JPH1168865A

JPH1168865A - データキャリア・システム

Info

Publication number: JPH1168865A
Application number: JP9218530A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Murata; 充裕村田
Original assignee: Citizen Watch Co Ltd
Current assignee: Citizen Watch Co Ltd
Priority date: 1997-08-13
Filing date: 1997-08-13
Publication date: 1999-03-09

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、位相変調方式による通信を行うデ
ータキャリア・システムにおいて、簡単な構成で、信頼
性の高い受信復調回路を実現するものである。【解決手段】データキャリア側では、電力搬送波の周
波数信号を１／Ｎ分周して副搬送波用周波数信号を生成
して位相変調するとともに、アクセス装置側では、同じ
く電力搬送波の周波数信号を１／Ｎ分周することによ
り、予め複数種類の位相のデータ復調用分周信号を形成
しておき、該分周信号の中から位相判定用信号や位相検
波基準信号を適正に選択することにより、安定した復調
動作が行われるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、データ記憶手段と
して、ＥＥＰ−ＲＯＭやＦ−ＲＡＭ等の不揮発性半導体
メモリを備えたデータキャリアと、該データキャリアに
アクセスするためのアクセス装置とから成るデータキャ
リア・システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】データキャリア側で動作上、必要となる
電力については、電磁誘導結合を利用してアクセス装置
側から供給するように構成された、いわゆる無電池型の
データキャリアが既に一般化されている。またデータキ
ャリア・システムでのデータ通信における変・復調方式
に関しては、従来から振幅変調（ＡＳＫ）、位相変調
（ＰＳＫ）、周波数変調（ＦＳＫ）、スペクトラム拡散
変調等、様々な方式が実用化されているが、近年におい
ては、ノイズ耐性に優れていること等から位相変調方式
を採用する傾向が強まっている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】位相変調方式によって
データの通信を行なう場合、特に受信側においては受信
データ復調のための検波基準信号を得る手段が問題とな
るが、一般的には受信側にＰＬＬ回路等を利用したコス
タス・ループを設けることにより、受信されたデータ搬
送波に基づいて、適正な周波数と位相とを有する検波基
準信号を再生するという方式が採用されてきた。しかし
コスタス・ループを設けることは、回路構成の複雑化に
繋がるために、データ復調回路のサイズが大きくなった
り、あるいは高コスト化したりする原因となっていた。

【０００４】本発明の目的は、アクセス装置側が、所定
の搬送波を発信するためのアンテナと、デ−タ送信時に
シリアル送信デ−タに応じて前記搬送波を変調する変調
手段と、デ−タキャリア側から送信される送信信号を受
けて受信デ−タを復調する復調手段とを有して成り、デ
−タキャリア側が、前記搬送波を受信するアンテナコイ
ルと、該アンテナコイルを介して受信された搬送波を整
流することにより、該デ−タキャリア自身を駆動するた
めの電力となる直流電源を生成する整流手段と、前記受
信された搬送波に基づいて搬送波周波数と同じ周波数の
クロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前記
受信された搬送波を受けて前記アクセス装置からのシリ
アル送信デ−タを復調する受信復調手段と、前記アクセ
ス装置に対してデ−タを返信するための送信変調手段と
を有して成る双方向通信型デ−タキャリア・システムに
おいて、上記従来技術の欠点を解消し、簡単な回路構成
で信頼性の高い通信を行なうことのできるデータキャリ
ア・システムを実現することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、デ−タキャリア側の送信変調手段は、前
記クロック信号を１／Ｎ（Ｎは整数）分周することによ
り副搬送波用周波数信号を形成する分周回路と、アクセ
ス装置に送信するシリアル送信デ−タの内容に応じて前
記副搬送波用周波数信号を位相変調する位相変調回路
と、該位相変調回路の出力に基づいて前記アンテナコイ
ルの負荷を変化させるスイッチング手段とを含み、かつ
アクセス装置側の復調手段は、前記アンテナ中の信号か
ら前記副搬送波用周波数信号成分を抽出する受信信号成
分抽出手段と、該受信信号成分抽出手段からの出力信号
を受けて受信デ−タの復調を行なうデ−タ復調手段より
成り、該データ復調手段は、前記電力用搬送波の周波数
信号を１／Ｎ分周することにより、互いに異なる位相を
有する複数種類のデータ復調用分周信号を実質的に形成
するデータ復調用信号形成手段と、前記複数種類のデー
タ復調用分周信号の１つを位相判定用対象信号として選
択する位相判定用信号選択手段と、前記位相判定用対象
信号と前記受信信号成分抽出手段からの出力信号とを実
質的にミキシングする乗算回路と、該乗算回路の出力か
らデータ通信速度に対応する周波数帯成分を抽出するフ
ィルター回路と、該フィルター回路からの出力によって
前記位相判定用対象信号の位相の適性を判定し、位相不
適正と判定したときには前記位相判定用信号選択手段に
対して、別の位相の前記データ復調用分周信号を新たな
位相判定用対象信号として選択し直させるための位相判
定用信号切り換え信号を出力する位相判定手段と、前記
位相判定用対象信号に対して所定の位相関係にある前記
データ復調用分周信号を位相検波基準信号として、前記
受信信号成分抽出手段からの出力信号を実質的に位相検
波することにより、受信データの復調を行なう位相検波
手段を含むように構成したことを特徴とする。

【０００６】

【発明の実施の形態】図１〜図８は、本発明による第１
の実施の形態によるデータキャリア・システムを示して
おり、図１および図２は、それぞれアクセス装置および
データキャリアの構成を示すブロック図である。

【０００７】図１に示されるアクセス装置において、発
振回路１からは、デ−タキャリア側に対して発信される
搬送波の原信号となる搬送波用周波数信号ＦＡが出力さ
れている。該搬送波用周波数信号ＦＡは、データ送信用
の変調回路２を介して、アンテナ駆動回路６に入力され
ており、コンデンサＣとともに共振回路を構成している
アンテナ７を直列共振にて駆動する。送信データ処理回
路４から出力される送信信号ＡＴは、変調回路２に入力
されており、アクセス装置側からのシリアル・デ−タ送
信時には、アンテナ７から発信される搬送波は、送信信
号ＡＴのデ−タ内容に従って、所定の比率で振幅変調さ
れる。なおアクセス装置側とデ−タキャリア側との間の
シリアル・デ−タの送・受信は、いずれの方向について
も調歩同期式にて行なわれており、アンテナ７から発信
される搬送波は、送信信号ＡＴがデ−タ“１”となって
いる状態（アクセス装置側からのデ−タの送信が行なわ
れていないアイドリング状態も含む）では無変調状態
に、また送信信号ＡＴがデ−タ“０”となっている状態
では振幅を抑制された変調状態に制御される。

【０００８】一方、アンテナ７は抵抗より成る受波器８
に接続され、ここでアンテナ７に流れる電流が電圧に変
換される。すなわち受波器８は、デ−タキャリア側から
の返信を受信するための入力端として設けられたもの
で、デ−タキャリア側からの送信デ−タ内容に応じて、
アンテナ７内に生ずる電流変化を電圧変化に変換する機
能を果たしている。受波器８からのアンテナ信号ＲＡ
は、バンドパス・フィルタ回路（以下ＢＰＦ）１１およ
び増幅回路１２より成る受信信号成分抽出回路１０に入
力され、ここでアンテナ信号ＲＡ中の副搬送波用周波数
信号の成分が、復調対象の受信信号ＲＥとして抽出され
る。すなわちＢＰＦ１１にて、まず搬送波自体の周波数
成分が消されるとともに、データキャリア側での送信変
調で乗せられている前記副搬送波用周波数信号に対応し
た包絡線成分の抽出が行なわれ、さらに増幅回路１２に
て増幅が行なわれる。該増幅回路１２から出力される復
調対象の受信信号ＲＥは、最終的にはロジックレベルに
飽和増幅されているもので、デ−タ復調回路１３に入力
され、ここで受信デ−タの復調が行なわれる。以上のよ
うに、アクセス装置側の復調回路９は、受信信号成分抽
出回路１０およびデ−タ復調回路１３より構成されてお
り、デ−タ復調回路１３では、前述の搬送波用周波数信
号ＡＦと復調対象の受信信号ＲＥとに基づいて、受信デ
ータの復調が行われる。また該デ−タ復調回路１３から
出力される復調された受信デ−タＡＲは、受信デ−タ処
理回路５に入力される。なおデータ送・受信制御回路３
は、送・受信に関する動作シーケンスの制御や動作タイ
ミング信号形成の機能を果たしているものである。

【０００９】一方、図２は本実施例のデ−タキャリア側
の構成を示す回路図である。この回路系では、ＶDD側が
基準電位（ＧＮＤ）となっており、アクセス装置側から
発信される搬送波を受信するためのアンテナコイル２０
は、その一端が基準電位に接続されている。またアンテ
ナコイル２０は、共振用コンデンサＣ１とともに並列共
振回路を構成しており、さらにツェナ−ダイオ−ドＤ１
およびコンデンサＣ２によってレベルシフト回路が構成
されている。アンテナ・コイル２０を介して受信された
搬送波は、前記レベルシフト回路によるレベルシフトを
受けた後、電源コンデンサＣ３および整流用ダイオ−ド
Ｄ２より成る整流回路２１にて整流されており、いわゆ
る倍圧整流方式にて直流電源Ｖs が生成されるように構
成されている。直流電源Ｖs は、さらに定電圧回路２３
に入力され、ここで所定の電圧の定電圧電源Ｖssにレギ
ュレ−トされる。一方、前記受信された搬送波は、抵抗
Ｒ２を介して、リニア・アンプ回路より成るクロック信
号生成回路２２にも入力されており、該クロック信号生
成回路２２は、前記受信された搬送波の交流信号成分に
基づいて、搬送波周波数と同じ周波数のクロック信号Ｃ
Ｋを生成する。すなわちデ−タ・キャリア内の各回路部
は、前記定電圧電源Ｖssを駆動電力とし、必要に応じて
前記システム・クロック信号ＣＫの供給を受けて動作す
るように構成されている。

【００１０】デ−タキャリアの通信可能な距離を大きく
するためには、アクセス装置側のアンテナ７からの搬送
波出力も大きくする必要があるが、その結果、デ−タキ
ャリアがアンテナ７に非常に接近した状態では、デ−タ
キャリア側で受信された搬送波の振幅や、定電圧回路２
３の入力である直流電源Ｖs の電圧も非常に大きくなっ
てしまい、そのままでは定電圧回路２３等のデ−タキャ
リア側の回路に損傷が発生する危険性がある。ツェナ−
ダイオ−ドＤ１は、これに対して過電圧を防止するため
の電圧抑制手段として設けられたものであり、アンテナ
コイル２０と該電圧抑制用のツェナ−ダイオ−ドＤ１と
に対して直列の関係となるように、抵抗Ｒ２が挿入され
ている。前記受信された搬送波は、このアンテナコイル
２０と抵抗Ｒ２との接続間から、受信デ−タを復調する
ための受信信号ＲＸとして取り出され、受信復調回路２
４に入力される。従って整流回路２１の両端の電圧がた
とえツェナ−ダイオ−ドＤ１のツェナー電圧に達した状
態でも、抵抗Ｒ２を流れる電流変化が抵抗Ｒ２両端の電
圧変化として現れるために、受信信号ＲＸはツェナ−ダ
イオ−ドＤ１により電圧がクランプされてしまうことは
なく、アクセス装置側での振幅変調の結果は、受信信号
ＲＸの電圧振幅変化として現れる。また受信復調回路２
４で復調された受信デ−タＤＲは、受信デ−タ処理回路
２５に入力され、この結果、デ−タ送・受信制御回路２
６は、受信デ−タ処理回路２５を介して受けたアクセス
装置側からの命令やデ−タに基づいて、ＥＥＰ−ＲＯＭ
やＦ−ＲＡＭ等の不揮発性メモリ２７に対する記憶デ−
タの書込みや読出しを実行し、その処理結果や読出しデ
−タ等を、送信データ処理回路２８を介して、アクセス
装置側への送信デ−タＤＴとして出力するように制御す
る。

【００１１】一方、前記クロック信号ＣＫは、送信変調
回路３０を構成する分周回路３１にも入力され、ここで
副搬送波用周波数信号ＦＴに分周されている。すなわち
分周回路１６は、前記クロック信号ＣＫを１／１６の周
波数まで分周することにより、送信用の副搬送波用周波
数信号信号ＦＴを形成して出力しており、データキャリ
ア側からのデータ送信時には、送信データ処理回路２８
から出力される送信データＤＴの内容に応じて、位相変
調回路３２にて副搬送波用周波数信号ＦＴを位相変調す
るように構成されている。なおデ−タ送・受信制御回路
２６からの制御により、データ送信に先立って、プリア
ンブル信号形成回路２９からは、プリアンブル信号（予
備信号）ＰＳが出力されるが、このプリアンブル信号Ｐ
Ｓも、送信データＤＴと同様に位相変調回路３２に入力
されて、副搬送波用周波数信号ＦＴを位相変調するよう
に構成されている。これらの場合の位相変調について
は、π−ＢＰＳＫ変調（位相０とπとの間の２相変調）
が最適であるために、位相変調回路３２は基本的には、
送信データＤＴあるいはプリアンブル信号ＰＳと副搬送
波用周波数信号ＦＴとを入力とするＥＸ−ＯＲ回路によ
って構成することができる。また送信変調回路３０にお
いては、位相変調回路３２から出力される送信変調用信
号ＴＸは、送信変調用スイッチング手段として設けられ
たトランジスタＳＴのゲ−ト側に与えられており、送信
変調用信号ＴＸが“Ｌ”レベルになると、前記トランジ
スタＳＴがＯＮ状態に制御されて、アンテナコイル２０
の負荷状態（あるいは交流インピーダンス）を変化させ
るように構成されている。ここではアンテナコイル２０
の負荷状態を変化させるための素子として、抵抗Ｒ１が
用いられているが、抵抗Ｒ１に代えてコンデンサを用い
ることも可能である。なお本実施の形態においては、デ
ータキャリア側が送信状態にない場合には、位相変調回
路３２の出力信号は、“Ｈ”レベルに維持されて、トラ
ンジスタＳＴをＯＦＦ状態に制御するように構成されて
いる。

【００１２】ここでデータキャリア側がデータの送信を
行い、アクセス装置側がその受信を行うときの通信動作
について説明する。図３は、アクセス装置側の受信信号
成分抽出回路１０の構成例を示す回路図であり、図４
は、上記のデータキャリア側からアクセス装置側への通
信動作に関する要部の波形図である。

【００１３】まずアクセス装置側については、デ−タキ
ャリア側に対する送信を一旦、終了すると、今度は、デ
−タキャリア側からの返信を待つ状態となるが、このデ
−タキャリア側からの返信を受信しようとする状態で
は、もちろんアンテナ７からの出力搬送波は、無変調の
状態に制御されている。ここでデ−タキャリア側が送信
状態になり、前述のデータ処理制御回路２８からの送信
デ−タＴＤ（あるいはプリアンブル信号形成回路２９か
らのプリアンブル信号ＰＳ）が、例えば図４に示される
ように、データ“０”からデータ“１”へと変化したと
きの前後の状態を見ると、位相変調回路３２から出力さ
れる送信変調用信号ＴＸは、データ“０”の区間では副
搬送波用周波数信号ＦＴと同じ位相に、またデータ
“１”の区間では副搬送波用周波数信号ＦＴとはπだけ
異なる位相に、それぞれ位相変調されている。この結
果、送信変調用信号ＴＸの変化に応じて、アンテナコイ
ル２０の負荷状態についても、位相変化を伴う周期的な
変化が発生し、デ−タキャリア側からの送信動作による
送信変調状態となり、アンテナコイル２０には図４のア
ンテナコイル信号ＴＡにて示される送信波形が現れる。
なお本実施例では、分周回路３１から出力されている副
搬送波用周波数信号ＦＴは、搬送波と同じ周波数のクロ
ック信号ＣＫに対して、１／１６の周波数に分周されて
いるために、送信状態では基本的には（上記の位相変化
が無いときには）、搬送波の８周期ごとにトランジスタ
ＳＴがＯＮ状態とＯＦＦ状態とを繰り返す状態となる。
すなわちトランジスタＳＴがＯＮ状態となる区間では、
アンテナコイル２０とコンデンサＣ１より成る並列共振
回路に対して、さらに変調用抵抗Ｒ１が並列に接続され
た状態となるために、本来の並列共振の状態は崩され
て、アンテナコイル２０の負荷が大きい状態（あるいは
Ｑの低い共振状態）となり、その結果、アンテナコイル
２０における信号波形は、無変調時と比較して振幅が減
少した状態となる。またトランジスタＳＴがＯＦＦ状態
に戻る区間では、本来の並列共振状態に戻るために、ア
ンテナコイル２０における信号波形の振幅も元の状態に
戻る。この結果、上記の送信変調状態では、アンテナコ
イル２０における信号波形は、搬送波の８周期ごとに、
振幅が小さく変調された状態と元の状態とを交互に繰り
返し、送信データの変化時には、これにさらに位相変化
も加わることになる。

【００１４】なお上記変調時に共振回路に生ずる振幅変
化は、搬送波周期との対比において、ある程度の時間幅
を要するものであるために、副搬送波用周波数信号ＦＴ
の周波数が元の搬送波周波数と近すぎる場合には、十分
な振幅変化が得られず、その結果、アクセス装置側への
送信能力も不十分なものとなる。また一方では、アクセ
ス装置側における受信復調を確実かつ容易にするために
は、送信時のデ−タ単位であるビット長さ当たりにおい
て、上記の振幅変化の交互繰り返し回数を一定以上は確
保する必要があり、その結果、副搬送波用周波数信号Ｆ
Ｔの周波数が元の搬送波周波数より小さすぎる場合に
は、ビット長が大きくなることから、通信所要時間が長
くなってしまうという欠点が生ずる。これらを考慮する
と、上記の副搬送波用周波数信号ＦＴの周波数は、搬送
波周波数（すなわちクロック信号ＣＫの周波数）に対し
て１／８乃至１／１６の範囲が好ましく、またデ−タキ
ャリア側からアクセス装置側への送信時のデ−タのビッ
ト長さは、副搬送波用周波数信号ＦＴの周期に対して４
倍乃至１６倍の範囲が適当である。

【００１５】一方、上記のデ−タキャリア側における送
信変調動作の結果として、アクセス装置側のアンテナ７
を流れる電流波形にも変化が発生する。図４におけるア
ンテナ信号ＲＡは、アクセス装置側が受信状態にあると
きの受波器８での受信信号を示す波形図であり、デ−タ
キャリア側における送信変調の影響を受けて、この受信
波形にも前記副搬送波用周波数信号ＦＴに応じた周期的
な振幅変化が現れる。すなわち、この段階での受信信号
の周波数成分は、搬送波の周波数成分そのものである
が、その包絡線ｒａには、小さな振幅変化ではあるが前
記副搬送波用周波数信号ＦＴに対応した周期的な変化が
乗っている。上記の受波器８での受信時のアンテナ信号
ＲＡは、図３に示されるように、副搬送波用周波数信号
ＦＴの周波数帯を通過するように構成されたパッシブ型
の第１ＢＰＦ１１ａ、アクティブ型の第２ＢＰＦ１１ｂ
より成るＢＰＦ１１に入力され、ここでアンテナ信号Ｒ
Ａ中の搬送波の周波数成分が除去されるとともに、包絡
線ｒａの交流成分である副搬送波用周波数信号ＦＴの周
波数帯成分が抽出され、さらに増幅回路１２にてロジッ
クレベルに飽和増幅されて、復調対象の受信信号ＲＥと
して出力される。なお前記包絡線成分の抽出について
は、ＢＰＦに限らず、ロウ・パス・フィルターを持ちい
ることも可能である。

【００１６】次に図５は、図１に示されるアクセス装置
のデータ復調回路１３の構成を示す回路図であり、図６
〜図７は、その要部の信号を示す波形図である。ここで
アクセス装置側の受信復調動作について説明する。

【００１７】前述の発振回路１からの搬送波用周波数信
号ＦＡは、データ復調回路１３のデータ復調用信号形成
回路１４に入力され、ここでＦ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４の
４種類のデータ復調用分周信号に１／１６分周される。
図５に示される実施の形態では、データ復調用信号形成
回路１４は、８個のトグル型フリップ・フロップ回路
（以下ＦＦ回路と称する）４０〜４７より構成されてお
り、データ復調用分周信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４は、
図６に示されるように、いずれも前記出力信号ＡＦの１
／１６の周波数を有しているが、初段ＦＦ回路４０の出
力信号ＡＦ２を分周する２段目ＦＦ回路４１と３段目Ｆ
Ｆ回路４２、４３および４段目ＦＦ回路４４〜４７が図
示のように接続されているために、それぞれπ／４ずつ
位相がずれた信号となる。前記データ復調用分周信号Ｆ
１〜Ｆ４は、位相判定用信号選択回路１５に入力され、
ここでいずれか１個の信号が位相判定用対象信号ＦＸと
して選択されて、乗算回路１６に入力される。なお位相
判定用対象信号ＦＸは、初期状態では４個のデータ復調
用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のうち、そのいずれが選択されて
いてもよい。また乗算回路１６は、復調対象の受信信号
ＲＥと位相判定用対象信号ＦＸとを実質的にミキシング
する機能を果たしているが、前記受信信号ＲＥも飽和増
幅されてデジタル信号となっているために、この場合の
乗算回路１６としては、ＥＸ−ＯＲ回路をそのまま用い
ることができる。

【００１８】ここでデータキャリア装置側は、前述のよ
うに実際のデータの送信に先立って、プリアンブル信号
ＰＳによって位相変調を行うように構成されているが、
これはアクセス装置側が受信復調を行う際に、前記４個
のデータ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のうち、復調対象の
受信信号ＲＥに対して好適な位相関係を有する１個の信
号を、位相検波用の基準信号として選択するための手順
に関係している。

【００１９】図６における復調対象の受信信号ＲＥは、
データキャリア側にて上記のプリアンブル信号ＰＳによ
って位相変調が行われた結果を、アクセス装置側で受信
したときの信号波形を示すもので、図示の区間では、プ
リアンブル信号ＰＳがデータ“０”の区間からデータ
“１”の区間に移り変わる前後の状態が示されており、
その両区間では前記受信信号ＲＥは、上記データ“０”
からデータ“１”への変化に伴って、π（または−π）
だけ位相がシフトしている。この状態で仮に今、位相判
定用信号選択回路１５がデータ復調用分周信号Ｆ１を位
相判定用対象信号ＦＸとして選択しているものとする
と、該位相判定用対象信号ＦＸと前記受信信号ＲＥは、
ＥＸ−ＯＲ回路より成る乗算回路１６によってミキシン
グされるために、このときの乗算回路１６からの出力信
号ＲＭは、図６に示されるように、プリアンブル信号Ｐ
Ｓがデータ“０”の区間では、ほぼ“Ｌ”レベルに、ま
たプリアンブル信号ＰＳがデータ“１”の区間では、ほ
ぼ“Ｈ”レベルになる。また乗算回路１６からの出力
は、実質的にデータ通信速度に対応する周波数成分を抽
出するように構成されたフィルター回路１７に入力され
ているために、このときのフィルター回路１７からの出
力信号ＲＦは、図６に示されるように、ほぼグランド
（以下ＧＮＤと称する）レベルの状態から、ほぼＶDDレ
ベルの状態へと変化する。なお本実施の形態において
は、前記フィルター回路１７は、ＣＲ型ロウ・パス・フ
ィルターを２段接続した構成となっているが、乗算回路
１６の出力から前記副搬送波の周波数以上の高周波数成
分をカットして、プリアンブル信号ＰＳのデータ通信速
度（データ変化速度）に対応する周波数成分を実質的に
抽出できるものであれば、ＣＲ型のバンド・パス・フィ
ルターやループ・フィルターを用いることも可能であ
る。

【００２０】ここでフィルター回路１７の出力は、位相
判定回路１８を構成するシュミット・トリガー型インバ
ータ４８に入力されているが、上述のようにフィルター
回路１７の出力信号ＲＦが、ほぼＧＮＤレベルの状態か
らほぼＶDDレベルの状態へと変化するということは、シ
ュミット・トリガー型インバータ４８のヒステリシス幅
ＨＢを超えた入力変化があるということになる。この結
果、前記インバータ４８の出力は、“１”レベルから
“０”レベルへと論理レベルが反転することになるため
に、位相判定回路１８を構成する２個のトグル型ＦＦ回
路４９、５０のいずれか一方の出力信号が“Ｈ”とな
り、シングルショット回路５１の出力側からは、１個の
位相判定用信号切り換え信号ＣＳが出力される。すなわ
ち、ここでは位相判定回路１８は、位相判定用対象信号
ＦＸとしてデータ復調用分周信号Ｆ１が選択されている
状態を、位相不適正と判定（その理由については後述）
したことになり、この結果、位相判定用信号選択回路１
５は、前記切り換え信号ＣＳに応答して、データ復調用
分周信号Ｆ１に代えて、今度はデータ復調用分周信号Ｆ
２を位相判定用対象信号ＦＸとして選択する。

【００２１】なお前記切り換え信号ＣＳは、前記ＦＦ回
路４９、５０のリセット端子にも入力されているため
に、上記のように位相判定用対象信号ＦＸの切り換えが
済んだ時点では、前記ＦＦ回路４９、５０の出力はリセ
ット状態に復帰している。すなわち、次に再びシュミッ
ト・トリガー型インバータ４８の出力の論理レベルの反
転があった場合には、また２個のトグル型ＦＦ回路４
９、５０のいずれか一方の出力側が“Ｈ”レベルとな
り、シングルショット回路５１の出力側から、１個の位
相判定用信号切り換え信号ＣＳが出力され得る状態に戻
っている。また前記位相判定用信号選択回路１５は、例
えば前記切り換え信号ＣＳの入力個数をカウントし、そ
のカウント値に応じて、前記データ復調用分周信号Ｆ１
〜Ｆ４のうちのいずれか１個を順次切り換え選択してい
くような、マルチプレクサー・タイプのセレクター回路
によって、構成することが可能である。

【００２２】次に図７は、位相判定用対象信号ＤＸとし
てデータ復調用分周信号Ｆ２が選択されているときの各
信号を示すもので、ここでは前述の図６の状態に引き続
き、今度はプリアンブル信号ＰＳがデータ“１”の区間
からデータ“０”の区間に移り変わる前後の状態が示さ
れており、従って前記受信信号ＲＥは、上記データ
“１”からデータ“０”への変化に伴って、−π（また
はπ）だけ位相がシフトしている。このとき図７に示さ
れるように、プリアンブル信号ＰＳがデータ“１”の区
間においては、乗算回路１６の出力信号ＲＭは、やや
“１”レベルの期間が大きく（ややデューティが大き
く）、従ってフィルター回路１７からの出力信号ＲＦ
は、ややＶDDレベルに近いものとなる。またプリアンブ
ル信号ＰＳがデータ“０”の区間になると、乗算回路１
６の出力信号ＲＭは、やや“０”レベルの期間が大きく
（ややデューティが小さく）、従ってフィルター回路１
７からの出力信号ＲＦは、ややＧＮＤレベルに近いもの
となる。この結果、フィルター回路１７からの出力信号
ＲＦは、やはりシュミット・トリガー型インバータ４８
の入力ヒステリシス幅ＨＢをやや超えた変化を示すこと
になり、該インバータ４８の出力の論理レベルも反転す
ることになる。これに応じて位相判定回路１８を構成す
る２個のトグル型ＦＦ回路４９、５０のいずれか一方の
出力信号が“Ｈ”となり、シングルショット回路５１の
出力側からは、１個の位相判定用信号切り換え信号ＣＳ
が出力される。すなわち位相判定回路１８は、位相判定
用対象信号ＦＸとしてデータ復調用分周信号Ｆ２が選択
されている状態についても、位相判定用対象信号の位相
は不適正と判定したことになり、位相判定用信号選択回
路１５は、前記切り換え信号ＣＳに応答して、今度はデ
ータ復調用分周信号Ｆ３を位相判定用対象信号ＦＸとし
て選択することになる。

【００２３】さらに図８は、位相判定用対象信号ＦＸと
してデータ復調用分周信号Ｆ３が選択されているときの
各信号を示すもので、ここでは前述の図７の状態に続い
て、プリアンブル信号ＰＳがデータ“０”の区間からデ
ータ“１”の区間に移り変わる前後の状態が示されてお
り、従って前記受信信号ＲＥは、上記のデータ変化に伴
って、π（または−π）だけ位相がシフトしている。こ
のときには図示のように、プリアンブル信号ＰＳがデー
タ“１”となっている区間とデータ“０”となっている
区間のいずれにおいても、乗算回路１６の出力信号ＲＭ
は、“１”レベルの期間と“０”レベルの期間とがほぼ
等しい（デューティがほぼ１／２）状態となり、この結
果、フィルター回路１６の出力信号ＲＦは、ほぼＶDD／
２程度の電圧レベルとなる。従って、この場合にはフィ
ルター回路１７の出力信号ＲＦが、シュミット・トリガ
ー型インバータ４８の入力ヒステリシス幅ＨＢを超える
ことはないために、ＦＦ回路４９、５０の出力側のいず
れも“Ｈ”レベルとなることはなく、シングルショット
回路５１の出力側から位相判定用信号切り換え信号ＣＳ
が出力されることもない。すなわち、今度は位相判定回
路１８は、位相判定用対象信号ＦＸの位相を適正と判定
したことになり、この状態よりさらに引き続いてプリア
ンブル信号ＰＳがデータ“１”とデータ“０”との間で
変化していったとしても、上記の状態は基本的に変わら
ず、複数種類のデータ復調用分周信号Ｆ１〜４のうち、
データ復調用分周信号Ｆ３が選択された状態に維持され
る。また前記プリアンブル信号ＰＳが終了し、続いて実
際のデータの受信が開始されれば、上記のように、位相
判定用対象信号ＦＸとしてデータ復調用分周信号Ｆ３が
選択されている状態で、受信データの復調が行われるこ
とになる。

【００２４】ここで本実施の形態においては、位相検波
回路１９は、いわゆるダイレクト・コンバージョン方式
で位相検波を行うＤ−ＦＦ回路より構成されており、該
Ｄ−ＦＦ回路のデータ入力側には、前記復調対象の受信
信号ＲＥが入力されるとともに、そのクロック入力側に
は、複数種類のデータ復調用分周信号Ｆ１〜４のうち、
位相判定用対象信号ＦＸとして選択されている信号と同
じ信号（同じ位相の信号）が、位相検波基準信号ＤＸと
して入力されている。このようなダイレクト・コンバー
ジョン方式においては、Ｄ−ＦＦ回路のクロック入力で
ある位相検波基準信号ＤＸの立ち下がり（または立ち上
がり）に同期して、データ入力である前記受信信号ＲＥ
をサンプリングすることにより、シリアル受信データＡ
Ｒを直接的に復調するように構成されている。従って実
際の受信動作では、受信信号に波形歪みや波形なまり、
デューティの変動等がつきまとうことを考慮すると、上
記のサンプリングのタイミングは、前記受信信号ＲＥの
立ち上がりと立ち下がりの中間点に近いほど好適である
ことは明らかである。すなわち位相検波基準信号ＤＸと
しては、前記受信信号ＲＥに対してπ／２（または−π
／２）だけ位相がずれている状態が最も好適な状態とい
うことになる。このために、本実施の形態においては、
プリアンブル信号ＰＳが与えられている間に、複数種類
のデータ復調用分周信号Ｆ１〜４のうち、前記受信信号
ＲＥに対してπ／２（あるいは−π／２）だけ位相がず
れている信号をまず、位相判定用対象信号ＦＸとして捜
し出しておき、この位相判定用対象信号ＦＸと同じ信号
（同じ位相の信号）を、位相検波基準信号ＤＸとして用
いることにより、実際の受信復調を行うように構成され
ている。

【００２５】以上のように本実施の形態のデータキャリ
アでは、位相判定用対象信号ＦＸと復調対象の受信信号
ＲＥとの間の位相関係を判定するに当たって、これらの
両信号を乗算回路１６にてミキシングし、さらにフィル
ター回路１７にてデータ通信搬送波の周波数以上の高周
波成分をカットしてなる結果が、ＶDD／２付近の電圧レ
ベルにあるか否かをチェックすることにより、π／２
（または−π／２）に近い位相関係にあるか否かを判定
するように構成されている。すなわちフィルター回路１
７の出力信号ＲＦが、シュミット・トリガー型インバー
タ４８の入力ヒステリシス幅ＨＢ内（言い換えればＶDD
／２付近の電圧レベル）にあるか否かによって、位相判
定用対象信号ＦＸの位相が、受信信号ＲＥに対してπ／
２（または−π／２）に近いかどうかを判定し、ここで
π／２（または−π／２）に充分近いと判定された場合
には、位相判定用対象信号ＦＸと同じ信号（同じ位相の
信号）を、ダイレクト・コンバージョン方式における位
相検波基準信号ＤＸとして用いるように構成されてい
る。前記プリアンブル信号ＰＳが、π−ＢＰＳＫ変調に
おける位相０の区間（ビット・データ“０”の区間）と
位相πの区間（ビット・データ“１”の区間）の両方を
有しているのは、位相判定用対象信号ＦＸが受信信号Ｒ
Ｅに対して前述のπ／２（または−π／２）に近い位相
関係にない状態において、位相変調における位相０の区
間と位相πの区間との間の変化があれば、シュミット・
トリガー型インバータ４８の出力の論理レベルが反転す
るが、位相判定用対象信号ＦＸが受信信号ＲＥに対して
π／２に近い位相関係にある状態においては、上記の論
理レベルの反転は起こらないということから、非常に簡
単な回路構成にもかかわらず、極めて容易に位相の判定
ができるためである。なおデータキャリア側において、
送信データを一旦、いわゆるバイフェーズ信号化してか
らπ−ＢＰＳＫ変調するように構成している場合には、
プリアンブル信号ＰＳは、例えば調歩同期式通信におけ
るアイドリング信号であるデータ“１”だけから構成し
てもよいことは明らかである。すなわち、その場合には
プリアンブル信号ＰＳは、そのデータ内容が何であって
も、自動的に位相変調における位相０の区間と位相πの
区間との両方を含むことになるために、図５に示される
相判定回路１８のような構成に適用可能となる。またア
クセス装置側のデータ復調回路１３については、図５に
示されるようにロジック回路、コンデンサ、抵抗のみで
構成すれば、いわゆる標準ロジックＩＣを用いたり、あ
るいは低消費電力のＣ−ＭＯＳ型のＩＣに容易に内蔵し
てしまったりすることができるために、より構成が簡単
で低コスト、あるいは低消費電流のアクセス装置を実現
することができる。

【００２６】なおデータ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のう
ち、いずれが位相判定用対象信号や位相検波基準信号と
して好適であるかは、データキャリアがアクセス装置に
近づいてデータキャリア側の電源が立ち上がったタイミ
ングによる偶然性や、データキャリアのアクセス装置に
対する裏／表の方向等によって異なるために、何回の選
択信号の切り換え（何個の位相判定用信号切り換え信号
ＣＳの発生）によって適正な位相の信号に到達するかは
予め不明であり、従って前述のプリアンブル信号ＰＳと
しては、位相変調における位相０（データ“０”）と位
相π（データ“１”）の間の変化を、少なくとも４回以
上は含んでいることが望ましい。また実際の受信復調に
当たっては、前述の受信信号ＲＥと位相検波基準信号Ｄ
Ｘとの間の位相の問題の他に、π−ＢＰＳＫ変調の場合
には受信側は、いずれの状態をデータ“１”に振り当
て、いずれの状態を“０”に振り当てるかを、別途決定
しなければならないという問題もある。すなわちπ変調
の場合には、実は位相がπ進んでいる状態とπ遅れてい
る状態とは、波形的に同じ状態であり、データ“１”の
状態と“０”の状態との関係も相対的なものとなるため
に、受信側から見ると、データ“１”と“０”との間の
区別はできるが、いずれの状態がデータ“１”であり、
データ“０”であるかは、送信側との約束ごとに依存し
なければ決定できないということになる。ただし、この
問題は、例えばデータキャリア側がプリアンブル信号Ｐ
Ｓの終了後、実際のデータの送信の最先頭部に１０ビッ
ト以上のストップ・ビット(データ“１”のアイドリン
グ状態)を介在させるというような方法で容易に解決す
ることが可能（この場合には１０ビット以上に渡って同
じ復調データが続いたら、その状態をデータ“１”に割
り当てればよい）であるために、特に詳細な説明は省略
する。なお位相検波回路１９については、Ｄ−ＦＦ回路
の出力側にロウ・パス・フィルターと飽和増幅用の増幅
回路とを接続し、これらを介してシリアル受信データＡ
Ｒを取り出すように構成してもよい。

【００２７】次に図９は、第２の実施の形態によるアク
セス装置側のデータ復調回路１３の構成を示す回路図で
あり、図１０は、その要部の信号を示す波形図である。
ただし本実施の形態において、データ復調用信号形成回
路１４、位相判定用信号選択回路１５、乗算回路１６、
フィルター回路１７および位相判定回路１８は、前述の
図５に示される実施の形態の場合と、基本的な構成や動
作が同じであるために、説明は省略する。また位相検波
回路１９は、乗算回路５３、フィルター回路５４および
増幅回路５５によって構成されているが、該乗算回路５
３、フィルター回路５４は、上記の乗算回路１６、フィ
ルター回路１７とそれぞれ全く同じものである。このよ
うな復調方式の場合には、位相検波基準信号ＤＸの受信
信号ＲＥに対する位相については、０またはπ（あるい
は−π）に近くなるほど、受信信号ＲＥが高効率で復調
されて、復調条件が好適になることは明らかである。一
方、位相判定用信号選択回路１５においては、前述の図
５の場合と同じく、最終的に受信信号ＲＥに対してπ／
２（または−π／２）に近い位相差を有する位相判定用
信号ＦＸが選択されるように構成されているために、結
局、データ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のうち、最終的に
選択された位相判定用信号ＦＸに対してπ／２（または
−π／２）だけ位相が異なる信号を位相検波基準信号Ｄ
Ｘとして、位相検波回路１９の乗算回路５３に供給すれ
ばよいということになる。

【００２８】図１１は、第３の実施の形態によるアクセ
ス装置側のデータ復調回路１３の構成を示す回路図であ
り、図１２は、その要部の信号を示す波形図である。た
だし位相判定用信号選択回路１５、乗算回路１６および
フィルター回路１７については、前述の図５に示される
実施の形態の場合と同様であるために、詳しい説明は省
略する。なおアクセス装置側においては、回路構成要素
のコストやサイズに関する制約も、データキャリア側の
場合ほどは大きくはないために、ＯＰアンプ等のアナロ
グ・ディスクリート回路部品の採用も可能であり、本実
施の形態においては、位相判定回路１８は、高速型のコ
ンパレータ６１、ＡＮＤ回路６２、シングルショット回
路６３、タイマー回路６４によって構成されている。ま
たデータキャリア側では、前述のように実際のデータの
送信に先立って、プリアンブル信号ＰＳを出力するが、
この場合のプリアンブル信号ＰＳは、アイドリング出力
状態（調歩同期式データ通信上におけるアイドリング期
間で、データ“１”のストップ・ビットが続く状態）に
よって構成されている。

【００２９】まずデータ復調用信号形成回路１４は、前
述の搬送波用周波数信号ＡＦを１／１６分周することに
より、Ｆ１〜Ｆ８より成る８相のデータ復調用分周信号
を形成している。すなわちデータ復調用信号形成回路１
４は、基本的な４種類の位相の信号Ｆ１〜Ｆ４の他に、
これらのそれぞれの反転信号Ｆ５〜Ｆ８も、位相判定用
信号選択回路１８に対して供給している。また位相判定
用信号選択回路１５では、これらのうち、１個の信号が
位相判定用対象信号ＦＸとして選択されて、乗算回路１
６で復調対象の受信信号ＲＥとミキシングされ、さらに
乗算回路１６からの出力信号ＲＭは、フィルター回路１
７に入力される。

【００３０】フィルター回路１７の出力信号ＲＦは、位
相判定回路１９を構成するコンパレータ６１のマイナス
入力側に与えられており、またタイマー回路６４の出力
は、通常“Ｈ”レベルとなるように構成されている。従
ってフィルター回路１７の出力信号ＲＦが、比較基準電
圧レベルＶRFよりも低い場合には、コンパレータ６１の
出力側およびＡＮＤ回路６２の出力側が“Ｈ”レベルと
なるために、シングルショット回路６３から１個の位相
判定用信号切り換え信号ＣＳが出力される。この結果、
位相判定用信号選択回路１５は、次の順番のデータ復調
用分周信号を新たな位相判定用対象信号ＦＸとして選択
する。またタイマー回路６４は、前記切り換え信号ＣＳ
に応答して“Ｌ”レベルのリセット信号を出力するよう
に構成されており、この結果、前記切り換え信号ＣＳよ
り所定の期間に渡って、コンパレータ６１の出力状態に
かかわらず、ＡＮＤ回路６２の出力は“Ｌ”レベルに保
持される。ここで前記新しい位相判定用対象信号ＦＸが
選択されている状態で、タイマー回路６４からのリセッ
ト信号が解除されたときに、フィルター回路１７の出力
信号ＲＦが、まだ比較基準電圧レベルＶRFよりも低い場
合には、再び上記と同じ動作が繰り返される。

【００３１】このようにして、フィルター回路１７の出
力信号ＲＦの電圧レベルが、比較基準電圧レベルＶRFよ
りも高い状態となるまで、位相判定用対象信号ＦＸを選
択する動作が繰り返され、一旦、その状態に到達する
と、実際の受信データの復調を行うために、位相判定用
信号選択回路１５の選択動作はロックされて選択動作は
終了する。なお上記のフィルター回路１７の出力信号Ｒ
Ｆの電圧レベルは、位相判定用対象信号ＦＸの受信信号
ＲＥに対する位相がπ（または−π）に近くなるほど高
くなることは明らかである。

【００３２】ここで本実施の形態においては、上記の乗
算回路１６およびフィルター回路１７が、位相検波回路
１９の基本部分をも構成している。すなわちフィルター
回路１７の出力信号ＲＦは、増幅回路６０を介してシリ
アル受信データＡＲとして出力されているが、増幅回路
６０は、単にフィルター回路１７の出力信号ＲＦをロジ
ック・レベルに飽和増幅しているのみであるために、実
質的にはフィルター回路１７の出力信号ＲＦ自体を復調
データと考えてもよい。従って、この場合には当然なが
ら、図５の場合と同様に、位相判定用対象信号ＦＸと位
相検波基準信号ＤＸとは、同じ信号（同じ位相の信号）
ということになる。また、このような復調方式の場合に
は、位相検波基準信号ＤＸの受信信号ＲＥに対する位相
については、図９の場合と同様に、０またはπ（あるい
は−π）に近くなるほど、受信信号ＡＲが高効率で復調
されて、復調条件が好適になることは明らかである。言
い換えれば、位相判定用対象信号ＦＸの受信信号ＲＥに
対する位相が０またはπ（あるいは−π）に近くなるほ
ど、すなわちフィルター回路１７の出力信号ＲＦの電圧
レベルが高くなるほど、より好適な信号の選択状態とい
うことができる。図１２は、最も理想的な状態として、
前記両信号の位相差がほとんどπとなっているときの各
信号の状態が示されている。

【００３３】なお本実施の形態においては、コンパレー
タ６１を採用したことによって、前述のアイドリングに
よる連続ストップ・ビット信号より成るプリアンブル信
号ＰＳ期間中に、上記の位相関係がπ（あるいは−πで
も同じ）に近くなり、従って復調データが“１”となる
ような選択状態まで到達するように構成されているため
に、結局、信号の位相の選択と復調データの“０”と
“１”の間の割り当てとが、同時に行われることにな
る。すなわち、この場合には前記プリアングル信号ＰＳ
に対応する区間では、復調データは“１”になっている
はずだという送信側との約束ごとに基づいて、本来なら
同じように好適であるはずの位相０に近い状態は捨てら
れて、位相π（あるいは−π）に近い状態のみが選択さ
れ、その結果として復調されるシリアル受信データＡＲ
が“１”となる状態への割り当てが行われているわけで
ある。

【００３４】なお以上の実施の形態においては、乗算回
路１６、５３は、ＥＸ−ＯＲ回路より構成されている
が、トランスミッション・ゲート等を用いて構成するこ
とも可能である。さらにデータ復調用信号形成回路１４
については、複数種類の位相のデータ復調用分周信号を
実質的に形成できればよいために、例えばデータ復調用
信号形成回路と位相判定用信号接続回路とを有機的に結
合し、予め複数種類のデータ復調用分周信号を形成して
おく代わりに、位相判定用信号切り換え信号に応じて、
分周用のトグル型ＦＦ回路間の接続状態等をセレクター
等でロジック的に切り換えていくことにより、実質的に
複数種類の位相のデータ復調用分周信号を形成していく
というような構成も可能である。また電力搬送波の周波
数信号に基づいて、予め１種類の位相の分周信号を形成
しておき、これを互いに異なる時定数を有する複数個の
遅延回路や、互いに異なる遅延時間幅を有する複数個の
ロジック・ディレイ回路を通すことにより、実質的に複
数種類の位相のデータ復調用分周信号を形成したり、さ
らには予め複数種類のデータ復調用分周信号を形成して
おく代わりに、位相判定用信号切り換え信号に応じて、
上記のような遅延回路の定数やロジック・ディレイ回路
の接続状態をセレクター等でロジック的に切り換えてい
くことにより、実質的に複数種類の位相のデータ復調用
分周信号を形成したりすることも可能である。すなわち
以上のいずれについても、本発明の実施に当たって採用
可能な構成の範囲であることは明らかである。

【００３５】なお以上の説明で、図４、図６〜図８、図
１０、図１２に示される信号の波形図については、シリ
アル送・受信データが“０”と“１”との間で変化する
ときに、受信信号波形も整合した形で追随して変化して
いるように図示しているが、これは説明のためのモデル
化によるものであり、前述の実施の形態のように、送・
受信用のアンテナが共振回路を構成している場合には、
実際には上記のデータ変化の直後には、共振現象の影響
により波形には乱れが生ずる。しかしシリアル通信にお
いては、受信データ処理回路へのデータの取り込みは、
データのビット期間幅の中点付近で行われるために、実
質的には上記の波形の乱れが発生するビット期間幅の両
端部分（データの変わり目の部分）は意味を有さず、復
調データに関しては通信上の問題とはならない。ただし
上記の波形の乱れは、乗算回路からの出力信号に対して
は、多少の影響を与えるために、前述の実施の形態で
は、フィルター回路１７をロウ・パス・フィルターの２
段接続構成とすることにより、その影響をより確実に抑
えるようにしている。すなわちフィルター回路からの出
力信号に乱れがある場合には、その乱れの分だけシュミ
ット・トリガー回路の入力ヒステリシス幅が相対的に狭
い状態と同じになって、シュミット・トリガー回路の出
力が不要な反転を起こす可能性もあるが、この乱れはビ
ット期間幅の両端部分でだけ発生するもので、比較的高
い周波数成分より成るために、例えば上記のように、フ
ィルター回路をロウ・パス・フィルターの２段接続構成
とするというような考慮で、容易に解消される。

【００３６】

【発明の効果】以上に述べたように本発明においては、
アクセス装置側で受信時に取り込む信号は、まずは自身
から発信している搬送波と同じ周波数の成分でよく、こ
の中からデータキャリア側での送信変調により乗せられ
ている副搬送波の周波数成分を受信信号として抽出する
ように構成しているために、特にアンテナが電力授受用
とデータの送・受信用とで兼用されて１個のみ設けられ
ていて、かつ該アンテナが共振回路を構成している場合
でも、周波数帯的に無理のない、効率の良い受信が可能
となる。また受信から復調までには、搬送波の周波数と
副搬送波の周波数との２つの周波数成分が関与してい
て、この２つの周波数成分の両方を同時に合わせ持った
ノイズ以外は、アンテナからデータ復調回路へと取り込
まれることなく遮断されるために、それだけ耐ノイズ性
に優れた通信が可能となる。また本発明においては、受
信データの復調についても、従来技術のように、複雑な
構成で動作も不安定になりやすいＰＬＬ回路等を用いた
コスタス・ループを設けることなく、周波数が全く正確
で、しかも位相も好適な位相検波基準信号を得ることが
可能となる。すなわちデータキャリア側では、受信した
電力搬送波の周波数信号を１／Ｎ分周することによりデ
ータ送信変調のための副搬送波用周波数信号を形成して
いるのに対して、アクセス装置側では、発信している電
力搬送波の周波数信号を１／Ｎ分周することにより、位
相検波基準信号を形成しているために、この位相検波基
準信号の周波数は、受信復調を行う上で全く正確なもの
となる。また位相検波基準信号の位相についても、本発
明に基づく簡単な回路構成により、適正な位相を安定し
た状態にて選択できるために、低コストで通信の信頼性
をより向上させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態によるアクセス装置側の回
路構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態によるデータキャリア側の
回路構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の実施の形態におけるアクセス装置側の
受信信号成分抽出回路の構成を示す回路図である。

【図４】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図５】本発明の実施の形態におけるアクセス装置側の
データ復調回路の構成を示す回路図である。

【図６】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図７】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図８】本発明の実施の形態におけるアクセス装置側の
受信データ復調回路の構成を示す回路図である。

【図９】本発明の第２の実施の形態におけるアクセス装
置側のデータ復調回路の構成を示す回路図である。

【図１０】本発明の第２の実施の形態における要部の信
号を示す波形図である。

【図１１】本発明の第３の実施の形態におけるアクセス
装置側のデータ復調回路の構成を示す回路図である。

【図１２】本発明の第３の実施の形態における要部の信
号を示す波形図である。

【符号の説明】

２変調回路７アンテナ９復調回路１０受信信号成分抽出回路１３データ復調回路１４データ復調用信号形成回路１５位相判定用信号選択回路１６乗算回路１７フィルター回路１８位相判定回路１９位相検波回路２０アンテナコイル２１整流回路２２クロック信号生成回路２４受信復調回路２９プリアンブル信号形成回路３０送信変調回路３１分周回路３２位相変調回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デ−タ記憶手段として不揮発性半導体メ
モリを備えたデ−タキャリアと、該デ−タキャリアにア
クセスするためのアクセス装置とから成るデ−タキャリ
ア・システムであり、前記アクセス装置は、所定の搬送
波を発信するためのアンテナと、デ−タ送信時にシリア
ル送信デ−タに応じて前記搬送波を変調する変調手段
と、前記デ−タキャリア側から送信される送信信号を受
けて受信デ−タを復調する復調手段とを有して成り、前
記デ−タキャリアは、前記搬送波を受信するアンテナコ
イルと、該アンテナコイルを介して受信された搬送波を
整流することにより、該デ−タキャリア自身を駆動する
ための電力となる直流電源を生成する整流手段と、前記
受信された搬送波に基づいて搬送波周波数と同じ周波数
のクロック信号を生成するクロック信号生成回路と、前
記受信された搬送波を受けて前記アクセス装置からのシ
リアル送信デ−タを復調する受信復調手段と、前記アク
セス装置に対してデ−タを返信するための送信変調手段
とを有して成る双方向通信型デ−タキャリア・システム
において、前記デ−タキャリア側の送信変調手段は、前
記クロック信号を１／Ｎ（Ｎは整数）分周することによ
り副搬送波用周波数信号を形成する分周回路と、前記ア
クセス装置に送信するシリアル送信デ−タの内容に応じ
て前記副搬送波用周波数信号を位相変調する位相変調回
路と、該位相変調回路の出力に基づいて前記アンテナコ
イルの負荷を変化させるスイッチング手段とを含み、か
つ前記アクセス装置側の復調手段は、前記アンテナ中の
信号から前記副搬送波用周波数信号成分を抽出する受信
信号成分抽出手段と、該受信信号成分抽出手段からの出
力信号を受けて受信デ−タの復調を行なうデ−タ復調手
段より成り、該データ復調手段は、前記電力用搬送波の
周波数信号を１／Ｎ分周することにより、互いに異なる
位相を有する複数種類のデータ復調用分周信号を実質的
に形成するデータ復調用信号形成手段と、前記複数種類
のデータ復調用分周信号の１つを位相判定用対象信号と
して選択する位相判定用信号選択手段と、前記位相判定
用対象信号と前記受信信号成分抽出手段からの出力信号
とを実質的にミキシングする乗算回路と、該乗算回路の
出力からデータ通信速度に対応する周波数帯成分を抽出
するフィルター回路と、該フィルター回路からの出力に
よって前記位相判定用対象信号の位相の適性を判定し、
位相不適正と判定したときには前記位相判定用信号選択
手段に対して、別の位相の前記データ復調用分周信号を
新たな位相判定用対象信号として選択し直させるための
位相判定用信号切り換え信号を出力する位相判定手段
と、前記位相判定用対象信号に対して所定の位相関係に
ある前記データ復調用分周信号を位相検波基準信号とし
て、前記受信信号成分抽出手段からの出力信号を実質的
に位相検波することにより、受信データの復調を行なう
位相検波手段を含んでいることを特徴とするデータキャ
リア・システム。
【請求項２】データキャリア側の位相変調回路による
位相変調が、π−ＢＰＳＫ変調であり、かつデータキャ
リア側は、データ送信に先立って位相０の区間と位相π
の区間の両方を含むプリアンブル信号を位相変調回路に
供給するプリアンブル信号形成手段を有するとともに、
アクセス装置側の位相判定手段は、フィルター回路から
の出力を受けるシュミット・トリガー回路を含み、該シ
ュミット・トリガー回路からの出力の論理レベルの反転
を検出すると、位相判定用信号切り換え信号を形成する
ように構成されていることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のデータキャリア・システム。
【請求項３】データキャリア側の位相変調回路による
位相変調が、π−ＢＰＳＫ変調であり、かつアクセス装
置側の位相検波手段が、Ｄタイプ・フリップフロップ
（Ｄ−ＦＦ）回路より成り、受信信号成分抽出手段から
の出力信号を前記Ｄ−ＦＦ回路のデータ入力側に入力す
るとともに、複数種類のデータ復調用分周信号のうち、
位相判定用対象信号と同じ位相の信号を位相検波基準信
号として、前記Ｄ−ＦＦ回路のクロック入力側に入力し
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ
ータキャリア・システム。
【請求項４】データキャリア側の送信変調回路による
位相変調が、π−ＢＰＳＫ変調であり、かつアクセス装
置側の位相検波手段は、複数種類のデータ復調用分周信
号のうち、位相判定用対象信号とπだけ位相が異なる信
号を位相検波基準信号として、受信信号成分抽出手段か
らの出力信号とミキシングする乗算回路より成ることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデータキャリア
・システム。
【請求項５】データキャリア側の位相変調回路による
位相変調が、π−ＢＰＳＫ変調であり、かつデータキャ
リア側は、データ送信に先立ってアイドリング送信デー
タより成るプリアンブル信号を位相変調回路に供給する
プリアンブル信号形成手段を有するとともに、アクセス
装置側の位相判定手段は、フィルター回路からの出力を
受けるコンパレータを含み、該コンパレータからの出力
に従って位相判定用信号切り換え信号を形成するように
構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のデータキャリア・システム。
【請求項６】データ復調用信号形成手段は、電力用搬
送波の周波数信号を分周することにより、π／４または
π／８ずつ位相のずれた複数種類のデータ復調用分周信
号を形成する手段を有していることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のデータキャリア・システム。
【請求項７】アクセス装置側において、前記変調手段
は、デ−タキャリア側への送信デ−タに応じて前記搬送
波を振幅変調する手段より成ることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のデ−タキャリア・システム。
【請求項８】アクセス装置側において、前記受信信号
成分抽出手段は、前記アンテナ信号中の前記副搬送波用
周波数信号に対応する包絡線成分を抽出するためのフィ
ルタ回路を含んでいることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のデ−タキャリア・システム。
【請求項９】アクセス装置側において、前記受信信号
成分抽出手段は、前記フィルター回路によって抽出され
た前記包絡線成分の交流成分をロジックレベルに飽和増
幅するための増幅回路を含んでいることを特徴とする特
許請求の範囲第８項記載のデ−タキャリア・システム。