JPH118975A - コンバータの制御装置 - Google Patents
コンバータの制御装置Info
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- JPH118975A JPH118975A JP17312997A JP17312997A JPH118975A JP H118975 A JPH118975 A JP H118975A JP 17312997 A JP17312997 A JP 17312997A JP 17312997 A JP17312997 A JP 17312997A JP H118975 A JPH118975 A JP H118975A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】予測誤差のない交流より直流を得るコンバータ
の交流量予測装置を提供する。 【解決手段】第１の手段で交直流量を検出し、第２の手
段で現在の制御周期に出力のスイッチングパターンによ
る交流変化量を求め、第３の手段で直前の制御周期の予
測誤差に基づいて予測補正量を求め、第４の手段で前記
第１、２、３の出力量を加算して次の制御周期の交流量
予測値を得るよう構成したものである。
の交流量予測装置を提供する。 【解決手段】第１の手段で交直流量を検出し、第２の手
段で現在の制御周期に出力のスイッチングパターンによ
る交流変化量を求め、第３の手段で直前の制御周期の予
測誤差に基づいて予測補正量を求め、第４の手段で前記
第１、２、３の出力量を加算して次の制御周期の交流量
予測値を得るよう構成したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源に供給さ
れた交流を直流に変換するコンバータの制御装置に係わ
り、特にデジタル制御で行われる場合、交流量の予測装
置に関するものである。
れた交流を直流に変換するコンバータの制御装置に係わ
り、特にデジタル制御で行われる場合、交流量の予測装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来の交流量予測原理を説明する
ためのコンバータ回路構成を示す図であって、同図にお
いて、１１は交流電源、１２は交流リアクトル、１３は
コンバータを構成する変換器および直流回路を表すブロ
ックである。Ｌは交流リアクトルのインダクタンス値を
示している。また、Ｖｓは電源電圧、ｉｓは交流電流、
Ｖｃはコンバータ制御で発生する制御電圧を表す。交流
回路に注目すると、その回路方程式は（１）式となる。
ためのコンバータ回路構成を示す図であって、同図にお
いて、１１は交流電源、１２は交流リアクトル、１３は
コンバータを構成する変換器および直流回路を表すブロ
ックである。Ｌは交流リアクトルのインダクタンス値を
示している。また、Ｖｓは電源電圧、ｉｓは交流電流、
Ｖｃはコンバータ制御で発生する制御電圧を表す。交流
回路に注目すると、その回路方程式は（１）式となる。
【０００３】
【数１】
【０００４】制御器をデジタル方式で実現する場合、一
定の制御周期Ｔごとに交流量を検出し、検出した交流値
に基づき、スイッチングパターンを求めるのは一般的で
ある。そのスイッチングパターンは原理的に交流量検出
時刻と同時に出力し始めなければならないが、ＣＰＵに
演算時間が要るため、実現不可能となる。この問題を解
決するために、現在の制御周期〔ｋ〕の始点で交流量を
検出し、何らかの方法で次の制御周期〔ｋ＋１〕の始点
の交流値を予測し、予測した交流値に基づき、次の制御
周期〔ｋ＋１〕のスイッチングパターンを求めておい
て、次の制御周期に入ったら、求められたスイッチング
パターンを出力するという制御方法を採用することが一
般的である。この場合、交流量の予測値の精度はシステ
ム全体の性能に大きく左右しているのは明らかである。
なお、以降の記載のなかで、記号の部分に〔ｋ〕及び
〔ｋ＋１〕を添記しているのは現在の制御周期又は次の
制御周期を表している。
定の制御周期Ｔごとに交流量を検出し、検出した交流値
に基づき、スイッチングパターンを求めるのは一般的で
ある。そのスイッチングパターンは原理的に交流量検出
時刻と同時に出力し始めなければならないが、ＣＰＵに
演算時間が要るため、実現不可能となる。この問題を解
決するために、現在の制御周期〔ｋ〕の始点で交流量を
検出し、何らかの方法で次の制御周期〔ｋ＋１〕の始点
の交流値を予測し、予測した交流値に基づき、次の制御
周期〔ｋ＋１〕のスイッチングパターンを求めておい
て、次の制御周期に入ったら、求められたスイッチング
パターンを出力するという制御方法を採用することが一
般的である。この場合、交流量の予測値の精度はシステ
ム全体の性能に大きく左右しているのは明らかである。
なお、以降の記載のなかで、記号の部分に〔ｋ〕及び
〔ｋ＋１〕を添記しているのは現在の制御周期又は次の
制御周期を表している。
【０００５】以下、（１）式を参考にして、交流予測の
基本原理を説明する。現在の制御周期をｋ番目の周期と
し、制御周期の始点での電源電圧、電源電流の検出値を
Ｖｓ〔ｋ〕、ｉｓ〔ｋ〕、現在の制御周期に出力する制
御電圧の等価値をＶｃ〔ｋ〕とすると、次の制御周期
〔ｋ＋１〕の始点での電流値は基本的に（１）式に基づ
いて（２）式のように予測できる。
基本原理を説明する。現在の制御周期をｋ番目の周期と
し、制御周期の始点での電源電圧、電源電流の検出値を
Ｖｓ〔ｋ〕、ｉｓ〔ｋ〕、現在の制御周期に出力する制
御電圧の等価値をＶｃ〔ｋ〕とすると、次の制御周期
〔ｋ＋１〕の始点での電流値は基本的に（１）式に基づ
いて（２）式のように予測できる。
【０００６】
【数２】
【０００７】従来では（２）式をそのまま適用し、次の
制御周期の電流値ｉｓ〔ｋ＋１〕を予測することが多
い。
制御周期の電流値ｉｓ〔ｋ＋１〕を予測することが多
い。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、（２）式から
判るように、交流側リアクトルのインダクタンス値Ｌの
正確な値が必要である。実際では、電源に系統漏れイン
ダクタンス等の不明な要素の存在で、Ｌの値が正確に知
るのは困難である。見積もった値で行うと、交流予測値
は真値からオフセット分の誤差が生じかねない。従っ
て、この方法では正確な予測値が得られにくく、それを
制御に使うと、高精度な制御システムを構成することが
不可能で、場合によってはシステムを不安定に引き起こ
す可能性がある。
判るように、交流側リアクトルのインダクタンス値Ｌの
正確な値が必要である。実際では、電源に系統漏れイン
ダクタンス等の不明な要素の存在で、Ｌの値が正確に知
るのは困難である。見積もった値で行うと、交流予測値
は真値からオフセット分の誤差が生じかねない。従っ
て、この方法では正確な予測値が得られにくく、それを
制御に使うと、高精度な制御システムを構成することが
不可能で、場合によってはシステムを不安定に引き起こ
す可能性がある。
【０００９】本発明は上述した点に鑑みて創案されたも
ので、その目的とするところは、上記した問題点に対し
て、システムに不明な要素に起因する予測誤差オフセッ
ト分をオブザーバー理論により推定し、交流量の予測値
に推定したオフセット値で補正することにより，高精度
な交流予測値が得られる交流量予測装置を提供すること
にある。
ので、その目的とするところは、上記した問題点に対し
て、システムに不明な要素に起因する予測誤差オフセッ
ト分をオブザーバー理論により推定し、交流量の予測値
に推定したオフセット値で補正することにより，高精度
な交流予測値が得られる交流量予測装置を提供すること
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】つまり、その目的を達成
するための手段は、交流から直流に変換するコンバータ
の交流制御器の交流予測方法において、制御周期ごとに
交流量Ｖｓ、ｉｓと直流量ＶＤを検出する第１の手段
と、現在の制御周期〔ｋ〕に出力するスイッチングパタ
ーンによる交流量ｉｓの変化分β〔ｋ＋１〕求める第２
の手段と、直前の制御周期〔ｋ＋１〕で求めた現在の制
御周期の交流量の予測値ｉｓ１〔ｋ〕と交流検出値ｉｓ
〔ｋ〕との予測偏差に基づき、交流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を求める第３の手段と、第１の手段で得た交流検
出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流量の変化分β
〔ｋ〕と第３の手段で得た交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕と
から次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流量の予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求める第４の手段とを設け、第４の手段で
求められた交流量予測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を前記交流制
御器の制御量とすることにある。以下、本発明の一実施
例を図面に基づいて詳述する。
するための手段は、交流から直流に変換するコンバータ
の交流制御器の交流予測方法において、制御周期ごとに
交流量Ｖｓ、ｉｓと直流量ＶＤを検出する第１の手段
と、現在の制御周期〔ｋ〕に出力するスイッチングパタ
ーンによる交流量ｉｓの変化分β〔ｋ＋１〕求める第２
の手段と、直前の制御周期〔ｋ＋１〕で求めた現在の制
御周期の交流量の予測値ｉｓ１〔ｋ〕と交流検出値ｉｓ
〔ｋ〕との予測偏差に基づき、交流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を求める第３の手段と、第１の手段で得た交流検
出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流量の変化分β
〔ｋ〕と第３の手段で得た交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕と
から次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流量の予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求める第４の手段とを設け、第４の手段で
求められた交流量予測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を前記交流制
御器の制御量とすることにある。以下、本発明の一実施
例を図面に基づいて詳述する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以降、簡単のために、主に三相電
圧形コンバータの交流有効電流、無効電流制御を対象に
して本発明の実施の形態を説明するが、本発明は電圧
形、電流形コンバータに限らず適用することができる。
また、電源を三相に限定されるものでもない。さらに、
有効、無効電流制御に限らず、多相電流、電力、電圧制
御にも適用することができる。
圧形コンバータの交流有効電流、無効電流制御を対象に
して本発明の実施の形態を説明するが、本発明は電圧
形、電流形コンバータに限らず適用することができる。
また、電源を三相に限定されるものでもない。さらに、
有効、無効電流制御に限らず、多相電流、電力、電圧制
御にも適用することができる。
【００１２】説明を容易にするために、三相電圧形コン
バータの主回路構成を図２に示す。同図において、６は
三相電圧形コンバータブリッジ、７は三相交流電源、８
は交流リアクトル、９は直流コンデンサ、１０は負荷で
あり、Ｌは交流リアクトルのインダクタンス値、Ｃはコ
ンデンサのキャパシタンス値を示している。
バータの主回路構成を図２に示す。同図において、６は
三相電圧形コンバータブリッジ、７は三相交流電源、８
は交流リアクトル、９は直流コンデンサ、１０は負荷で
あり、Ｌは交流リアクトルのインダクタンス値、Ｃはコ
ンデンサのキャパシタンス値を示している。
【００１３】図１は本発明の実施例の交流量予測装置の
構成を示す図である。同図において、１は第１の手段で
あり、図２に示される三相交流電流および直流電圧値を
制御周期ごとに検出する手段である。２は第２の手段で
あり、交流制御器５の出力の現在の制御周期のスイッチ
ングパターンと第１の手段で検出した三相交流電流ｉｓ
〔ｋ〕、電源電圧Ｖｓ〔ｋ〕と直流電圧ＶＤ〔ｋ〕の検
出値を入力し、該スイッチングパターンによる交流電流
の変化量β〔ｋ〕を算出する。３は第３の手段であり、
前記第１の手段で検出した交流電流値ｉｓ〔ｋ〕と直前
の制御周期で第４の手段で求められた現在の制御周期
〔ｋ〕の始点の交流電流予測値ｉｓ１〔ｋ〕と比較し、
その推定偏差値に基づき、交流予測補正値ｖ１〔ｋ＋
１〕を更新する。４は第４の手段であり，第１の手段１
で得た交流電流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段２で得た
交流電流の変化量β〔ｋ〕と第３の手段３で得た交流予
測補正値ｖ１〔ｋ〕を加算して、次の制御周期〔ｋ＋
１〕の交流電流の予測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を求める。５
は交流制御器で、第４の手段４から出力の交流電流予測
値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を制御量とし、何らかの制御方法に
基づいてコンバータを構成する半導体スイッチ素子のス
イッチングパターンを出力する。
構成を示す図である。同図において、１は第１の手段で
あり、図２に示される三相交流電流および直流電圧値を
制御周期ごとに検出する手段である。２は第２の手段で
あり、交流制御器５の出力の現在の制御周期のスイッチ
ングパターンと第１の手段で検出した三相交流電流ｉｓ
〔ｋ〕、電源電圧Ｖｓ〔ｋ〕と直流電圧ＶＤ〔ｋ〕の検
出値を入力し、該スイッチングパターンによる交流電流
の変化量β〔ｋ〕を算出する。３は第３の手段であり、
前記第１の手段で検出した交流電流値ｉｓ〔ｋ〕と直前
の制御周期で第４の手段で求められた現在の制御周期
〔ｋ〕の始点の交流電流予測値ｉｓ１〔ｋ〕と比較し、
その推定偏差値に基づき、交流予測補正値ｖ１〔ｋ＋
１〕を更新する。４は第４の手段であり，第１の手段１
で得た交流電流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段２で得た
交流電流の変化量β〔ｋ〕と第３の手段３で得た交流予
測補正値ｖ１〔ｋ〕を加算して、次の制御周期〔ｋ＋
１〕の交流電流の予測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を求める。５
は交流制御器で、第４の手段４から出力の交流電流予測
値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を制御量とし、何らかの制御方法に
基づいてコンバータを構成する半導体スイッチ素子のス
イッチングパターンを出力する。
【００１４】以下、図１に示す交流電流予測装置の動作
原理について詳述する。図２において、三相電源電圧を
ｖｓ＝〔Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３〕、電源電流をｉｓ＝
〔ｉｓ１，ｉｓ２，ｉｓ３〕、直流電圧をＶＤとする
と、交流回路方程式は（３）式となる。
原理について詳述する。図２において、三相電源電圧を
ｖｓ＝〔Ｖｓ１，Ｖｓ２，Ｖｓ３〕、電源電流をｉｓ＝
〔ｉｓ１，ｉｓ２，ｉｓ３〕、直流電圧をＶＤとする
と、交流回路方程式は（３）式となる。
【００１５】
【数３】
【００１６】ただし、ｕ＝〔ｕ１，ｕ２，ｕ３〕はスイ
ッチング関数、或いはスイッチングベクトルと呼ばれ、
以下のように定義される。 ｕｋ =１：図２の上アームｏｎ， 下アームｏｆｆ ０：図２の上アームｏｆｆ，下アームｏｎ ｋ＝１，
２，３ 本実施例は制御量を有効電流ｉｄ、無効電流ｉｑとする
ため、各三相量をｄ−ｑ変換し、ｄ−ｑ座標上での電流
モデルは（３）式から（４）式のようになる。
ッチング関数、或いはスイッチングベクトルと呼ばれ、
以下のように定義される。 ｕｋ =１：図２の上アームｏｎ， 下アームｏｆｆ ０：図２の上アームｏｆｆ，下アームｏｎ ｋ＝１，
２，３ 本実施例は制御量を有効電流ｉｄ、無効電流ｉｑとする
ため、各三相量をｄ−ｑ変換し、ｄ−ｑ座標上での電流
モデルは（３）式から（４）式のようになる。
【００１７】
【数４】
【００１８】ただし、Ｖｓ＝〔Ｖｄ，Ｖｑ〕は電源電圧
の有効、無効成分、ｕ＝〔ｕｄ，ｕｑ〕はスイッチング
関数の有効、無効成分を表す。（４）式の回路方程式を
デジタル制御でしやすいように離散化すると、（５）式
のように表すことができる。
の有効、無効成分、ｕ＝〔ｕｄ，ｕｑ〕はスイッチング
関数の有効、無効成分を表す。（４）式の回路方程式を
デジタル制御でしやすいように離散化すると、（５）式
のように表すことができる。
【００１９】
【数５】
【００２０】ただし、〔ｋ〕は現在の制御周期、〔ｋ＋
１〕は次の制御周期を意味する。ここで、（５）式右辺
第２項をβ〔ｋ〕と記す。すなわち、
１〕は次の制御周期を意味する。ここで、（５）式右辺
第２項をβ〔ｋ〕と記す。すなわち、
【００２１】
【数６】
【００２２】（６）式の計算式は本発明の請求項の第２
の手段で、β〔ｋ〕は第２の手段で出力の電流変化量と
なる。ベクトルβ〔ｋ〕の記号を用いて、（５）式のモ
デルは（７）式のように簡潔に表現できる。
の手段で、β〔ｋ〕は第２の手段で出力の電流変化量と
なる。ベクトルβ〔ｋ〕の記号を用いて、（５）式のモ
デルは（７）式のように簡潔に表現できる。
【００２３】
【数７】
【００２４】ただし、ｉｓ〔ｋ〕＝〔ｉｄ〔ｋ〕，ｉｑ
〔ｋ〕〕は電流ベクトルを表す。（７）式から次の制御
周期の電流ｉｓ〔ｋ＋１〕を予測することもできるが、
前述したように、システムに不明な要素によりオフセッ
トｖ〔ｋ〕分の予測誤差を生じることがある。そのオフ
セット分を考慮して、システムを（８）式のように定式
化することができる。
〔ｋ〕〕は電流ベクトルを表す。（７）式から次の制御
周期の電流ｉｓ〔ｋ＋１〕を予測することもできるが、
前述したように、システムに不明な要素によりオフセッ
トｖ〔ｋ〕分の予測誤差を生じることがある。そのオフ
セット分を考慮して、システムを（８）式のように定式
化することができる。
【００２５】
【数８】
【００２６】（８）式に現在の制御周期の電流検出値ｉ
ｓ〔ｋ〕、現在の制御周期に出力のスイッチングパター
ンによる電流の変化量β〔ｋ〕は検出また計算可能であ
るが、オフセット分ｖ〔ｋ〕は未知なので、このままで
はｉｓ〔ｋ＋１〕を予測できない。そこで、本発明はオ
ブザーバー理論を適用し、上記したオフセット分ｖ
〔ｋ〕を推定しながら、次の制御周期の交流電流ｉｓ
〔ｋ＋１〕を予測する。以下該電流予測値をｉｓ１〔ｋ
＋１〕と記述する。オブザーバーの理論によれば、
（８）式のモデルに対するオブザーバーの構成の一般式
は（９）式のようになる。
ｓ〔ｋ〕、現在の制御周期に出力のスイッチングパター
ンによる電流の変化量β〔ｋ〕は検出また計算可能であ
るが、オフセット分ｖ〔ｋ〕は未知なので、このままで
はｉｓ〔ｋ＋１〕を予測できない。そこで、本発明はオ
ブザーバー理論を適用し、上記したオフセット分ｖ
〔ｋ〕を推定しながら、次の制御周期の交流電流ｉｓ
〔ｋ＋１〕を予測する。以下該電流予測値をｉｓ１〔ｋ
＋１〕と記述する。オブザーバーの理論によれば、
（８）式のモデルに対するオブザーバーの構成の一般式
は（９）式のようになる。
【００２７】
【数９】
【００２８】すなわち、（８）式のモデルに、直前の制
御周期での電流予測誤差をゲイン（Ｋ１、Ｋ２）倍した
値を取入れることによって、予測誤差値をゼロに収束す
るように修正する。ゲインＫ１，Ｋ２の決め方は（９）
式のオブザーバーの極の絶対値が１以下になればよい
が、本発明ではＫ１＝１，Ｋ２＝１／４と決める。この
場合、上記極は１／２となり、安定であることが明らか
である。また、オブザーバー（９）式は最終的に（１
０）式となり、計算しやすい形となっている。
御周期での電流予測誤差をゲイン（Ｋ１、Ｋ２）倍した
値を取入れることによって、予測誤差値をゼロに収束す
るように修正する。ゲインＫ１，Ｋ２の決め方は（９）
式のオブザーバーの極の絶対値が１以下になればよい
が、本発明ではＫ１＝１，Ｋ２＝１／４と決める。この
場合、上記極は１／２となり、安定であることが明らか
である。また、オブザーバー（９）式は最終的に（１
０）式となり、計算しやすい形となっている。
【００２９】
【数１０】
【００３０】（１１）式の計算式は本発明の第３の手段
の実施形態である。すなわち、現在の制御周期〔ｋ〕の
交流電流の検出値ｉｓ〔ｋ〕と直前の制御周期〔ｋ＋
１〕で求められた現在の制御周期の交流電流の予測値ｉ
ｓ１［ｋ］とを比較し、その予測誤差値（ｉｓ［ｋ］−
ｉｓ１［ｋ］）を１／４倍にして、今現在の交流予測補
正値（オフセット分）に加算することにより、該交流予
測補正値を更新する。
の実施形態である。すなわち、現在の制御周期〔ｋ〕の
交流電流の検出値ｉｓ〔ｋ〕と直前の制御周期〔ｋ＋
１〕で求められた現在の制御周期の交流電流の予測値ｉ
ｓ１［ｋ］とを比較し、その予測誤差値（ｉｓ［ｋ］−
ｉｓ１［ｋ］）を１／４倍にして、今現在の交流予測補
正値（オフセット分）に加算することにより、該交流予
測補正値を更新する。
【００３１】（１０）式の計算式は本発明の第４の手段
の実施形態である。すなわち、第１の手段で得た交流電
流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流電流変化量
β〔ｋ〕と第３の手段で得た交流電流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を加算して次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流電流予
測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を求める。
の実施形態である。すなわち、第１の手段で得た交流電
流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流電流変化量
β〔ｋ〕と第３の手段で得た交流電流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を加算して次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流電流予
測値ｉｓ１〔ｋ＋１〕を求める。
【００３２】本発明は上記したように、第１の手段で交
流電流値ｉｓ〔ｋ〕、電源電圧値Ｖｓ〔ｋ〕と直流電圧
値ＶＤ〔ｋ〕を検出し、第２の手段で現在の制御周期に
出力のスイッチングパターンｕ〔ｋ〕と第１の手段で得
た各検出値に基づいて（６）式の如く交流電流ｉｓの変
化量β〔ｋ〕を求め、第３の手段で（１１）式の如く現
在の制御周期の交流電流の検出値ｉｓ〔ｋ〕と直前の制
御周期で得た現在の制御周期の交流電流予測値ｉｓ１
〔ｋ〕との予測偏差値（ｉｓ〔ｋ〕−ｉｓ１〔ｋ〕）を
１／４倍にして現在の交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕に加算
して、新しい交流予測補正値ｖ１〔ｋ＋１〕を更新し、
第４の手段で（１０）式の如く第１の手段で得た交流電
流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流電流変化量
β〔ｋ〕と第３の手段で得た交流電流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を加算して次の制御周期の交流電流予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求めるものである。
流電流値ｉｓ〔ｋ〕、電源電圧値Ｖｓ〔ｋ〕と直流電圧
値ＶＤ〔ｋ〕を検出し、第２の手段で現在の制御周期に
出力のスイッチングパターンｕ〔ｋ〕と第１の手段で得
た各検出値に基づいて（６）式の如く交流電流ｉｓの変
化量β〔ｋ〕を求め、第３の手段で（１１）式の如く現
在の制御周期の交流電流の検出値ｉｓ〔ｋ〕と直前の制
御周期で得た現在の制御周期の交流電流予測値ｉｓ１
〔ｋ〕との予測偏差値（ｉｓ〔ｋ〕−ｉｓ１〔ｋ〕）を
１／４倍にして現在の交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕に加算
して、新しい交流予測補正値ｖ１〔ｋ＋１〕を更新し、
第４の手段で（１０）式の如く第１の手段で得た交流電
流検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流電流変化量
β〔ｋ〕と第３の手段で得た交流電流予測補正値ｖ１
〔ｋ〕を加算して次の制御周期の交流電流予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求めるものである。
【００３３】本発明は上記した手段を一定周期ごとに繰
り返して作動させることによって、次の制御周期の交流
電流値を予測する目的を達成する。システムに不明な要
素に起因するオフセット分予測誤差を推定し、電流予測
値を補正したため、高精度な電流予測値を得ることがで
きる。
り返して作動させることによって、次の制御周期の交流
電流値を予測する目的を達成する。システムに不明な要
素に起因するオフセット分予測誤差を推定し、電流予測
値を補正したため、高精度な電流予測値を得ることがで
きる。
【００３４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、シ
ステムに不明な要素に起因するオフセット分予測誤差を
推定し、予測補正量として交流の予測値を補正したの
で、高精度な交流予測値が得られる。また、予測オブザ
ーバーの設計に最適なゲインを選択したので、安定性を
確保しており、計算も容易であり、実用上、極めて有用
性の高いものである。
ステムに不明な要素に起因するオフセット分予測誤差を
推定し、予測補正量として交流の予測値を補正したの
で、高精度な交流予測値が得られる。また、予測オブザ
ーバーの設計に最適なゲインを選択したので、安定性を
確保しており、計算も容易であり、実用上、極めて有用
性の高いものである。
【図１】本発明の交流予測装置の構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】三相電圧形コンバータの主回路構成を示す図で
ある。
ある。
【図３】従来技術の説明のため示したコンバータ交流回
路図である。
路図である。
１ 第１の手段（交流、直流量検出手段） ２ 第２の手段（交流変化量算出手段） ３ 第３の手段（交流予測補正量検出手段） ４ 第４の手段（交流予測値算出手段） ５ 交流制御器 ６ 三相電圧形コンバータブリッジ ７ 三相交流電源 ８ 交流リアクトル ９ 直流コンデンサ １０ 負荷 １１ 交流電源 １２ 交流リアクトル １３ コンバータと直流回路を表すブロック Ｌ 交流リアクトルのインダクタンス値 Ｃ 直流コンデンサのキャパシタンス値 Ｔ 制御周期 t 時間変数 Ｖｓ 交流電源電圧 ｉｓ 交流電流 ＶＤ 直流出力電圧 ｕ スイッチング関数 ω 電源角周波数 ｉｄ 交流有効電流 ｉｑ 交流無効電流 ｕｄ スイッチング関数のｄ−ｑ変換値の有効成分 ｕｑ スイッチング関数のｄ−ｑ変換値の無効成分 Ｖｄ 電源電圧の有効成分 Ｖｑ 電源電圧の無効成分 β 交流の変化量 βｄ 交流の変化量の有効成分 βｑ 交流の変化量の無効成分 Ｖｃ コンバータ発生する制御電圧 ｋ ｋ番目の制御周期 ｖ 予測誤差オフセット分 ｖ１ 予測誤差オフセット分の推定値または交流予測
補正値 Ｋ１ 予測オブザーバーのゲイン Ｋ２ 予測オブザーバーのゲイン ｉｓ１ 交流電流の予測値
補正値 Ｋ１ 予測オブザーバーのゲイン Ｋ２ 予測オブザーバーのゲイン ｉｓ１ 交流電流の予測値
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源から供給される交流を直流に変
換するコンバータと、該コンバータの直流出力と直流出
力指令値から交流指令値を求める直流制御器と交流制御
器とを有し、該交流制御器は一定制御周期ごとに作動
し、次の制御周期の交流量を予測し，該交流量予測値を
制御量として前記交流指令値に一致させるように変換器
を構成する半導体スイッチ素子にスイッチングパターン
を出力するものであるコンバータの制御装置において、 制御周期ごとに交流量Ｖｓ、ｉｓと直流量ＶＤを検出す
る第１の手段と、現在の制御周期〔ｋ〕に出力するスイ
ッチングパターンによる交流量ｉｓの変化量β〔ｋ〕を
求める第２の手段と、直前の制御周期〔ｋ−１〕で求め
た現在の制御周期の交流量の予測値ｉｓ１〔ｋ〕と検出
値ｉｓ〔ｋ〕との予測偏差に基づき、交流予測補正値ｖ
１〔ｋ〕を求める第３の手段と、第１の手段で得た交流
検出値ｉｓ〔ｋ〕と第２の手段で得た交流量の変化分β
〔ｋ〕と第３の手段で得た交流予測補正値ｖ１〔ｋ〕と
から次の制御周期〔ｋ＋１〕の交流量の予測値ｉｓ１
〔ｋ＋１〕を求める第４の手段とを設け、 前記第４の手段で求められた交流量予測値ｉｓ１〔ｋ＋
１〕を前記交流制御器の制御量とするよう順次連続的に
交流量予測値を算出して制御するよう構成したことを特
徴とするコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17312997A JP3524718B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | コンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17312997A JP3524718B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | コンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH118975A true JPH118975A (ja) | 1999-01-12 |
| JP3524718B2 JP3524718B2 (ja) | 2004-05-10 |
Family
ID=15954670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17312997A Expired - Fee Related JP3524718B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | コンバータの制御装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3524718B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4852007A (en) * | 1982-04-27 | 1989-07-25 | Hitachi, Ltd. | Method and device for stopping vehicle at predetermined position |
| WO2020066034A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
-
1997
- 1997-06-13 JP JP17312997A patent/JP3524718B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4852007A (en) * | 1982-04-27 | 1989-07-25 | Hitachi, Ltd. | Method and device for stopping vehicle at predetermined position |
| WO2020066034A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
| JPWO2020066034A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2021-03-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3524718B2 (ja) | 2004-05-10 |
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