JPH116754A - コリオリ質量流量計の測定及び動作回路 - Google Patents

コリオリ質量流量計の測定及び動作回路

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JPH116754A JP6829198A JP6829198A JPH116754A JP H116754 A JPH116754 A JP H116754A JP 6829198 A JP6829198 A JP 6829198A JP 6829198 A JP6829198 A JP 6829198A JP H116754 A JPH116754 A JP H116754A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 コリオリ質量流量計の精度を一段と改良する
ことであり、とりわけセンサ信号の位相シフト測定精度
を向上することである。 【解決手段】 上記課題は、コリオリ質量流量計の測定
及び動作回路は測定部分回路を有し、この測定部分回路
は第１の振動センサの信号に対する第１の増幅器を有
し、第２の振動センサの信号に対する第２の増幅器を有
し、第１及び第２の増幅器の出力信号に対する差分段を
有し、３つのアナログ/デジタル変換器を同期してクロ
ックするサンプリング信号を送出するためのクロックオ
シレータを有し、デジタルプロセッサを有し、さらにコ
リオリ質量流量計の測定及び動作回路は励振部分回路を
有し、この励振部分回路はデジタルジェネレータを有す
ることによって解決される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はコリオリ質量流量計
の測定及び動作回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】このような質量流量計は、周知のように
励振されて機械的な振動を起こし測定すべき流体によっ
て貫流される少なくとも１つの測定管を有する。この測
定管は屈曲しているか又は直線状でもよい。これについ
ての詳細は後で図１の説明に関連して記述する。
【０００３】通常は少なくとも１つの振動励振器ならび
に少なくとも２つの振動センサが測定管に配置されてい
る。この少なくとも２つの振動センサは流れ方向に互い
に間隔をおいて配置される。この測定管は、大抵その材
料及びその寸法によって予め決まっているが流体の密度
によって変化する機械的な共振周波数で振動する。他の
場合には、測定管の振動周波数はこの測定管の機械的な
共振周波数と精確に一致しないが、この測定管の機械的
な共振周波数の近傍にある。
【０００４】振動センサは複数のアナログセンサ信号を
送出する。これら複数のアナログセンサ信号の周波数は
測定管の振動周波数に等しく、さらにこれら複数のアナ
ログセンサ信号は互いに位相がずれている。これらのセ
ンサ信号を供給された測定部分回路は質量流量に比例す
る信号を供給する。そして励振部分回路は振動励振器に
交流エネルギを供給する。この交流エネルギの周波数は
通常測定管の瞬時の振動周波数に等しい。
【０００５】米国特許第４８０１８９７号明細書には励
振部分回路が記述されている。この励振部分回路はアナ
ログフェーズロックドループ方式に従って構成されてい
る。つまり、交流エネルギの周波数が流体密度によって
変化する瞬時の機械的共振周波数に自動的に調整され
る。
【０００６】通常の測定部分回路は、例えばヨーロッパ
特許公開第６９８７８３号公報（これは１９９５年８月
１４日出願の米国特許出願第Ｓ/Ｎ０８/５１４９１４号
に相応する）又は米国特許第４８９５０３０号明細書に
記述された測定回路のようなアナログ回路、すなわち時
間領域で動作する回路であるか又は例えば米国特許第４
９３４１９６号明細書、米国特許第４９９６８７１号明
細書、米国特許第５０５２２３１号明細書、米国特許第
５４２９００２号明細書やヨーロッパ特許公開第７０２
２１２号公報に記述された測定回路のようなデジタル回
路であるかのいずれかである。
【０００７】ヨーロッパ特許公開第６９８７８３号公報
に記述された測定回路の中で本発明にとって唯一関心の
ある点は、（というのもこの測定回路の核心は結局この
点に帰するからであるが）この測定回路がとりわけアナ
ログ閉ループ制御回路を含んでおり、このアナログ閉ル
ープ制御回路は複数のセンサ信号を同一の振幅に調整す
る点である。
【０００８】米国特許第４８９５０３０号明細書に記述
された測定回路は、２つのセンサ信号から形成される和
信号及びこの２つのセンサ信号から形成される差信号に
それぞれアナログフーリエ変換に基づくアナログフィル
タ処理を施し、次いでこのようにフィルタリングされた
信号から質量流量に比例する信号を形成する。
【０００９】米国特許第５０５２２３１号明細書に記述
された測定回路は、各センサ信号を増幅し、次いでそれ
ぞれアンチエイリアシングフィルタ処理、次いで増幅サ
ンプル/ホールド処理、次いでアナログ/デジタル変換、
そして最後に離散フーリエ変換を行う。こうして形成さ
れたデジタル信号から所定のアルゴリズムに従ってマイ
クロプロセッサを用いて質量流量に比例するデジタル信
号を算出する。この場合、上記サンプル/ホールド処理
を制御するサンプリング信号の周波数は測定管の機械的
共振周波数の整数倍に等しくなくてはならない。
【００１０】米国特許第５４２９００２号明細書に記述
された測定回路は各センサ信号にサンプル/ホールド処
理、次いでそれぞれアナログ/デジタル変換、最後にデ
ジタル処理を行う。このデジタル処理は最小正弦二乗誤
差一致（least-squares sine fit）の原理を実現する。
【００１１】このように形成されたデジタル信号から所
定のアルゴリズムに従ってマイクロプロセッサを用いて
質量流量に比例するデジタル信号を算出する。この場
合、上記サンプル/ホールド処理を制御するサンプリン
グ信号の周波数はここでも測定管の機械的共振周波数の
整数倍に等しくなくてはならない。
【００１２】ヨーロッパ特許公開第７０２２１２号公報
に記述された測定回路によれば、各センサ信号及びこの
各センサ信号から形成される和信号はそれぞれアンチエ
イリアシングフィルタ処理を施され、次いでサンプル/
ホールド処理を施され、次いでアナログ/デジタル変換
され、次いでデジタルバンドパスフィルタ処理を施さ
れ、最後に離散フーリエ変換を施される。
【００１３】このように形成されたデジタル信号から所
定のアルゴリズムに従ってマイクロプロセッサを用いて
質量流量に比例するデジタル信号を算出する。この場合
もまた上記サンプル/ホールド処理を制御するサンプリ
ング信号の周波数は測定管の機械的共振周波数の整数倍
に等しくなくてはならない。
【００１４】これまで言及してきた測定回路では多かれ
少なかれ暗黙の内に次のことが前提とされている。すな
わち、測定管の瞬時の共振周波数の大きさに関する情
報、つまり実質的にはその数値に関する情報はこの回路
のアナログ的側面に常に存在する、もしくはこの側面に
おいて容易に検出しうる、ということが前提とされてい
る。この結果、この大きさの値が質量流量に比例する信
号乃至は必要とあればデジタル信号の形成に使用され
る。従って、瞬時の共振周波数は、例えば上記の米国特
許第５４２９００２号明細書の装置ではゼロ通過点検出
器によって検出される。
【００１５】しかし、米国特許第４９３４１９６号明細
書及び米国特許第４９９６８７１号明細書に記述された
測定回路にはこれがあてはまらない。むしろ、この周波
数情報はデジタル的側面で最初に生成される。これらの
測定回路では各センサ信号をアンチエイリアシングフィ
ルタ処理し、次いでそれぞれサンプル/ホールド処理
し、次いでアナログ/デジタル変換し、最後に離散フー
リエ変換する。
【００１６】このように形成されたデジタル信号から所
定のアルゴリズムに従ってマイクロプロセッサを用いて
質量流量に比例するデジタル信号を算出する。この場
合、上記サンプル/ホールド処理を制御するサンプリン
グ信号の周波数は、上述のとおり、もはや測定管の機械
的共振周波数の整数倍に等しくなくてもよく、任意に選
択される。
【００１７】測定管の機械的共振周波数の瞬時の値に関
する情報は次のことによって得られる。すなわち、マイ
クロプロセッサがフーリエ変換されたデジタル信号のパ
ワースペクトルの最大値及びこの最大値に所属する周波
数を算出することによって得られる。この最大値に所属
する周波数は共振周波数に等しい。
【００１８】上記米国特許第４９３４１９６号明細書及
び米国特許第４９９６８７１号明細書は大規模なデジタ
ル回路を有するコリオリ質量流量計を記述しているが、
これらのそれぞれの図４に基づいてアナログ励振部分回
路のみが説明されている。
【００１９】上述した従来技術の個々の提案はなるほど
それぞれ測定精度改善及び/又は機械的な妨害振動に対
する無感応性の改善及び/又は電子工学的な妨害信号に
対する無感応性の改善に役立つ。この機械的な妨害振動
は例えば質量流量計がその中に設置されている導管に起
因したり、質量流量計のメカニカルなデザインのために
発生しうる。
【００２０】しかし、発明者の研究報告が示しているよ
うに、上記従来技術による質量流量計は、今日市場から
求めれているような精度要求を満たしてはいない。
【００２１】この精度は実際には前に説明したセンサ信
号間の位相シフトを測定する精度によって決まる。明ら
かに、従来技術の離散フーリエ変換ではこの位相シフト
測定精度はまだ不十分である。
【００２２】これは主にセンサ信号に含まれている妨害
信号がフーリエ変換によっては充分には抑圧されないこ
とに起因する。すなわち、これはサンプリング信号の周
波数が妨害信号の周波数に結合される場合にのみ可能と
なる。
【００２３】さらに、測定管の振動周波数とサンプリン
グ信号の周波数との必要なできるだけ精確な結合は大き
なコストによってのみ実現されうるという事情がある。
【００２４】さらに、明らかに前述の最小正弦二乗誤差
一致の原理による位相シフト測定も同様の理由からコリ
オリ質量流量計にとってはあまりにも不精確すぎる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の課題
は、コリオリ質量流量計の精度を一段と改善することで
ある。これはとりわけセンサ信号の位相シフト測定精度
の向上によって達成される。この場合、当然できるだけ
コスト安に実現することを顧慮しなくてはならない。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明では
次の手段によって解決される。すなわち、コリオリ質量
流量計の測定及び動作回路において、該コリオリ質量流
量計の測定及び動作回路は質量流量センサを有し、該質
量流量センサは測定される流体によって貫流される少な
くとも１つの測定管を有し、該測定管は動作中にその材
料及び寸法によって予め決まっているが前記流体の密度
によって変化する振動周波数によって振動し、該振動周
波数は前記測定管の瞬時の機械的な共振周波数に等しい
か又はこの共振周波数に近いかのいずれかであり、前記
測定管において流れ方向に互いに間隔をおいて第１の及
び第２の電磁振動センサならびに振動励振器が配置され
ており、前記測定管は支持フレーム又は支持管によって
囲まれており、前記コリオリ質量流量計の測定及び動作
回路は測定部分回路を有し、該測定部分回路は、第１の
振動センサの信号に対する固定的に調整されたゲインを
有する第１の増幅器を有し、前記測定部分回路は、ゲイ
ン制御入力側を有する第２の振動センサの信号に対する
第２の増幅器を有し、前記測定部分回路は、前記第１及
び第２の増幅器の出力信号に対する第１の加算段を有
し、前記測定部分回路は、前記第１の加算段に後置接続
される積分段を有し、該積分段の出力信号は前記第１の
加算段の出力信号に対して９０°の位相シフトを有し、
前記測定部分回路は、前記第１及び第２の増幅器の出力
信号に対する差分段を有し、前記測定部分回路は、前記
積分段に後置接続される第１のアナログ/デジタル変換
器を有し、前記測定部分回路は、前記差分段に後置接続
される第２のアナログ/デジタル変換器を有し、前記測
定部分回路は、前記第１の増幅器に後置接続される第３
のアナログ/デジタル変換器を有し、前記測定部分回路
は、前記３つのアナログ/デジタル変換器を同期してク
ロックするサンプリング信号を送出するためのクロック
オシレータを有し、前記測定部分回路はデジタルプロセ
ッサを有し、該デジタルプロセッサは前記第１及び第２
及び第３のアナログ/デジタル変換器に後置接続されて
おり、さらに前記デジタルプロセッサはデジタル質量流
量信号を第１の出力側に及び/又はデジタル密度信号を
第２の出力側にならびにゲイン制御信号を第３の出力側
に発生し、該ゲイン制御信号は第１のデジタル/アナロ
グ変換器に供給され、該第１のデジタル/アナログ変換
器の出力側は前記第２の増幅器の前記ゲイン制御入力側
に接続されており、さらに前記コリオリ質量流量計の測
定及び動作回路は励振部分回路を有し、該励振部分回路
は、デジタルジェネレータを有し、該デジタルジェネレ
ータは、周波数制御入力側と、振幅制御入力側と、デジ
タル励振信号を送出する第１の出力側と、第１のデジタ
ル正弦信号を送出する第２の出力側と、第１のデジタル
余弦信号を送出する第３の出力側と、瞬時の振動周波数
を表すデジタル信号を送出する第４の出力側とを有し、
該第４の出力側は前記デジタルプロセッサの入力側に接
続されており、前記励振部分回路はデジタル周波数調整
器を有し、該デジタル周波数調整器は、前記デジタルジ
ェネレータの第２の出力側に接続された第１の入力側
と、前記デジタルプロセッサの第４の出力側に接続され
た第２の入力側と、前記デジタルジェネレータの周波数
制御入力側に接続される出力側とを有し、前記励振部分
回路は第１のデジタル振幅調整器を有し、該第１のデジ
タル振幅調整器は、前記デジタルプロセッサの第５の出
力側に接続された第１の入力側と、デジタル振幅調整信
号が供給される第２の入力側と、前記デジタルジェネレ
ータの振幅制御入力側に接続された出力側とを有し、な
らびに前記励振部分回路は第２のデジタル/アナログ変
換器を有し、該第２のデジタル/アナログ変換器は前記
デジタルジェネレータの第１の出力側に後置接続されて
おり、さらに前記第２のデジタル/アナログ変換器は前
記振動励振器に給電するアナログ出力段を制御する、コ
リオリ質量流量計の測定及び動作回路によって解決され
る。
【００２７】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態によれ
ば、デジタルプロセッサは第１及び第２及び第３のデジ
タルバンドパスフィルタを有し、該第１及び第２及び第
３のデジタルバンドパスフィルタは前記第１乃至は第２
乃至は第３のアナログ/デジタル変換器に後置接続され
ており、前記第１及び第２及び第３のデジタルバンドパ
スフィルタは互いに同一の構造を有し、前記第１及び第
２及び第３のデジタルバンドパスフィルタの下限カット
オフ周波数は前記測定管の振動の最低発生周波数よりも
小さく、前記第１及び第２及び第３のデジタルバンドパ
スフィルタの上限カットオフ周波数は前記測定管の振動
の最大発生周波数よりも大きく、前記第１及び第２及び
第３のデジタルバンドパスフィルタは出力信号を送出
し、該出力信号には瞬時の機械的な振動周波数の値を表
すデジタル信号が含まれており、前記デジタルプロセッ
サは第１のデジタル振幅測定段を有し、該第１のデジタ
ル振幅測定段は前記第３のバンドパスフィルタに後置接
続されており、前記第１のデジタル振幅測定段は出力側
を有し、該出力側にはデジタル信号が現れ、該デジタル
信号は前記第３のバンドパスフィルタの出力信号の振幅
が一定である限りは一定でありさらに前記デジタル信号
はこの出力信号の振幅と同一であり、前記デジタルプロ
セッサは前記第１のバンドパスフィルタに後置接続され
た第１のデジタル９０°位相シフト及び正規化段を有
し、前記デジタルプロセッサは前記第３のバンドパスフ
ィルタに後置接続された第２のデジタル９０°位相シフ
ト及び正規化段を有し、前記デジタルプロセッサはデジ
タル位相測定器を有し、該デジタル位相測定器は第１の
入力側を有し、該第１の入力側は前記第１の振幅測定段
に後置接続されており、前記デジタル位相測定器は第２
の入力側を有し、該第２の入力側は前記第２のバンドパ
スフィルタに後置接続されており、前記デジタル位相測
定器は第３の入力側を有し、該第３の入力側は前記第２
の９０°位相シフト及び正規化段に後置接続されてお
り、前記デジタルプロセッサは第２のデジタル振幅調整
器を有し、該第２のデジタル振幅調整器は第１の入力側
を有し、該第１の入力側は前記第１の９０°位相シフト
及び正規化段に後置接続されており、前記第２のデジタ
ル振幅調整器は第２の入力側を有し、該該２の入力側は
前記第２のバンドパスフィルタの出力側に接続されてお
り、前記第２のデジタル振幅調整器は出力側を有し、該
出力側は前記第１のデジタル/アナログ変換器の入力側
に接続されており、前記デジタルプロセッサは前記質量
流量信号及び/又は前記密度信号を計算するための計算
段を有し、該計算段は第１の入力側を有し、該第１の入
力側は前記位相測定器の出力側に接続されており、前記
計算段は第２の入力側を有し、該第２の入力側は前記デ
ジタルジェネレータの前記第４の出力側に接続されてお
り、前記計算段は第１の出力側を有し、該第１の出力側
で前記デジタル質量流量信号が取り出され、前記計算段
は第２の出力側を有し、該第２の出力側で前記デジタル
密度信号が取り出される。
【００２８】第１の実施形態においても使用可能な本発
明の実施形態によれば、質量流量センサは測定管温度を
測定するための第１の温度感知器及び前記支持管の又は
前記支持フレームの温度を測定するための第２の温度感
知器を含んでおり、さらに測定及び動作回路は第１及び
第２の基準抵抗器を有し、前記測定及び動作回路は第２
の加算段を有し、該第２の加算段の第１の入力側/出力
側線路は前記第１の増幅器と前記第３のアナログ/デジ
タル変換器との間に挿入されており、前記測定及び動作
回路はアナログ正弦信号のジェネレータを有し、該アナ
ログ正弦信号の周波数は１つの測定管乃至は複数の測定
管の振動周波数領域の外側にあり、前記アナログ正弦信
号のジェネレータに抵抗器が後置接続されており、前記
測定及び動作回路はクロックジェネレータによって周期
的にクロック制御される導通切り換えのためのマルチプ
レクサを有し、この導通切り換えによって前記第１及び
第２の温度感知器ならびに前記第１及び第２の基準抵抗
器を前記第２の加算段の第２の入力側に導通切り換え
し、これにより前記抵抗器を有するそれぞれの分圧器を
形成し、前記測定及び動作回路は前記第３のアナログ/
デジタル変換器の出力側に後置接続される狭帯域の第４
のバンドパスフィルタを有し、該狭帯域の第４のバンド
パスフィルタの通過帯域は前記アナログ正弦信号の周波
数を含み、前記測定及び動作回路は第２のデジタル振幅
測定段を有し、該第２のデジタル振幅測定段は信号入力
側を有し、該信号入力側は前記第４のバンドパスフィル
タに後置接続されており、前記第２のデジタル振幅測定
段は出力側を有し、該出力側にはデジタル信号が現れ、
該デジタル信号は前記第４のバンドパスフィルタの出力
信号の振幅が一定である限りは一定であり、さらに前記
デジタル信号はこの第４のバンドパスフィルタの出力信
号の振幅と同一であり、前記測定及び動作回路は温度信
号分離段を有し、該温度信号分離段の信号入力側は前記
第２の振幅測定段の出力側に接続されており、前記温度
信号分離段の制御入力側は前記クロックジェネレータの
出力側に接続されており、前記温度信号分離段は第１の
出力側を有し、該第１の出力側には前記第１の温度感知
器によって測定される温度に相応するデジタル信号が現
れ、前記第１の出力側は前記計算段の第３の入力側に接
続されており、ならびに前記温度信号分離段は第２の出
力側を有し、該第２の出力側には前記第２の温度感知器
によって測定される温度に相応するデジタル信号が現
れ、前記第２の出力側は前記計算段の第４の入力側に接
続されており、前記温度信号分離段の前記第１の出力側
では温度補償されたデジタル質量流量信号が取り出さ
れ、前記温度信号分離段の前記第２の出力側では温度補
償されたデジタル密度信号が取り出される。
【００２９】第２の実施形態に付加的な構成を付与する
本発明の第３の実施形態では、測定及び動作回路は第３
の加算段を有し、該第３の加算段の第１の入力側/出力
側線路路は前記差分段と前記第２のアナログ/デジタル
変換器との間に挿入されており、前記第３の加算段の第
２の入力側は前記マルチプレクサの出力側に接続されて
おり、前記測定及び動作回路は、前記第２のアナログ/
デジタル変換器の出力側に後置接続される第５のバンド
パスフィルタを有し、該第５のバンドパスフィルタの構
造は前記第４のバンドパスフィルタの構造と同一であ
り、前記測定及び動作回路は信号入力側を有する第３の
デジタル振幅測定段を有し、前記信号入力側は前記第５
のバンドパスフィルタに後置接続されており、前記測定
及び動作回路は非対称性測定段を有し、該非対称性測定
段は前記第３の振幅測定段の出力側に接続される被除数
入力側を有し、前記非対称性測定段は前記第２の振幅測
定段の出力側に接続される除数入力側を有し、前記非対
称性測定段は位相測定器の第４の出力側に接続される出
力側を有する。
【００３０】本発明の利点は、先に説明したセンサ信号
間の位相シフトを測定する精度が前述の従来技術の様々
な装置に比べて格段に改良されている、ということであ
る。同様に、例えば前述した導管に起因する妨害周波数
に対する無感応性は従来技術の装置の場合よりもはるか
に大きい。
【００３１】本発明の別の利点は、１つの測定管乃至は
複数の測定管の瞬時の振動周波数に関する情報が測定及
び動作回路のデジタル部分において自動的に処理され、
さらにこの測定管の瞬時の振動周波数に関する情報を先
に説明した従来技術の場合のようにまず最初にセンサ信
号から形成する必要がないということである。というの
も、励振部分回路がほぼ完全にデジタル回路から成り立
っているからである。この点に関しての詳細は後で説明
する。
【００３２】
【実施例】本発明及び他の利点を図面に図示された実施
例に基づいて詳しく説明する。
【００３３】図１では垂直方向に部分的に切断した長手
方向断面図の形で本発明による測定及び動作回路に適し
た質量流量計の質量流量センサ１が示されている。この
質量流量計は、図をわかりやすくするために図示されて
はいないが、測定される流体によって貫流される所定の
直径の導管の経路の中に、例えばフランジ２、３を介し
て組み込まれる。
【００３４】図１の質量流量センサ１はただ１つの直線
状の測定管４を有する。この測定管４のフランジ２の流
体流入側端部は例えば流体流入側エンドプレート１３を
介して固定されており、この測定管４のフランジ３の流
体流出側端部は例えば流体流出側エンドプレート１４を
介して固定されている。エンドプレート１３、１４に測
定管４が密に、とりわけ真空密閉されてはめ込まれてい
る。このはめ込みは、例えば溶接してはめ込まれたり、
ハンダ付けによってはめ込まれたり、ローラで押し込ん
ではめ込まれたりしている。後者については米国特許第
５６１０３４２号明細書を参照のこと。
【００３５】本発明の測定及び動作回路は先願のヨーロ
ッパ特許出願第９７８１０５５９.１号に記載のただ１
つの測定管を有するコリオリ質量流量センサにおいても
使用できる。このただ１つの測定管はカンチレバー質量
体を有する。
【００３６】ただ１つの直線状の測定管の代わりに、こ
の質量流量計の質量流量センサは１つの平面内に経過す
る屈曲したただ１つの測定管、例えば先願のヨーロッパ
特許出願第９６１０９２４２.６号に記述されているよ
うな扇形の測定管を有してもよい。
【００３７】しかし、米国特許第４７９３１９１号明細
書に記述されたような複数の、とりわけ２つの直線状の
測定管や米国特許第４１２７０２８号明細書に記述され
たような複数の、とりわけ２つの屈曲した測定管も使用
可能である。
【００３８】さらに、本発明の測定及び動作回路は測定
管及び国際公開第９５/０３５２８号に記述されている
ようなダミー管を有する質量流量センサにも使用でき
る。
【００３９】最後に本発明の測定及び動作回路は、米国
特許第５５５７９７３号明細書又はヨーロッパ特許公開
第７６３７２０号公報に記載の少なくとも１つのネジ状
の測定管を有する質量流量センサを有する質量流量計で
も使用できる。
【００４０】フランジ２、３及びエンドプレート１３、
１４は支持管１５に接して又は支持管１５の中に固定さ
れている。図１ではフランジ２、３はネジによって支持
管１５に固定される。このネジのうちのネジ５がこの断
面図の右上方に完全な形で図示されている。エンドプレ
ート１３、１４はこの支持管１５の内壁に密に、とりわ
け真空密閉されて溶接又はハンダ付けされる。しかし、
支持管１５及びエンドプレート１３、１４を一体に形成
することも可能である。
【００４１】測定管４を励振して振動、とりわけ共振振
動、有利には共振曲げ振動させる手段として、フランジ
２と３との間すなわちエンドプレート１３と１４との間
の中間地点の支持管１５と測定管４との間の隙間に配置
される例えば電磁式の振動励振器１６が使用される。こ
の振動励振器１６は測定管４に固定される永久磁石１６
１及び支持管１５に固定されるコイル１６２を有し、こ
のコイル１６２の中に永久磁石１６１が入っており、こ
のコイル１６２の中でこの永久磁石１６１は往復運動可
能である。支持管の代わりに支持フレームを使用しても
よい。
【００４２】図１では振動励振器１６は測定管４を励振
しこの図の平面内で曲げ振動させる。よって、この平面
内で前述した位相シフトを惹起するコリオリ力が発生す
る。
【００４３】さらに測定管４と支持管１５との間の隙間
にはこの測定管４の振動に対する第１及び第２の振動セ
ンサ１７、１８が配置されている。振動センサ１７乃至
は１８はエンドプレート１３と振動励振器１６の間及び
エンドプレート１４と振動励振器１６との間に、有利に
はこの振動励振器１６すなわちこの測定管４の中心から
同じ距離のところに設けられる。
【００４４】測定管４の中心から振動センサ１７までの
距離と測定管４の中心から振動センサ１８までの距離が
異なる場合又は振動センサ１７の感度と振動センサ１８
の感度が互いに異なる場合、本発明ではこれに起因する
センサ信号の非対称性を後置接続される増幅器のゲイン
を介して調整する。これについては後で説明する。
【００４５】振動センサ１７、１８は電磁式振動センサ
であり、測定管４に固定された永久磁石１７１乃至は１
８１及び支持管１５に固定されたコイル１７２乃至は１
８２を有する。これらコイル１７２乃至は１８２の中に
永久磁石１７１乃至は１８１が入っており、これらコイ
ル１７２乃至は１８２の中でこれら永久磁石１７１乃至
は１８１は往復運動可能である。振動センサ１７乃至は
１８においてアナログ信号Ｘ１７，Ｘ１８が発生する。
【００４６】エンドプレート１３には第１の温度感知器
１９が固定されている。この第１の温度感知器１９は測
定管の瞬時の温度を表すアナログ信号を送出する。支持
管１５には第２の温度感知器２０が固定されている。こ
の第２の温度感知器２０は支持管１５の瞬時の温度を表
すアナログ信号を送出する。温度感知器としては有利に
はプラチナ抵抗器が利用され、このプラチナ抵抗器は例
えば接着によってエンドプレート１３乃至は支持管１５
に固定される。
【００４７】最後に図１には支持管１５に固定されたケ
ーシング２１が示されている。このケーシング２１はと
りわけ振動励振器１６及び振動センサ１７、１８に接続
されている線路の保護に使用される。しかし、この線路
は図をわかりやすくするためにここには図示されていな
い。
【００４８】ケーシング２１には首のような中継部分２
２が設けられている。この中継部分２２にここでは部分
的にしか図示されていない電子機器ケーシング２３がこ
の質量流量計の測定及び動作回路全体を収容するために
固定されている。
【００４９】中継部分２２及び電子機器ケーシング２３
が支持管１５の振動特性に不利な影響を及ぼすような場
合には、これら中継部分２２及び電子機器ケーシング２
３を質量流量センサ１から分離して配置すればよい。こ
の場合、電子機器と質量流量センサ１との間の接続線路
だけが設けられる。
【００５０】図２はブロック回路図の形式で上述した様
々な測定管の実施形態を有する質量流量計の測定及び動
作回路を示している。この測定及び動作回路は測定部分
回路及び励振部分回路を有する。この測定部分回路で発
生された信号は励振部分回路によって必要とされるの
で、まず前者を説明する。
【００５１】固定的に設定されたゲインを有する第１の
増幅器ｖ１の入力側に振動センサの２つの信号のうちの
１つが供給される。図ではこの信号は第１の振動センサ
１７の信号Ｘ１７である。この第１の増幅器は出力信号
Ｖ１を供給する。第２の振動センサ１８の信号Ｘ１８が
第２の増幅器ｖ２の入力側に供給される。この第２の増
幅器ｖ２はゲイン制御入力側を有し、このためこの第２
の増幅器ｖ２のゲインは可変的である。どのようなやり
方でこのゲイン制御を行うかはさらに後で説明する。第
２の増幅器は出力信号Ｖ２を供給する。
【００５２】増幅器ｖ１、ｖ２には第１の増幅器の出力
信号及び第２の増幅器の出力信号に対する第１の加算段
ｓｓ１が後置接続されている。この第１の加算段ｓｓ１
の出力信号は積分段ｉｇの入力側に供給される。この積
分段ｉｇの出力信号は第１の加算段ｓｓ１の出力信号に
対して９０°の位相シフトを有する。
【００５３】増幅器ｖ１、ｖ２にはさらに差分段ｄｓが
後置接続されている。このためこの差分段ｄｓの被減数
入力側に増幅器ｖ１の出力側が接続され、この差分段ｄ
ｓの減数入力側に増幅器ｖ２の出力側が接続されてい
る。
【００５４】測定部分回路のこれまで説明した部分はア
ナログ信号を処理し、それゆえアナログ回路である。
【００５５】積分段ｉｇには第１のアナログ/デジタル
変換器ａｗ１が後置接続され、差分段ｄｓには第２のア
ナログ/デジタル変換器ａｗ２が後置接続され、第１の
増幅器ｖ１には第３のアナログ/デジタル変換器ａｗ３
が後置接続されている。
【００５６】クロックオシレータｃｌは、３つのアナロ
グ/デジタル変換器ａｗ１、ａｗ２、ａｗ３を同期して
クロックするサンプリング信号を発生する。このサンプ
リング信号の周波数、つまりサンプリング周波数は１つ
の測定管又は複数の測定管の振動周波数に結合されてい
る必要はない。すなわち、このサンプリング周波数は特
にこの振動周波数の整数倍又は整数分の１ではない。
【００５７】さらにサンプリング周波数は、アナログ/
デジタル変換器ａｗ１、ａｗ２、ａｗ３の前にアナログ
アンチエイリアシングフィルタが必要ないように、発生
する最高振動周波数に対して高く選択される。従って、
本発明はこのアンチエイリアシングフィルタを意図的に
使用しない。
【００５８】デジタルプロセッサｄｐは３つの入力側を
有する。これら３つの入力側のうちの１つは第１のアナ
ログ/デジタル変換器ａｗ１に後置接続され、これら３
つの入力側のうちの１つは第２のアナログ/デジタル変
換器ａｗ２に後置接続され、これら３つの入力側のうち
の１つは第３のアナログ/デジタル変換器ａｗ３に後置
接続されている。このデジタルプロセッサｄｐはデジタ
ル質量流量信号ｍを第１の出力側に及び/又はデジタル
密度信号ｄを第２の出力側に送出する。
【００５９】これらデジタル信号ｍ、ｄは測定技術にお
いて標準的な通常のやり方でアナログ信号に変換され
る。すなわち例えば直流電流に変換されるか又はパルス
信号に変換される。この直流電流の４ｍＡから２０ｍＡ
までの間で変化する電流強度は測定された質量又は測定
された密度に比例する。このパルス信号の周波数は測定
された質量又は測定された密度に比例する。
【００６０】デジタルプロセッサｄｐの第３の出力側で
はデジタルゲイン制御信号ｖが発生される。このデジタ
ルゲイン制御信号ｖは第１のデジタル/アナログ変換器
ｄｗ１に供給され、この第１のデジタル/アナログ変換
器ｄｗ１によってアナログゲイン制御信号Ｖに変換され
る。この第１のデジタル/アナログ変換器ｄｗ１のゲイ
ン制御信号Ｖが現れる出力側は第２の増幅器ｖ２のゲイ
ン制御入力側に接続されている。
【００６１】従って、閉ループ制御回路が形成される。
この閉ループ制御回路によって第２の増幅器ｖ２の出力
信号の振幅は第１の増幅器ｖ１の出力信号の振幅に等し
くされる。
【００６２】既述の励振部分回路はデジタルジェネレー
タｄｇを含む。このデジタルジェネレータｄｇは周波数
制御入力側及び振幅制御入力側を有する。さらにこのデ
ジタルジェネレータｄｇはデジタル励振信号を送出する
第１の出力側ａ１、第１のデジタル正弦信号ｓｎ１を送
出する第２の出力側ａ２及び第１のデジタル余弦信号ｃ
ｓ１を送出する第３の出力側ａ３を有する。
【００６３】デジタルジェネレータｄｇの第４の出力側
ａ４は瞬時の振動周波数を表すデジタル信号を送出し、
デジタルプロセッサｄｐの別の入力側に接続されてい
る。
【００６４】デジタル周波数調整器ｆｒは第１の入力
側、第２の入力側及び１つの出力側を有する。この第１
の入力側はデジタルジェネレータｄｇの第２の出力側ａ
２に接続され、このためこの第１の入力側には第１のデ
ジタル正弦信号ｓｎ１が供給される。デジタルプロセッ
サｄｐの第４の出力側にこのデジタル周波数調整器ｆｒ
の第２の入力側が接続され、このデジタル周波数調整器
ｆｒの出力側はデジタルジェネレータｄｇの周波数制御
入力側に接続されている。
【００６５】第１のデジタル振幅調整器ａｒ１は第１の
入力側、第２の入力側ならびに１つの出力側を有する。
この第１の入力側は第１のバンドパスフィルタｂｐ１の
出力側に接続されている。第２の入力側にはデジタル振
幅調整信号ａｍが供給される。このデジタル振幅調整信
号ａｍは質量流量計の利用者により設定され、そして１
つ又は複数の測定管の前述の機械的特性に依存して選択
される。
【００６６】第１のデジタル振幅調整器ａｒ１の出力側
はデジタルジェネレータｄｇの振幅制御入力側に接続さ
れている。従って、このデジタルジェネレータｄｇの第
１の出力側ａ１から送出される信号の振幅は利用者によ
って設定される。しかしこの振幅は設定された後では一
定のままである。
【００６７】このデジタルジェネレータｄｇの第１の出
力側ａ１には第２のデジタル/アナログ変換器ｄｗ２が
後置接続されており、この第２のデジタル/アナログ変
換器ｄｗ２はアナログ出力段ｌｓを制御する。このアナ
ログ出力段ｌｓの出力信号Ｘ１６は振動励振器、例えば
図１の振動励振器１６に供給される。
【００６８】図３にはブロック回路図の形式で図２のデ
ジタルプロセッサｄｐの実施形態が示されている。第１
のデジタルバンドパスフィルタｂｐ１は第１のアナログ
/デジタル変換器ａｗ１に、第２のデジタルバンドパス
フィルタｂｐ２は第２のアナログ/デジタル変換器ａｗ
２に、第３のデジタルバンドパスフィルタｂｐ３はアナ
ログ/デジタル変換器ａｗ３に後置接続されている。
【００６９】これら３つのバンドパスフィルタｂｐ１、
ｂｐ２、ｂｐ３は同一であり、つまりは互いに同一の構
造を有する。そしてこれら３つのバンドパスフィルタｂ
ｐ１、ｂｐ２、ｂｐ３は１つ又は複数の測定管の振動の
最低発生周波数よりも低い下限カットオフ周波数と１つ
又は複数の測定管の振動の最高発生周波数よりも高い上
限カットオフ周波数とを有する。
【００７０】従って、この下限カットオフ周波数及び上
限カットオフ周波数によって定められるこれらバンドパ
スフィルタの通過帯域は、一方で測定管のメカニカルな
デザインに依存する、とりわけ測定管の長さ、直径、壁
の強度及び例えば鋼鉄、チタン又はジルコニウムのよう
な材料が通過帯域を決定する。他方でこの通過帯域は測
定される流体及びこの流体の密度によっても定められ
る。
【００７１】実際のコリオリ質量流量計による測定に使
用される流体のアンサンブルに関連する測定管４乃至は
複数の測定管の所定の設計仕様のためにこの通過帯域は
固定されている。よって、３つのバンドパスフィルタｂ
ｐ１、ｂｐ２、ｂｐ３の下限カットオフ周波数及び上限
カットオフ周波数の値も公知である。
【００７２】センサ信号は１つ乃至は複数の測定管の瞬
時の振動周波数に等しい周波数を有しているので、これ
ら３つのバンドパスフィルタｂｐ１、ｂｐ２、ｂｐ３の
出力信号はこの瞬時の振動周波数の値を表すデジタル信
号も含む。
【００７３】第３のバンドパスフィルタｂｐ３には第１
のデジタル振幅測定段ｄｄ１の信号入力側が後置接続さ
れている。この第１のデジタル振幅測定段ｄｄ１の出力
側にはデジタル信号が現れる。このデジタル信号は、第
３のバンドパスフィルタｂｐ３の出力信号の振幅が一定
である限りは一定であり、この第３のバンドパスフィル
タｂｐ３の出力信号の振幅に等しい。従って、第１のデ
ジタル振幅測定段ｄｄ１は次のようなデジタル段の機能
を有する。すなわち、このデジタル段の出力信号がこの
デジタル段の入力信号の振幅に等しいという機能を有す
る。ここで振幅とは通常の場合のように周期的に変化す
る信号の正の最大値と解釈する。
【００７４】デジタル位相測定器ｐｍは第１、第２及び
第３の入力側ｅ１，ｅ２，ｅ３を有する。第１の入力側
ｅ１は第１の振幅測定段ｄｄ１の出力側に接続されてお
り、第２の入力側ｅ２は第２のバンドパスフィルタｂｐ
２の出力側に接続されており、第３の入力側ｅ３は第３
のバンドパスフィルタｂｐ３の出力側に接続されてい
る。
【００７５】第２のデジタル振幅調整器ａｒ２は、第１
のデジタル９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ１の出力
側に接続される第１の入力側を有する。この第１のデジ
タル９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ１は第１のバン
ドパスフィルタｂｐ１に後置接続されている。第２の振
幅調整器ａｒ２の第２の入力側は第２のバンドパスフィ
ルタｂｐ２の出力側に接続されている。この第２の振幅
調整器ａｒ２の出力側には前述のデジタルゲイン制御信
号ｖが現れる。
【００７６】第１の計算段ｒｓ１は測定管の中を流れる
流体の質量Ｍ及び/又は密度Ｄを計算するのに使用さ
れ、この第１の計算段ｒｓ１は位相測定器ｐｍの出力側
に接続する第１の入力側を有する。前述のデジタル質量
流量信号ｍはこの計算段ｒｓの第１の出力側で取り出さ
れ、前述のデジタル密度信号ｄは第２の出力側で取り出
される。
【００７７】図４はブロック回路図の形式で質量流量セ
ンサの測定及び動作回路の改良実施形態を示している。
この質量流量センサは測定管温度の測定のための第１の
温度感知器１９及び支持管温度の測定のための第２の温
度感知器２０を有する。さらに、温度に依存しない第１
及び第２の基準抵抗器２９、３０が設けられている。第
２の加算段ｓｓ２の第１の入力側/出力側線路は第１の
増幅器ｖ１と第３のアナログ/デジタル変換器ａｗ３と
の間に挿入されている。
【００７８】アナログ正弦信号のジェネレータｓｇには
抵抗器Ｒが後置接続されている。このアナログ正弦信号
の周波数は１つの乃至は複数の測定管の振動周波数領域
の外側にある。よって、このアナログ正弦信号は抵抗器
Ｒのこのジェネレータとは反対側の接続端子からのみ取
り出される。
【００７９】マルチプレクサｍｘはクロックジェネレー
タｃｍによって制御されており、このマルチプレクサｍ
ｘは周期的に第１及び第２の温度感知器１９、２０なら
びに第１及び第２の基準抵抗器２９、３０を第２の加算
段ｓｓ２の第２の入力側に導通切換している。これによ
り抵抗器Ｒを有するそれぞれの分圧器が形成される。
【００８０】従って、次々と一時的に温度感知器１９、
２０及び基準抵抗器２９、３０は抵抗器Ｒと統合接続さ
れ、分圧器Ｒ-１９、Ｒ-２０、Ｒ-２９、Ｒ-３０を形成
する。抵抗器Ｒとの結合点はこの分圧器のタップであ
る。このタップはマルチプレクサｍｘから第２の加算段
ｓｓ２の第２の入力側へと導通切換される。
【００８１】従って、第２の加算段ｓｓ２の第２の入力
側には周期的に４つのアナログ正弦信号が供給される。
これら４つの信号のうちの１つは測定管の温度に依存す
る振幅を有し、これら４つの信号のうちの１つは支持管
の温度に依存する振幅を有し、これら４つの信号のうち
の１つは温度に依存せずただ抵抗器Ｒ、２９の値にのみ
依存する振幅を有し、そしてこれら４つの信号のうちの
１つは温度に依存せずただ抵抗器Ｒ、３０の値にのみ依
存する振幅を有する。
【００８２】第３のアナログ/デジタル変換器ａｗ３の
出力側には狭帯域の第４のバンドパスフィルタｂｐ４が
後置接続されている。この狭帯域の第４のバンドパスフ
ィルタｂｐ４の通過帯域はアナログ正弦信号の周波数を
含む。
【００８３】これらのアナログ正弦信号はなるほど第２
の加算段ｓｓ２によって増幅されたセンサ信号Ｘ１７に
重畳されるが、この信号Ｘ１７は第４のバンドパスフィ
ルタｂｐ４によって抑圧される。この結果、この第４の
バンドパスフィルタｂｐ４の出力側にはこれら４つのア
ナログ正弦信号を表すデジタル信号のみが現れる。
【００８４】対比的なやり方で４つのアナログ正弦信号
は第３のバンドパスフィルタｂｐ３によって抑圧され
る。この結果、この第３のバンドパスフィルタｂｐ３の
出力側には増幅されたセンサ信号Ｘ１７を表すデジタル
信号のみが現れる。
【００８５】第４のバンドパスフィルタｂｐ４には第２
のデジタル振幅測定段ｄｄ２の信号入力側が後置接続さ
れている。この第２のデジタル振幅測定段ｄｄ２の出力
側にはデジタル信号が現れる。このデジタル信号は、第
４のバンドパスフィルタｂｐ４の出力信号の振幅が一定
である限り一定であり、このデジタル信号はこの第４の
バンドパスフィルタｂｐ４の出力信号の振幅に等しい。
【００８６】従って、第２の振幅測定段ｄｄ２は周期的
に４つのデジタル信号を発生する。これら４つのデジタ
ル信号は上述の４つのアナログ正弦信号のデジタル化さ
れた振幅を表す。
【００８７】この第２の振幅測定段ｄｄ２の出力側は温
度信号分離段ｔｔの信号入力側に接続されている。この
温度信号分離段ｔｔの制御入力側はクロックジェネレー
タｃｍの出力側に接続されている。
【００８８】この温度信号分離段ｔｔの第１の出力側に
は第１の温度感知器１９によって測定された温度に相応
するデジタル信号が現れ、計算段ｒｓの第３の入力側に
接続される。
【００８９】この温度信号分離段ｔｔの第２の出力側に
は第２の温度感知器２０によって測定された温度に相応
するデジタル信号が現れ、計算段ｒｓの第４の入力側に
接続される。
【００９０】計算段ｒｓの第１の出力側では温度補償さ
れたデジタル質量流量信号ｍ´が取り出され、計算段ｒ
ｓの第２の出力側では温度補償されたデジタル密度信号
ｄ´が取り出される。
【００９１】図４の回路ではデジタルジェネレータｄｇ
は第１の正弦信号ｓｎ１及び第１の余弦信号ｃｎ１に加
えて第５の出力側ａ５に第２のデジタル正弦信号ｓｎ２
を、第６の出力側ａ６に第２のデジタル余弦信号ｃｎ２
を発生する。これら２つの信号ｓｎ２、ｃｎ２の周波数
は正弦ジェネレータｓｇによって発生されるアナログ正
弦信号の周波数に等しい。
【００９２】図５はブロック回路図の形式で図４の測定
及び動作回路の改良実施形態を示している。第３の加算
段ｓｓ３の第１の入力側/出力側線路は差分段ｄｓと第
２のアナログ/デジタル変換器ａｗ２との間に挿入され
ている。この第３の加算段ｓｓ３の第２の入力側はマル
チプレクサｍｘの出力側に接続されている。
【００９３】第２のアナログ/デジタル変換器ａｗ２の
出力側に後置接続された第５のバンドパスフィルタｂｐ
５は第４のバンドパスフィルタｂｐ４と同一の構造を有
する。この第５のバンドパスフィルタｂｐ５の出力側に
も図３の４つのアナログ正弦信号を表す４つのデジタル
信号のみが現れる。
【００９４】この第５のバンドパスフィルタｂｐ５には
第３のデジタル振幅測定段ｄｄ３が後置接続されてい
る。この第３のデジタル振幅測定段ｄｄ３は図４の第２
の振幅測定段ｄｄ２と同一の機能を有する。
【００９５】第３の振幅測定段ｄｄ３の出力側には非対
称性測定段ｎｓの第１の入力側が接続されており、この
非対称性測定段ｎｓの第２の入力側には第２の振幅測定
段ｄｄ２の出力側が接続されている。この非対称性測定
段ｎｓの出力側は位相測定器ｐｍのもう１つの信号入力
側に接続されている。
【００９６】非対称性測定段ｎｓ及びこの非対称性測定
段ｎｓに信号の流れという観点から見て前置接続されて
いる複数の段によって非対称性が検出され、この非対称
性は位相測定器ｐｍで処理され補償される。この非対称
性はアナログ/デジタル変換器ａｗ２，ａｗ３及びこれ
らアナログ/デジタル変換器ａｗ２，ａｗ３に前置接続
されているアナログ段で発生しうる。
【００９７】図６にはブロック回路図の形式で本発明で
使用される振幅測定段の有利な構成が図示されている。
第１の乗算器ｍｐ１の第１の入力側及び第２の乗算器ｍ
ｐ２の第１の入力側に信号が供給され、この信号の振幅
が測定される。この信号は、図３から図５までの第１の
振幅測定段ｄｄ１の場合には第３のバンドパスフィルタ
ｂｐ３の出力信号であり、図４及び図５の第２の振幅測
定段ｄｄ２の場合には第４のバンドパスフィルタｂｐ４
の出力信号であり、図５の第３の振幅測定段ｄｄ３の場
合には第５のバンドパスフィルタｂｐ５の出力信号であ
る。
【００９８】第１の振幅測定段ｄｄ１では第１の乗算器
ｍｐ１の第２の入力側に図２から図５までのデジタルジ
ェネレータｄｇによって発生された第１のデジタル正弦
信号ｓｎ１が供給され、第２の乗算器ｍｐ２の第２の入
力側にデジタルジェネレータｄｇによって発生された第
１のデジタル余弦信号ｃｎ１が供給される。
【００９９】これに対して第２及び第３の振幅測定段ｄ
ｄ２、ｄｄ３では第１の乗算器ｍｐ１の第２の入力側に
図４及び図５のデジタルジェネレータｄｇによって発生
された第２のデジタル正弦信号ｓｎ２が供給され、第２
の乗算器ｍｐ２の第２の入力側にデジタルジェネレータ
ｄｇによって発生された第２のデジタル余弦信号ｃｎ２
が供給される。
【０１００】第１の乗算器ｍｐ１には第１のデジタルロ
ーパスフィルタｔｐ１が、第２の乗算器ｍｐ２には第２
のデジタルローパスフィルタｔｐ２が後置接続されてい
る。２つのローパスフィルタｔｐ１、ｔｐ２の上限カッ
トオフ周波数は測定管４乃至は複数の測定管の予期され
る最低振動周波数よりはるかに低い。
【０１０１】第１のローパスフィルタｔｐ１には第１の
二乗器（squaring element）ｑ１が後置接続され、第２
のローパスフィルタｔｐ２には第２の二乗器ｑ２が後置
接続される。第１の二乗器ｑ１の出力信号及び第２の二
乗器ｑ２の出力信号は加算器ａｄによって合計される。
【０１０２】加算器ａｄの出力信号は開平器（root ext
ractor）ｒｚに供給される。この開平器ｒｚはこの加算
器ａｄの出力信号からこの開平器ｒｚの出力信号として
デジタル信号を形成する。このデジタル信号は加算器ａ
ｄの出力信号の平方根の２倍に等しい。そしてこのデジ
タル信号はデジタル形式で上述のバンドパスフィルタの
出力信号の振幅を表している。
【０１０３】図７にはブロック回路図の形式で本発明で
使用される９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ１，ｐｓ
２の有利な構成が図示されている。９０°位相シフト及
び正規化段ｐｓ１，ｐｓ２の入力側には図３から図５ま
での第１のバンドパスフィルタｂｐ１乃至はｂｐ２の出
力信号が供給される。この９０°位相シフト及び正規化
段ｐｓ１，ｐｓ２の入力側は正確な９０°位相シフト部
ｐｔの入力側でもある。この段には第４の振幅測定器ｄ
ｄ４が後置接続されている。この第４の振幅測定器ｄｄ
４には第１の正弦信号ｓｎ１及び第１の余弦信号ｃｎ１
が供給される。
【０１０４】第４の振幅測定器ｄｄ４の出力信号は第１
のデジタル逆数形成器（reciprocal-forming element）
ｒｐ１に供給され、この第１のデジタル逆数形成器ｒｐ
１はこの第１のデジタル逆数形成器ｒｐ１の入力信号か
らその逆数の値を形成する。９０°位相シフト部ｐｔの
出力信号は第３の乗算器ｍｐ３の第１の入力側に供給さ
れ、第１の逆数形成器ｒｐ１の出力信号はこの第３の乗
算器ｍｐ３の第２の入力側に供給される。
【０１０５】第３の乗算器ｍｐ３の出力側にはデジタル
信号が現れる。このデジタル信号は図２から図５におい
ては周波数調整器ｆｒの第２の入力側に供給され、図３
から図５においては第２の振幅調整器ａｒ２の第１の入
力側乃至は位相測定器ｐｍの第３の入力側ｅ３に供給さ
れる。
【０１０６】第１の逆数形成器により行われる正規化に
よって９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ１、ｐｓ２の
出力信号は値１を表す振幅を有する。
【０１０７】図８にはブロック回路図の形式で本発明で
使用される位相測定器ｐｍの有利な構成を図示する。こ
の位相測定器ｐｍは前述した３つの入力側ｅ１，ｅ２，
ｅ３を有する。第１の入力側ｅ１は第１の振幅測定段ｄ
ｄ１の出力側に、第２の入力側ｅ２は第２のバンドパス
フィルタｂｐ２の出力側に、第３の入力側ｅ３は第２の
９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ２の出力側に接続さ
れている。
【０１０８】第２の入力側ｅ２は第１の遅延段ｖｓ１の
入力側に接続されている。この遅延段ｖｓ１の遅延時間
は第２の９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ２の遅延時
間に等しい。第１の遅延段ｖｓ１には第４の乗算器ｍｐ
４の第１の入力側が後置接続されている。この第４の乗
算器ｍｐ４の第２の入力側は第３の入力側ｅ３に接続さ
れている。
【０１０９】第４の乗算器ｍｐ４には第３のローパスフ
ィルタｔｐ３が後置接続されている。この第３のローパ
スフィルタｔｐ３の上限カットオフ周波数は、測定管４
乃至は複数の測定管の予期される最低振動周波数よりは
るかに低い。この第３のローパスフィルタｔｐ３には第
１の平均値形成器ｍｗ１が後置接続されている。位相差
段ｐｄの第１の入力側は第１の入力側ｅ１に接続され、
この位相差段ｐｄの第２の入力側は第１の平均値形成器
ｍｗ１の出力側に接続されている。
【０１１０】図８ではさらに補足部分が点線で示されて
いる。この補足部分は図５の回路のためのものである。
第１の入力側ｅ１を位相差段ｐｄの第１の入力側に接続
する線路に第５の乗算器ｍｐ５が挿入されている。この
第５の乗算器ｍｐ５の第１の入力側が第１の入力側ｅ１
に接続され、第２の入力側は第４の入力側ｅ４に接続さ
れている。この第４の入力側ｅ４は前述のように非対称
性測定段ｎｓの出力側に接続されている。
【０１１１】位相差段ｐｄによってデジタル信号が発生
される。このデジタル信号は冒頭で言及した２つの振動
センサ１７、１８の信号Ｘ１７，Ｘ１８の位相差δφに
正確に比例する。これは次の式の導出において説明され
るように発生する。この式の導出においてはアナログ信
号に対しては大文字をデジタル信号に対しては小文字を
選択する。
【０１１２】２つの増幅器ｖ１，ｖ２の出力信号Ｖ１，
Ｖ２は純正弦波状の信号だけでなく、妨害信号や直流電
圧成分なども含んでいる。全く一般的な形では、測定管
４乃至は複数の測定管の中心を基準にして２つの増幅器
ｖ１，ｖ２の出力信号Ｖ１，Ｖ２には次式が成立する。
【０１１３】
【数１】
【０１１４】上の式（１）、（２）の中の記号は次のよ
うな意味を持つ： Ω： センサ信号の角周波数；Ω＝２πｆが成り立つ ｆ： センサ信号Ｘ１７，Ｘ１８の周波数 ｔ： 時間変数 Ｕ17os,Ｕ18os: センサ信号Ｘ１７，Ｘ１８及び/又は増幅器ｖ１，ｖ２の直 流電圧オフセット Ｕ17,Ｕ18： Ｖ１乃至はＶ２の交流成分の振幅 φ： 測定管の中心点における振動に対するセンサ信号の位相シフ ト Ｎ： あり得る妨害周波数の総数 ｎ： 総数Ｎの中の妨害周波数の番号 α，β： 第ｎ番目の妨害周波数の位相シフト Ｕ17 ｎ,Ｕ18 ｎ： 第ｎ番目の妨害周波数の振幅 バンドパスフィルタｂｐ２の出力側におけるデジタル信
号ｕは次式で得られる： ｕ 〜 Ｕ17−Ｕ18＝｛（Ｕ17−Ｕ18）cos(φ/２)｝sinΩｔ ±｛（Ｕ17＋Ｕ18）sin(φ/２)｝cosΩｔ （３） この信号ｕはもはやオフセット成分を含んでおらず周波
数ｆの倍数の周波数を有する成分も含んでいない。
【０１１５】説明したようにセンサ信号は第２の振幅調
整器ａｒ２によって振幅が等しくなるように調整される
ので、式（３）に含まれる項（Ｕ17−Ｕ18）cos(φ/２)
はゼロになる。同じ理由から式（３）も含まれる項（Ｕ
17＋Ｕ18）sin(φ/２)は簡略化され２Ｕ17sin(φ/２)に
なる。従って、式（３）は次式に変形される： ｕ 〜 ±２｛Ｕ17sin(φ/２)｝cosΩｔ （４） 同様にして第２の９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ２
の出力側はデジタル信号ｗを供給することが導出され
る： ｗ 〜 −cos（Ωｔ−φ/２） （５） 信号ｕ及びｗは第４の乗算器ｍｐ４によって互いに乗算
される。これは混合とも呼ぶことができる。というのも
信号ｕ、ｗは引き数Ωｔを有する正弦信号乃至は余弦信
号だからである。
【０１１６】第３のローパスフィルタｔｐ３の出力信号
はsinΩｔ成分乃至はcosΩｔ成分をもはや有していな
い。従って、第１の平均値形成器ｍｐ１に後置接続され
る位相測定器ｐｍの入力側にはφに依存するデジタル信
号ｚが現れる： ｚ 〜 ＝Ｕ17sinφ （６） 位相測定器ｐｍの第１の入力側ｅ１には第１の振幅測定
段ｄｄ１の出力側から振幅Ｕ17を表す信号が供給され
る。この位相測定器ｐｍはまず最初にｚをＵ17で除す
る。その次にsinφにのみ比例する信号から逆正弦関数
の形成によってφが算出される。要求される高い精度を
顧慮して、そもそもφが非常に小さい値の場合にはφを
sinφと等しいとすることが可能であるが、これは意図
的に行わないことにする。
【０１１７】図９にはブロック回路図の形式で本発明で
使用される周波数調整器ｆｒの有利な構成を図示する。
第１の正弦信号ｓｎ１は第２の遅延段ｖｓ２に供給され
る。この第２の遅延段ｖｓ２の遅延時間は第１の９０°
位相シフト及び正規化段ｐｓ１の遅延時間に等しい。
【０１１８】第２の遅延段ｖｓ２の出力側は第６の乗算
器ｍｐ６の第１の入力側に接続される。この第６の乗算
器ｍｐ６の第２の入力側は９０°位相シフト及び正規化
段ｐｓの出力側に接続されている。
【０１１９】この第６の乗算器ｍｐ６の出力側には第４
のローパスフィルタｔｐ４が接続されている。この第４
のローパスフィルタｔｐ４の上限カットオフ周波数は測
定器４乃至は複数の測定器の予期される最低振動周波数
よりはるかに低い。第１の減算器ｓｂ１の被減数入力側
は第４のローパスフィルタｔｐ４の出力側に接続されて
いる。
【０１２０】第１の減算器ｓｂ１の減数入力側にはデジ
タル信号ｚｒが供給される。このデジタル信号ｚｒは、
第１の９０°位相シフト及び正規化段ｐｓ１の出力信号
とデジタルジェネレータｄｇの第２の出力側の信号との
間の位相シフトの目標値ゼロを表す。
【０１２１】この第１の減算器ｓｂ１の出力側は第１の
ＰＩＤ制御器ｐｉ１の入力側に接続される。この第１の
ＰＩＤ制御器ｐｉ１の出力側はデジタルジェネレータｄ
ｇの周波数制御入力側に接続されている。
【０１２２】図１０にはブロック回路図の形式で本発明
で使用される第１の振幅調整器ａｒ１の有利な構成を図
示する。第１のバンドパスフィルタｂｐ１の出力側には
第２の減算器ｓｂ２の被減数入力側が接続され、この第
２の減算器ｓｂ２の減数入力側には振幅調整信号ａｍが
供給される。
【０１２３】第２の減算器ｓｂ２の出力側は第２のＰＩ
Ｄ制御器ｐｉ２の入力側に接続される。この第２のＰＩ
Ｄ制御器ｐｉ２の出力側はデジタルジェネレータｄｇの
振幅制御入力側に接続されている。
【０１２４】図１１にはブロック回路図の形式で本発明
で使用されるデジタルジェネレータｄｇの有利な構成を
図示する。第１の振幅調整器ａｒ１の出力側に接続され
たこのデジタルジェネレータｄｇの振幅制御入力側は第
７の乗算器ｍｐ７の第１の入力側に接続されている。こ
の第７の乗算器ｍｐ７の出力側はデジタルジェネレータ
ｄｇの第１の出力側である。ここに第２のデジタル/ア
ナログ変換器ｄｗ２を制御するデジタル信号が現れる。
【０１２５】正弦信号ｓｎ１は第７の乗算器ｍｐ７の第
２の入力側にも供給される。この第７の乗算器ｍｐ７に
よって第１の振幅調整器ａｒ１のデジタル振幅信号は一
定の振幅を有して発生される正弦信号ｓｎ１と乗算され
る。
【０１２６】第１のデジタル正弦ジェネレータｓｇ１の
周波数制御入力側は、第１のデジタル余弦ジェネレータ
ｃｇ１の周波数制御入力側と共にデジタルジェネレータ
ｄｇの上述した周波数制御入力側を形成する。この周波
数制御入力側は周波数調整器ｆｒの出力側に接続されて
いる。
【０１２７】この周波数調整器ｆｒの出力側のデジタル
信号は、測定管４乃至は複数の測定管の瞬時の振動角周
波数に正確に比例しかつこの周波数に関する情報を含む
数値である。この数値から第１の正弦ジェネレータｓｇ
１は同様に上述した第１の正弦信号ｓｎ１を発生し、さ
らに第１の余弦ジェネレータｃｇ１は上述した第１の余
弦信号ｃｎ１を発生する。従って、２つの信号ｓｎ１、
ｃｎ１は常に測定器４乃至は複数の測定管の瞬時の振動
周波数に正確に等しい周波数を有する。この正弦信号ｓ
ｎ１は第２の出力側ａ２に供給され、この余弦信号ｃｎ
１は第３の出力側ａ３に供給される。
【０１２８】図１１では周波数制御入力側はさらに段ｋ
ｆの入力側に接続されている。この段ｋｆは上述の振動
角周波数信号からデジタル信号を発生する。このデジタ
ル信号はこの角周波数に所属する周波数に関する情報の
みを含んでいる。
【０１２９】最後に図１１では、第２のデジタル正弦ジ
ェネレータｓｇ２の周波数制御入力側及び第２のデジタ
ル余弦ジェネレータｃｇ２の周波数制御入力側に、利用
者によって前述のアナログ正弦ジェネレータｓｇの周波
数に合わせて調整されるデジタル信号ｃｇが供給され
る。これら２つのジェネレータｓｇ２、ｃｇ２は例えば
リードオンリーメモリに格納された正弦テーブル乃至は
余弦テーブルとして実現される。
【０１３０】デジタル信号ｃｇから第２の正弦ジェネレ
ータｓｇ２は第２のデジタル正弦信号ｓｎ２を発生し、
さらに第２の余弦ジェネレータｃｇ２は第２のデジタル
余弦信号ｃｎ２を発生する。従って、２つの信号ｓｎ
２、ｃｎ２は常にアナログ正弦ジェネレータｓｇの周波
数に等しい周波数を有する。この正弦信号ｓｎ２は第５
の出力側ａ５に供給され、信号ｃｎ２は第６の出力側ａ
６に供給される。
【０１３１】図１２にはブロック回路図の形式で本発明
で使用される第２の振幅調整器ａｒ２の有利な構成を図
示する。第１のバンドパスフィルタｂｐ１の出力側は第
３の遅延段ｖｓ３の入力側に接続されている。この第３
の遅延段ｖｓ３の遅延時間は第１の９０°位相シフト及
び正規化段ｐｓ１の遅延時間に等しい。
【０１３２】この第１の９０°位相シフト及び正規化段
ｐｓ１の出力側には第８の乗算器ｍｐ８の第１の入力側
が接続され、この第８の乗算器ｍｐ８の第２の入力側は
第３の遅延段ｖｓ３の出力側に接続されている。この第
８の乗算器ｍｐ８には第５のローパスフィルタｔｐ５が
後置接続されている。この第５のローパスフィルタｔｐ
５の上限カットオフ周波数は測定管４乃至は複数の測定
管の予期される最低振動周波数よりもはるかに低い。
【０１３３】第５のローパスフィルタｔｐ５には第２の
平均値形成器ｍｗ２が後置接続されている。この第２の
平均値形成器ｍｗ２の出力側には第３の減算器ｓｂ３の
被減数入力側が接続されている。この第３の減算器ｓｂ
３の減数入力側にはデジタル信号ａｄが供給される。こ
のデジタル信号ａｄは２つのセンサ信号Ｘ１７，Ｘ１８
の差の目標値ゼロを表す。
【０１３４】第３の減算器ｓｂ３には第３のＰＩＤ制御
器ｐｉ３が後置接続されている。この第３のＰＩＤ制御
器ｐｉ３の出力側には第１のデジタル/アナログ変換器
ｄｗ１を制御する信号が現れる。
【０１３５】図１３にはブロック回路図の形式で本発明
で使用される温度信号分離段ｔｔの有利な構成が示され
ている。算術段ｍｓにはデジタル信号ｒｆ１及びデジタ
ル信号ｒｆ２が供給される。これらのデジタル信号ｒｆ
１及びデジタル信号ｒｆ２は実際に実現される分圧器Ｒ
-２９乃至はＲ-３０の分圧比を表す。
【０１３６】さらに算術段ｍｓには入力信号として第２
の振幅測定段ｄｄ２の出力信号及び制御信号としてクロ
ックジェネレータｃｍの信号が供給される。この入力信
号の中に分圧器Ｒ-２９、Ｒ-３０のタップにおける電圧
を表す信号が現れる場合、信号ｒｆ１、ｒｆ２に依拠し
て所属のＲＡＭに電圧-抵抗多項式（voltage/resistanc
e polynominal）が格納される。
【０１３７】この入力信号の中に分圧器Ｒ-１９、Ｒ-２
０のタップにおける電圧を表す信号、すなわち温度に関
する情報を含む信号が現れる場合、これらの（電圧）信
号に所属する抵抗信号が電圧-抵抗多項式に基づいて比
較によって算出される。これらの抵抗信号は温度を表す
信号Ｔ１，Ｔ２である。
【０１３８】クロックジェネレータｃｍによって制御さ
れるデマルチプレクサｄｘは信号Ｔ１，Ｔ２を別個の線
路に割り当てる。
【０１３９】図１４はブロック回路図の形式で本発明で
使用される非対称性測定段ｎｓの有利な構成を示す。既
に言及したように、この段の第１の入力側には第２の振
幅測定段ｄｄ２の出力信号が供給され、この段の第２の
入力側には第３の振幅測定段ｄｄ３の出力信号が供給さ
れる。
【０１４０】非対称性測定段ｎｓの第１の入力側は同時
に第３の平均値形成器ｍｗ３の入力側である。非対称性
測定段ｎｓの第２の入力側は同時に第４の平均値形成器
ｍｗ４の入力側である。この第４の平均値形成器ｍｗ４
の出力側は第２の逆数形成器ｒｐ２の入力側に接続され
ている。第３の平均値形成器ｍｗ３の出力信号は第９の
乗算器ｍｐ９の第１の入力側に供給される。この第９の
乗算器ｍｐ９の第２の入力側は第２の逆数形成器ｒｐ２
の出力側に接続されている。
【０１４１】第９の乗算器ｍｐ９の出力側は非対称性測
定段ｎｓの出力側でありかつ位相測定器ｐｍの前述した
第４の入力側に接続されている。この第９の乗算器ｍｐ
９の出力信号は、非対称性が存在しない場合には値１を
表すデジタル値を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】測定管を有する質量流量計の質量流量センサを
垂直方向に部分的に切断した長手方向断面図である。
【図２】図１の質量流量計の測定及び動作回路のブロッ
ク回路図である。
【図３】図２の回路の構成を示すブロック回路図であ
る。
【図４】図２及び図３の回路の第１の改良実施形態のブ
ロック回路図である。
【図５】付加的な機能を補足した図４の測定及び動作回
路のブロック回路図である。
【図６】振幅測定段の有利な構成を示すブロック回路図
である。
【図７】９０°位相シフト及び正規化段の有利な構成を
示すブロック回路図である。
【図８】位相測定器の有利な構成を示すブロック回路図
である。
【図９】周波数調整器の有利な構成を示すブロック回路
図である。
【図１０】第１の振幅調整器の有利な構成を示すブロッ
ク回路図である。
【図１１】デジタルジェネレータの有利な構成を示すブ
ロック回路図である。
【図１２】第２の振幅調整器の有利な構成を示すブロッ
ク回路図である。
【図１３】温度信号分離段の有利な構成を示すブロック
回路図である。
【図１４】非対称性測定段の有利な構成を示すブロック
回路図である。
【符号の説明】
１ 質量流量センサ ２ フランジ ３ フランジ ４ 測定管 ５ ネジ １３ 流体流入側エンドプレート １４ 流体流出側エンドプレート １５ 支持管 １６ 振動励振器 １７ 振動センサ １８ 振動センサ １９ 第１の温度感知器 ２０ 第２の温度感知器 ２１ ケーシング ２２ 中継部分 ２３ 電子機器ケーシング ２９ 基準抵抗器 ３０ 基準抵抗器 １６１ 永久磁石 １６２ コイル １７１ 永久磁石 １７２ コイル １８１ 永久磁石 １８２ コイル ｖ１，ｖ２ 増幅器 ｓｓ１ 加算段 ｉｇ 積分段 ｄｓ 差分段 ｃｌ クロックオシレータ ａｗ１，ａｗ２，ａｗ３ アナログ/デジタル変換器 ｄｐ デジタルプロセッサ ａｒ１，ａｒ２ 振幅調整器 ｆｒ 周波数調整器 ｄｇ デジタルジェネレータ ｄｗ１，ｄｗ２ デジタル/アナログ変換器 ｌｓ アナログ出力段 ｂｐ１，ｂｐ２ バンドパスフィルタ ｄｄ１，ｄｄ２ デジタル振幅測定段 ｐｍ デジタル位相測定器 ｐｓ１，ｐｓ２ ９０°位相シフト及び正規化段 ｒｓ 計算段 ｓｇ 正弦信号ジェネレータ ｃｍ クロックジェネレータ ｍｘ マルチプレクサ ｔｔ 温度信号分離段 ｎｓ 非対称性測定段 ｍｐ 乗算器 ｔｐ ローパスフィルタ ｑ１，ｑ２ 二乗器 ｒｚ 開平器 ｒｐ 逆数形成器 ｐｔ ９０°シフト部 ｖｓ 遅延段 ｍｗ 平均値形成器 ｐｄ 位相差段 ｓｂ 減算器 ｐｉ ＰＩＤ制御器 ｃｇ 余弦信号ジェネレータ ｋｆ 段 ｍｓ 算術段 ｄｘ デマルチプレクサ

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 コリオリ質量流量計の測定及び動作回路
    において、該コリオリ質量流量計の測定及び動作回路は
    質量流量センサ（１）を有し、該質量流量センサ（１）
    は測定される流体によって貫流される少なくとも１つの
    測定管（４）を有し、 該測定管（４）は動作中にその材料及び寸法によって予
    め決まっているが前記流体の密度によって変化する振動
    周波数によって振動し、該振動周波数は前記測定管
    （４）の瞬時の機械的な共振周波数に等しいか又はこの
    共振周波数に近いかのいずれかであり、 前記測定管（４）において流れ方向に互いに間隔をおい
    て第１の及び第２の電磁振動センサ（１７、１８）なら
    びに振動励振器（１６）が配置されており、 前記測定管（４）は支持フレーム又は支持管（１５）に
    よって囲まれており、 前記コリオリ質量流量計の測定及び動作回路は測定部分
    回路を有し、 該測定部分回路は、第１の振動センサの信号（Ｘ１７）
    に対する固定的に調整されたゲインを有する第１の増幅
    器（ｖ１）を有し、 前記測定部分回路は、ゲイン制御入力側を有する第２の
    振動センサの信号（Ｘ１８）に対する第２の増幅器（ｖ
    ２）を有し、 前記測定部分回路は、前記第１及び第２の増幅器の出力
    信号に対する第１の加算段（ｓｓ１）を有し、 前記測定部分回路は、前記第１の加算段（ｓｓ１）に後
    置接続される積分段（ｉｇ）を有し、該積分段（ｉｇ）
    の出力信号は前記第１の加算段（ｓｓ１）の出力信号に
    対して９０°の位相シフトを有し、 前記測定部分回路は、前記第１及び第２の増幅器の出力
    信号に対する差分段（ｄｓ）を有し、 前記測定部分回路は、前記積分段に後置接続される第１
    のアナログ/デジタル変換器（ａｗ１）を有し、 前記測定部分回路は、前記差分段に後置接続される第２
    のアナログ/デジタル変換器（ａｗ２）を有し、 前記測定部分回路は、前記第１の増幅器に後置接続され
    る第３のアナログ/デジタル変換器（ａｗ３）を有し、 前記測定部分回路は、前記３つのアナログ/デジタル変
    換器を同期してクロックするサンプリング信号を送出す
    るためのクロックオシレータ（ｃｌ）を有し、 前記測定部分回路はデジタルプロセッサ（ｄｐ）を有
    し、該デジタルプロセッサ（ｄｐ）は前記第１及び第２
    及び第３のアナログ/デジタル変換器に後置接続されて
    おり、さらに前記デジタルプロセッサ（ｄｐ）はデジタ
    ル質量流量信号（ｍ）を第１の出力側に及び/又はデジ
    タル密度信号（ｄ）を第２の出力側にならびにゲイン制
    御信号（ｖ）を第３の出力側に発生し、該ゲイン制御信
    号（ｖ）は第１のデジタル/アナログ変換器（ｄｗ１）
    に供給され、該第１のデジタル/アナログ変換器（ｄｗ
    １）の出力側は前記第２の増幅器の前記ゲイン制御入力
    側に接続されており、 さらに前記コリオリ質量流量計の測定及び動作回路は励
    振部分回路を有し、 該励振部分回路は、デジタルジェネレータ（ｄｇ）を有
    し、該デジタルジェネレータ（ｄｇ）は、周波数制御入
    力側と、振幅制御入力側と、デジタル励振信号を送出す
    る第１の出力側（ａ１）と、第１のデジタル正弦信号
    （ｓｎ１）を送出する第２の出力側（ａ２）と、第１の
    デジタル余弦信号（ｃｎ１）を送出する第３の出力側
    （ａ３）と、瞬時の振動周波数を表すデジタル信号を送
    出する第４の出力側（ａ４）とを有し、該第４の出力側
    （ａ４）は前記デジタルプロセッサの入力側に接続され
    ており、 前記励振部分回路はデジタル周波数調整器（ｆｒ）を有
    し、該デジタル周波数調整器（ｆｒ）は、前記デジタル
    ジェネレータの第２の出力側に接続された第１の入力側
    と、前記デジタルプロセッサの第４の出力側に接続され
    た第２の入力側と、前記デジタルジェネレータの周波数
    制御入力側に接続される出力側とを有し、 前記励振部分回路は第１のデジタル振幅調整器（ａｒ
    １）を有し、該第１のデジタル振幅調整器（ａｒ１）
    は、前記デジタルプロセッサの第５の出力側に接続され
    た第１の入力側と、デジタル振幅調整信号（ａｍ）が供
    給される第２の入力側と、前記デジタルジェネレータの
    振幅制御入力側に接続された出力側とを有し、 ならびに前記励振部分回路は第２のデジタル/アナログ
    変換器（ｄｗ２）を有し、該第２のデジタル/アナログ
    変換器（ｄｗ２）は前記デジタルジェネレータの第１の
    出力側に後置接続されており、さらに前記第２のデジタ
    ル/アナログ変換器（ｄｗ２）は前記振動励振器に給電
    するアナログ出力段（ｌｓ）を制御する、コリオリ質量
    流量計の測定及び動作回路。
  2. 【請求項２】 前記デジタルプロセッサは第１及び第２
    及び第３のデジタルバンドパスフィルタ（ｂｐ１，ｂｐ
    ２，ｂｐ３）を有し、該第１及び第２及び第３のデジタ
    ルバンドパスフィルタ（ｂｐ１，ｂｐ２，ｂｐ３）は前
    記第１乃至は第２乃至は第３のアナログ/デジタル変換
    器（ａｗ１，ａｗ２，ａｗ３）に後置接続されており、
    前記第１及び第２及び第３のデジタルバンドパスフィル
    タ（ｂｐ１，ｂｐ２，ｂｐ３）は互いに同一の構造を有
    し、前記第１及び第２及び第３のデジタルバンドパスフ
    ィルタ（ｂｐ１，ｂｐ２，ｂｐ３）の下限カットオフ周
    波数は前記測定管（４）の振動の最低発生周波数よりも
    小さく、前記第１及び第２及び第３のデジタルバンドパ
    スフィルタ（ｂｐ１，ｂｐ２，ｂｐ３）の上限カットオ
    フ周波数は前記測定管（４）の振動の最大発生周波数よ
    りも大きく、前記第１及び第２及び第３のデジタルバン
    ドパスフィルタ（ｂｐ１，ｂｐ２，ｂｐ３） は出力信
    号を送出し、該出力信号には瞬時の機械的な振動周波数
    の値を表すデジタル信号が含まれており、 前記デジタルプロセッサは第１のデジタル振幅測定段
    （ｄｄ１）を有し、該第１のデジタル振幅測定段（ｄｄ
    １）は前記第３のバンドパスフィルタ（ｂｐ３）に後置
    接続されており、前記第１のデジタル振幅測定段（ｄｄ
    １）は出力側を有し、該出力側にはデジタル信号が現
    れ、該デジタル信号は前記第３のバンドパスフィルタ
    （ｂｐ３）の出力信号の振幅が一定である限りは一定で
    ありさらに前記デジタル信号はこの出力信号の振幅と同
    一であり、 前記デジタルプロセッサは前記第１のバンドパスフィル
    タに後置接続された第１のデジタル９０°位相シフト及
    び正規化段（ｐｓ１）を有し、 前記デジタルプロセッサは前記第３のバンドパスフィル
    タに後置接続された第２のデジタル９０°位相シフト及
    び正規化段（ｐｓ２）を有し、 前記デジタルプロセッサはデジタル位相測定器（ｐｍ）
    を有し、該デジタル位相測定器（ｐｍ）は第１の入力側
    （ｅ１）を有し、該第１の入力側（ｅ１）は前記第１の
    振幅測定段（ｄｄ１）に後置接続されており、前記デジ
    タル位相測定器（ｐｍ）は第２の入力側（ｅ２）を有
    し、該第２の入力側（ｅ２）は前記第２のバンドパスフ
    ィルタ（ｂｐ２）に後置接続されており、前記デジタル
    位相測定器（ｐｍ）は第３の入力側（ｅ３）を有し、該
    第３の入力側（ｅ３）は前記第２の９０°位相シフト及
    び正規化段（ｐｓ２）に後置接続されており、 前記デジタルプロセッサは第２のデジタル振幅調整器
    （ａｒ２）を有し、該第２のデジタル振幅調整器（ａｒ
    ２）は第１の入力側を有し、該第１の入力側は前記第１
    の９０°位相シフト及び正規化段に後置接続されてお
    り、前記第２のデジタル振幅調整器（ａｒ２）は第２の
    入力側を有し、該該２の入力側は前記第２のバンドパス
    フィルタ（ｂｐ２）の出力側に接続されており、前記第
    ２のデジタル振幅調整器（ａｒ２）は出力側を有し、該
    出力側は前記第１のデジタル/アナログ変換器（ｄｗ
    １）の入力側に接続されており、 前記デジタルプロセッサは前記質量流量信号（ｍ）及び
    /又は前記密度信号（ｄ）を計算するための計算段（ｒ
    ｓ）を有し、該計算段（ｒｓ）は第１の入力側を有し、
    該第１の入力側は前記位相測定器（ｐｍ）の出力側に接
    続されており、前記計算段（ｒｓ）は第２の入力側を有
    し、該第２の入力側は前記デジタルジェネレータ（ｄ
    ｇ）の前記第４の出力側（ａ４）に接続されており、前
    記計算段（ｒｓ）は第１の出力側を有し、該第１の出力
    側で前記デジタル質量流量信号（ｍ）が取り出され、前
    記計算段（ｒｓ）は第２の出力側を有し、該第２の出力
    側で前記デジタル密度信号（ｄ）が取り出される、請求
    項１記載の測定及び動作回路。
  3. 【請求項３】 質量流量センサを有する請求項１又は２
    記載の測定及び動作回路において、前記質量流量センサ
    は測定管温度を測定するための第１の温度感知器（１
    ９）及び前記支持管の又は前記支持フレームの温度を測
    定するための第２の温度感知器（２０）を含んでおり、 さらに前記測定及び動作回路は第１及び第２の基準抵抗
    器（２９、３０）を有し、 前記測定及び動作回路は第２の加算段（ｓｓ２）を有
    し、該第２の加算段（ｓｓ２）の第１の入力側/出力側
    線路は前記第１の増幅器（ｖ１）と前記第３のアナログ
    /デジタル変換器（ａｗ３）との間に挿入されており、 前記測定及び動作回路はアナログ正弦信号のジェネレー
    タ（ｓｇ）を有し、該アナログ正弦信号の周波数は１つ
    の測定管乃至は複数の測定管の振動周波数領域の外側に
    あり、前記アナログ正弦信号のジェネレータ（ｓｇ）に
    抵抗器（Ｒ）が後置接続されており、 前記測定及び動作回路はクロックジェネレータ（ｃｍ）
    によって周期的にクロック制御される導通切り換えのた
    めのマルチプレクサ（ｍｘ）を有し、この導通切り換え
    によって前記第１及び第２の温度感知器（１９、２０）
    ならびに前記第１及び第２の基準抵抗器（２９、３０）
    を前記第２の加算段（ｓｓ２）の第２の入力側に導通切
    り換えし、これにより前記抵抗器（Ｒ）を有するそれぞ
    れの分圧器を形成し、 前記測定及び動作回路は前記第３のアナログ/デジタル
    変換器（ａｗ３）の出力側に後置接続される狭帯域の第
    ４のバンドパスフィルタ（ｂｐ４）を有し、該狭帯域の
    第４のバンドパスフィルタ（ｂｐ４）の通過帯域は前記
    アナログ正弦信号の周波数を含み、 前記測定及び動作回路は第２のデジタル振幅測定段（ｄ
    ｄ２）を有し、該第２のデジタル振幅測定段（ｄｄ２）
    は信号入力側を有し、該信号入力側は前記第４のバンド
    パスフィルタ（ｂｐ４）に後置接続されており、前記第
    ２のデジタル振幅測定段（ｄｄ２）は出力側を有し、該
    出力側にはデジタル信号が現れ、該デジタル信号は前記
    第４のバンドパスフィルタの出力信号の振幅が一定であ
    る限りは一定であり、さらに前記デジタル信号はこの第
    ４のバンドパスフィルタの出力信号の振幅と同一であ
    り、 前記測定及び動作回路は温度信号分離段（ｔｔ）を有
    し、該温度信号分離段（ｔｔ）の信号入力側は前記第２
    の振幅測定段（ｄｄ２）の出力側に接続されており、前
    記温度信号分離段（ｔｔ）の制御入力側は前記クロック
    ジェネレータ（ｃｍ）の出力側に接続されており、前記
    温度信号分離段（ｔｔ）は第１の出力側を有し、該第１
    の出力側には前記第１の温度感知器（１９）によって測
    定される温度に相応するデジタル信号が現れ、前記第１
    の出力側は前記計算段（ｒｓ）の第３の入力側に接続さ
    れており、ならびに前記温度信号分離段（ｔｔ）は第２
    の出力側を有し、該第２の出力側には前記第２の温度感
    知器（２０）によって測定される温度に相応するデジタ
    ル信号が現れ、前記第２の出力側は前記計算段（ｒｓ）
    の第４の入力側に接続されており、前記温度信号分離段
    （ｔｔ）の前記第１の出力側では温度補償されたデジタ
    ル質量流量信号（ｍ´）が取り出され、前記温度信号分
    離段（ｔｔ）の前記第２の出力側では温度補償されたデ
    ジタル密度信号（ｄ´）が取り出される、質量流量セン
    サを有する請求項１又は２記載の測定及び動作回路。
  4. 【請求項４】 請求項３記載の測定及び動作回路におい
    て、 該測定及び動作回路は第３の加算段（ｓｓ３）を有し、
    該第３の加算段（ｓｓ３）の第１の入力側/出力側線路
    路は前記差分段（ｄｓ）と前記第２のアナログ/デジタ
    ル変換器（ａｗ２）との間に挿入されており、前記第３
    の加算段（ｓｓ３）の第２の入力側は前記マルチプレク
    サ（ｍｘ）の出力側に接続されており、 前記測定及び動作回路は、前記第２のアナログ/デジタ
    ル変換器（ａｗ２）の出力側に後置接続される第５のバ
    ンドパスフィルタ（ｂｐ５）を有し、該第５のバンドパ
    スフィルタ（ｂｐ５）の構造は前記第４のバンドパスフ
    ィルタ（ｂｐ４）の構造と同一であり、 前記測定及び動作回路は信号入力側を有する第３のデジ
    タル振幅測定段（ｄｄ３）を有し、前記信号入力側は前
    記第５のバンドパスフィルタ（ｂｐ５）に後置接続され
    ており、 前記測定及び動作回路は非対称性測定段（ｎｓ）を有
    し、該非対称性測定段（ｎｓ）は前記第３の振幅測定段
    （ｄｄ３）の出力側に接続される被除数入力側を有し、
    前記非対称性測定段（ｎｓ）は前記第２の振幅測定段
    （ｄｄ２）の出力側に接続される除数入力側を有し、前
    記非対称性測定段（ｎｓ）は位相測定器（ｐｍ）の第４
    の出力側（ｅ４）に接続される出力側を有する、請求項
    ３記載の測定及び動作回路。
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