説明図であり、（Ａ）は
前述のメインスイッチＳＷ１及び同期整流スイッチＳＷ
２に対応するスイッチの構成を示し、端子ａ，ｂと制御
端子ｃとを有し、制御端子ｃに駆動信号を加えることに
より、端子ａ，ｂ間のオン，オフを制御する構成であ
り、並列にダイオードｄを接続している。

【００２７】このような構成は、（Ｂ）に示す電界効果
トランジスタによって容易に実現できるものであり、ダ
イオードｄは点線で示すように、電界効果トランジスタ
の寄生ダイオードに相当するものである。なお、ｎチャ
ネル電界効果トランジスタの場合を示し、制御端子ｃに
相当するゲートに加える駆動信号をハイレベル“Ｈ”と
した時にオン、ローレベル“Ｌ”とした時にオフとな
る。なお、ｐチャネル電界効果トランジスタ等の他のス
イッチング素子を用いることも可能であり、又寄生ダイ
オードがないスイッチング素子を用いる場合は、ダイオ
ードを並列接続することになる。

【００２８】図４は電流検出器の説明図であり、（Ａ）
はカレントトランスＣＴを用いた場合を示し、Ｒ１，Ｒ
２は抵抗、Ｄｃはダイオードである。例えば、矢印方向
に電流が流れた時に、検出信号ｄｔが出力される構成と
して、図１の電流検出器ＣＤＴに適用した場合、図２の
電流Ｉｎ２の負方向の電流を矢印方向とし、正方向の電
流Ｉｎ２に対しては検出信号ｄｔは出力されないが、負
方向の電流Ｉｋを検出した時に検出信号ｄｔを出力する
ものである。なお、流れる電流の正負方向に対応した極
性の検出信号ｄｔを出力する構成とすることも可能であ
る。

【００２９】又（Ｂ）は演算増幅器ＯＰＡを用いた場合
を示し、Ｒ３〜Ｒ７は抵抗である。矢印方向に電流が抵
抗Ｒ３を流れると、その抵抗Ｒ３の両端の電圧に対応し
た検出信号ｄｔが演算増幅器ＯＰＡから出力される。従
って、図１の電流検出器ＣＤＴに適用した場合、図２の
電流Ｉｎ２の負方向の電流を矢印方向とし、正方向の電
流Ｉｎ２に対しては検出信号ｄｔは出力されないが、負
方向の電流Ｉｋを検出した時に検出信号ｄｔを出力する
ものである。

【００３０】図５は本発明の第１の実施の形態の制御回
路の説明図であり、１１〜１３は比較器、１４はフリッ
プフロップ、１５は電流変換回路、１６は定電流回路、
１７は断続定電流回路、１８は遅延回路、１９はトラン
ジスタ、２０，２１，２２はアンド回路、２３はインバ
ータ、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は基準電圧、Ｃｏｆｆ，Ｃｏｎ
はコンデンサ、Ｒｏｆｆは抵抗である。

【００３１】電流検出器ＣＤＴからの検出信号ｄｔと基
準電圧Ｖ１とを比較器１１により比較し、又出力電圧Ｖ
ｏｕｔを電流変換回路１５に入力して電流Ｉｏに変換す
る。又アンド回路２１からメインスイッチＳＷ１に加え
る駆動信号Ｐ１を出力し、アンド回路２２から同期整流
スイッチＳＷ２に加える駆動信号Ｐ２を出力する。又定
電流回路１６は定電流Ｉｏｎを出力し、断続定電流回路
１７は、比較器１２の出力信号Ｖｃが“０”の時に定電
流Ｉｏｆｆを出力し、“１”の時に停止する。又フリッ
プフロップ１４は、比較器１２の“１”の出力信号Ｖｃ
によりセットされ、アンド回路２０の“１”の出力信号
Ｖｄによりリセットされる。又出力端子Ｑが“１”の時
にトランジスタ１９をオンとし、又出力端子＊Ｑに遅延
回路１８及びインバータ２３を接続している。

【００３２】図６は制御回路の動作説明図であり、図５
の各部の信号の一例の波形を示し、ｄｔ’は図２に示す
電流Ｉｎ２に比例した電流検出信号を示す。又比較器１
１に加える基準電圧Ｖ１は、図２に於ける負方向の電流
Ｉｎ２のＩｋとして示す値に相当する。同期整流スイッ
チＳＷ２のオン期間Ｔｏｎ２の後半に、トランスＴの励
磁エネルギーの放出により平滑用コンデンサＣ２を充電
する正方向の電流Ｉｎ２が流れた後、零となり、その
後、平滑用コンデンサＣ２の放電による負方向の電流Ｉ
ｎ２が流れ、この負方向の電流Ｉｎ２の検出信号ｄｔ’
が基準電圧Ｖ１を超えると、比較器１１の出力信号Ｖａ
は“１”となる。

【００３３】又比較器１１の出力信号Ｖａが“０”であ
ると、アンド回路２０の出力信号Ｖｄは“０”となり、
比較器１１の出力信号Ｖａが“１”で、比較器１３の出
力信号Ｖｂが“１”であると、アンド回路２０の出力信
号Ｖｄは“１”となる。この出力信号Ｖｄの“１”によ
りフリップフロップ１４はリセットされる。従って、出
力端子Ｑは“０”、出力端子＊Ｑは“１”となる。

【００３４】フリップフロップ１４の出力端子Ｑが
“０”となることにより、トランジスタ１９はオフとな
り、又出力端子＊Ｑが“１”となることにより、インバ
ータ２３の出力信号Ｖｅは“０”となり、アンド回路２
２からの駆動信号Ｐ２はローレベル“０”となって、同
期整流スイッチＳＷ２はオフとなる。それによって、電
流Ｉｎ2 は零となるから、検出信号ｄｔ’も０レベル継
続とする。

【００３５】又遅延回路１８は、Ｔｄ４の遅延時間を与
える為のものであり、例えば、抵抗とコンデンサとの時
定数回路構成とすることができる。この場合、フリップ
フロップ１４の出力端子＊Ｑが“１”となることによ
り、遅延回路１８の出力信号は、時定数に従って上昇
し、アンド回路２１の閾値電圧Ｖｔｈを超えると、駆動
信号Ｐ１はハイレベル“１”となり、メインスイッチＳ
Ｗ１はオンとなる。即ち、同期整流スイッチＳＷ２をオ
フとした後、Ｔｄ４の期間後に、メインスイッチＳＷ１
をオンとすることができる。

【００３６】又断続定電流回路１７は、比較器１２の出
力信号Ｖｃが“０”の時に、定電流Ｉｏｆｆを出力して
コンデンサＣｏｆｆを充電するから、その端子電圧Ｖｏ
ｆｆは急上昇し、基準電圧Ｖ３を直ちに超えることにな
るから、比較器１３の出力信号Ｖｂは“１”となる。又
コンデンサＣｏｎは、定電流回路１６からの定電流Ｉｏ
ｎと、出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電流Ｉｏとによって
充電されるから、その端子電圧Ｖｏｎは、出力電圧Ｖｏ
ｕｔに比例した傾斜で上昇する。そして、基準電圧Ｖ２
に達すると、比較器１２の出力信号Ｖｃは“１”とな
り、フリップフロップ１４はセットされ、且つ断続定電
流回路１７は定電流Ｉｏｆｆの出力を停止する。

【００３７】フリップフロップ１４のセットにより出力
端子Ｑは“１”となり、トランジスタ１９はオンとなっ
てコンデンサＣｏｎを急速放電し、その端子電圧Ｖｏｎ
は急速に零となる。又出力端子＊Ｑは“０”となり、イ
ンバータ２３の出力信号Ｖｅは“１”となるから、アン
ド回路２２からハイレベル“１”の駆動信号Ｐ２が同期
整流スイッチＳＷ２に加えられ、又アンド回路２１から
ローレベル“０”の駆動信号Ｐ１がメインスイッチＳＷ
１に加えられる。この場合、遅延回路１８を構成するコ
ンデンサと並列にトランジスタを接続し、例えば、イン
バータ２３の出力信号Ｖｅが“１”の時にオンとして、
コンデンサの急速放電を行う構成を付加することができ
る。

【００３８】前述の駆動信号Ｐ１，Ｐ２により同期整流
スイッチＳＷ２がオンとなり、又メインスイッチＳＷ１
がオフとなる。従って、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる
と、コンデンサＣｏｎの電圧上昇が速くなって、メイン
スイッチＳＷ１のオン期間Ｔｏｎ１が短くなり、反対に
出力電圧Ｖｏｕｔが低くなると、コンデンサＣｏｎの電
圧上昇が遅くなって、メインスイッチＳＷ１のオン期間
Ｔｏｎ１が長くなることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを一
定化することができる。

【００３９】又比較器１２の出力信号Ｖｃが“１”とな
ることにより、断続定電流回路１７は定電流Ｉｏｆｆの
出力を停止するから、コンデンサＣｏｆｆは、抵抗Ｒｏ
ｆｆを介して放電する。従って、その端子電圧Ｖｏｆｆ
は、放電時定数に従って低下し、基準電圧Ｖ３以下とな
ると、比較器１３の出力信号Ｖｂが“０”となる。そし
て、前述のように、電流Ｉｎ２の検出信号ｄｔ’が基準
電圧Ｖ１を超えて正方向に大きくなると、比較器１１の
出力信号Ｖａが“１”となり、それによって、駆動信号
Ｐ２がローレベル“０”となり、それから、Ｔｄ４の期
間後に、駆動信号Ｐ１がハイレベル“１”となる。即
ち、同期整流スイッチＳＷ２をオフとした後、Ｔｄ４の
期間後に、メインスイッチＳＷ１をオンとすることがで
きる。

【００４０】図７は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、ブーストコンバータ構成のスイッチング電源装
置に適用した場合を示し、入力電圧Ｖｉｎを加える入力
端子と、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷（図示せず）に供給す
る出力端子との間に、リアクトルＬと電流検出器ＣＤＴ
と、同期整流スイッチＳＷ２とを直列的に接続し、この
同期整流スイッチＳＷ２に並列にダイオードＤ２を接続
し、電流検出器ＣＤＴと同期整流スイッチＳＷ２との接
続点にメインスイッチＳＷ１を接続し、このメインスイ
ッチＳＷ１に並列にダイオードＤ１とコンデンサＣ３と
を接続し、入力端子に入力側コンデンサＣ１を接続し、
出力端子に平滑用コンデンサＣ２を接続し、制御回路Ｃ
ＯＮＴは、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、且つ電流検出器
ＣＤＴからの検出信号ｄｔにより、メインスイッチＳＷ
１のオン，オフを制御する駆動信号Ｐ１と、同期整流ス
イッチＳＷ２のオン，オフを制御する駆動信号Ｐ２とを
出力する。

【００４１】この実施の形態に於いても、制御回路ＣＯ
ＮＴは、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、メインスイッチＳ
Ｗ１をオフとすると共に、同期整流スイッチＳＷ２をオ
ンとし、リアクトルＬの励磁エネルギーによる正方向の
電流により平滑用コンデンサＣ２を充電し、励磁エネル
ギーの放出により電流が零となった後、平滑用コンデン
サＣ２，Ｃ３から入力側コンデンサＣ１の方向への放電
により負方向の電流が流れる。この負方向の電流を電流
検出器ＣＤＴにより検出し、その検出信号ｄｔを制御回
路ＣＯＮＴに加えることにより、同期整流スイッチＳＷ
２をオフとし、その後に、前述のように、Ｔｄ４の期間
をおいて、メインスイッチＳＷ１をオンとする。それに
よって、前述の実施の形態と同様に、メインスイッチＳ
Ｗ１は零電圧状態でスイッチングを行うことができるか
ら、スイッチング損失を低減することができる。

【００４２】図８は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、バックブーストコンバータ構成のスイッチング
電源装置に適用した場合を示し、図７と同一符号は同一
の名称部分を示す。リアクトルＬに直列に接続した電流
検出器ＣＤＴは、同期整流スイッチＳＷ２がオンの期間
に於いて、リアクトルＬに負方向に流れる電流を検出し
て、その検出信号ｄｔを制御回路ＣＯＮＴに加える。制
御回路ＣＯＮＴは、それにより同期整流スイッチＳＷ２
をオフとする駆動信号Ｐ２を出力し、その後、Ｔｄ４の
期間が経過してから、メインスイッチＳＷ１をオンとす
る駆動信号Ｐ１を出力する。又出力電圧Ｖｏｕｔを一定
化するように、メインスイッチＳＷ１のオン期間を制御
するように、メインスイッチＳＷ１をオフとし、同期整
流スイッチＳＷ２をオンとする。従って、メインスイッ
チＳＷ１は零電圧状態でスイッチングを行うことができ
るから、スイッチング損失を低減することができる。

【００４３】本発明は、前述の実施の形態にのみ限定さ
れるものではなく、他の構成の同期整流型のスイッチン
グ電源装置に適用することができるものであり、又図５
に示す制御回路ＣＯＮＴは、前述の各実施の形態に適用
できるものであり、この制御回路ＣＯＮＴは、トランス
Ｔ又はリアクトルＬの励磁エネルギーの放出による平滑
用コンデンサＣ２を充電する正方向の電流が、励磁エネ
ルギーの放出終了により零となり、その後にコンデンサ
の放電電流により負方向の電流が流れたことを電流検出
器ＣＤＴにより検出し、その検出信号ｄｔを用いて同期
整流スイッチＳＷ２をオフとし、その後にＴｄ４の期間
の遅延時間を設定してメインスイッチＳＷ１の両端の電
圧が零になった以降に、メインスイッチＳＷ１をオンと
するように制御するものであるが、遅延時間の設定は各
種の構成を適用できるものであり、又電流Ｉｒ１が負方
向から正方向に反転するタイミングを基にメインスイッ
チＳＷ１をオンとするように制御する構成とすることも
可能である。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、入力側
コンデンサＣ１と、平滑用コンデンサＣ２と、ダイオー
ドＤ１及びコンデンサＣ３を並列接続したメインスイッ
チＳＷ１と、ダイオードＤ２を並列接続した同期整流ス
イッチＳＷ２と、電流検出器ＣＤＴと、制御回路ＣＯＮ
Ｔとを含み、メインスイッチＳＷ１により入力電圧Ｖｉ
ｎによる電流をオン，オフし、同期整流スイッチＳＷ２
により平滑用コンデンサＣ２への充電電流をオン，オフ
し、メインスイッチＳＷ１のオン期間にトランスＴ等の
リアクトルに蓄積された励磁エネルギーを、メインスイ
ッチＳＷ１をオフとし、同期整流スイッチＳＷ２をオン
とした時に放出させて、その電流により平滑用コンデン
サＣ２を充電し、励磁エネルギーの放出終了による電流
零の後、逆方向に流れる電流を電流検出器ＣＤＴにより
検出し、その検出信号ｄｔにより、制御回路ＣＯＮＴ
は、同期整流スイッチＳＷ２をオフとし、その後、Ｔｄ
４の期間後に、メインスイッチＳＷ１をオンとするもの
であり、メインスイッチＳＷ１に並列に接続したコンデ
ンサＣ３は、前述のように、サージ電圧吸収用として動
作すると共に、充放電による損失がなく、且つメインス
イッチＳＷ１の印加電圧が零の状態の時にスイッチング
動作を行わせることができるから、スイッチング損失を
低減して、効率を向上させることができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。

【図２】本発明の第１の実施の形態の動作説明図であ
る。

【図３】スイッチの説明図である。

【図４】電流検出器の説明図である。

【図５】本発明の第１の実施の形態の制御回路の説明図
である。

【図６】制御回路の動作説明図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態の説明図である。

【図８】本発明の第３の実施の形態の説明図である。

【図９】従来例のフライバックコンバータ構成の説明図
である。

【図１０】従来例の動作説明図である。

【図１１】従来例のブーストコンバータ構成及びバック
ブーストコンバータ構成の説明図である。

【図１２】従来例の同期整流型フライバックコンバータ
構成の説明図である。

【図１３】従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

ＳＷ１ メインスイッチ ＳＷ２ 同期整流スイッチ ＣＤＴ 電流検出器 ＣＯＮＴ 制御回路 Ｃ１ 入力側コンデンサ Ｃ２ 平滑用コンデンサ Ｃ３ コンデンサ Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｔ トランス Ｐ１，Ｐ２ 駆動信号 ｄｔ 検出信号

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力端子間に接続した入力側コンデンサ
   と、出力端子間に接続した平滑用コンデンサと、入力電
   圧による電流をオン，オフするダイオード並列接続のメ
   インスイッチと、前記平滑用コンデンサへの充電電流を
   オン，オフするダイオード並列接続の同期整流スイッチ
   と、出力電圧を検出して前記メインスイッチ及び前記同
   期整流スイッチを制御する制御回路とを含むスイッチン
   グ電源装置に於いて、 前記メインスイッチに並列接続したコンデンサと、 前記同期整流スイッチがオンの期間にリアクトルの励磁
   エネルギーによる前記平滑用コンデンサへの充電電流が
   流れた後、逆方向に流れる電流を検出する電流検出器
   と、 前記メインスイッチをオフとすると共に前記同期整流ス
   イッチをオンとし、前記電流検出器の検出信号により前
   記同期整流スイッチをオフとした後、前記メインスイッ
   チの両端の電圧が零になった以降に前記メインスイッチ
   をオンとする構成の制御回路とを備えたことを特徴とす
   るスイッチング電源装置。