JPS58105645A - ステレオチユ−ナにおけるサブキヤリヤ信号発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はステレオチューナにおけるサブキャリヤ信号発
生装置に関し、特にＦＭステレオチューナにおけるステ
レオパイロット信号と同期した正弦波状のサブキャリヤ
信号を発生する＠胃に関する。

ＦＭステレオチューナにおけるＭＰＸ　（マルチプレッ
クス）ｌｕｌｌ器では、ステレオコンポジット信号中の
サブ信号を復調するために、３８ＫＨ２の正弦波サブキ
ャリヤ信号を発生させ、これとコンポジット信号とを乗
稗している。このパイロット信号に同期した３８ＫＨｚ
サブキャリヤ信号を発生させるには、第１図に示す如き
ＰＬＬ（フェイズロックドループ）回路を用いている。

すなわち、パイロット信号（ａ）は位相比較器１におい
ＴＩ／２分ＦＲａ２がらの１９ＫＨ２信号（ｆ）と位相
比較され、その比較出力はＬＰＦ３とＤＣアンプ４を通
ってＶＣＯ（電圧制御型発振器）５へ入力される。この
ＶＣＯ５は７６ＫＨｚのトリガパルス（ｂ）を発生し、
１／２分周器６により３８ＫＨｚ矩形波（Ｃ）となる。

この矩形波信号（Ｃ）をＢＰＦ　（又はＬＰＦ）７へ入
力して３８ＫＨｚの正弦波サブキャリヤ信号（ｄ　）を
得ている。この信号（ｄ　）はまた、レベルコンパレー
タ８へ印加されて同相の矩形波信号（ｅ　）に変換され
先の１／２分周器２において１９ＫＨｚ矩形波（ｆ＞と
なるものである。こうして、コンポジット信号中のステ
レオパイロット信号（ａ　）に同期した正弦波サブキャ
リヤ信号が得られる。

第２図（ａ　）〜（ｆ）に第１図の回路の各部信号（ａ
）〜（ｆ）の波形が夫々示されている。

ここで、ＢＰＦ７に入力される３８Ｋｔ−１ｚ矩形波は
、 ’ｊ７　（ｔ　）　＝　（４／π）ｓｉｎ　ωｓｔ＋　
（４／３π）Ｓｉｎ　３（ｉＪｓｔ＋　（４１５７［”
）　Ｓｉｎ　５ωｓｔ＋−・・−・−・・・・・・・・
・（１） と表わされる。尚、ωＳはサブキャリヤ信号の角周波数
である。この（１）式で示される波形は第３図（ａ　）
の如くであり、その周波数スペクトラムは同図（ｂ）の
如くになっている。つまり、３倍、５倍、・・・・・・
という奇数次高調波が基本波に対して１／３．１１５．
・・・・・・・・・というレベルをもって含まれている
ために、ＢＰＦ　（又はＬＰＦ）７の伝送特性は第４図
のようにする必要がある。その結果、フィルタ素子数が
多くなったり、３８ＫＨ２の極く近傍で利得が低下し始
めるために、温度ドリフト等によって３８ＫＨｚ正弦波
のレベルが変化する欠点がある。

本発明の目的は、３８ＫＨｚ矩形波信号に含まれる３次
、５次等の高調波成分を排除してフィルタの設計を容易
として３８ＫＨｚ信号のレベル変動をなくしたサブキャ
リヤ信号発生装Ｗを提供することである。

本発明によるステレオチューナにおけるサブキャリヤ信
号発生装置は、ステレオパイロット信号と同期しこのパ
イロット信号周波数の４倍の基本波を有するデユーティ
５０％の対称三角波信号を発生する手段と、この三角波
信号とこの信号の中心レベルとを比較して第１の矩形波
信号を発生する手段と、三角波信号の上下頂点到達タイ
ミング間に等しいパルス幅を有する第２の矩形波信号を
発生する手段と、第２の矩形波信号を１／２に分周する
手段と、この分周比りと第１の矩形波信号とを２人力と
するレベル一致検出手段と、分周出力と一致検出出力と
を所望比（Ｆｌ＋１　）にて加算する手段と、この加算
出力の基本波成分を抽出してサブキャリヤ信号として出
力する手段とを含むことを特徴としている。

以下に本発明を図面を用いて説明する。

第５図は本発明の実施例の回路図であり、第１図と同等
部分は同一符号により示されている。第１図の従来例と
興なる部分について述べれば、ＶＣＯ５は７６ＫＨｚの
基本波を有して５０％デユーティの対称三角波信号（ａ
　）を発振している。

この出力（ａ）が各レベルコンパレータ９〜１１の入力
となっている。コンパレータ１０は比較レ５− ベルを三角波信号（ａ　）の中心レベルとするもので、
よってその比較出力（ｄ　）はデユーティ５０％の７６
ＫＨｚ　　（２ωＳすなわちパイロット信号周波数の４
倍の周波数）の矩形波となり、第１の矩形波信号と称す
る。コンパレータ９．１１は比較レベルを三角波信号（
ａ　）の上下頂点レベルとするものであり、よって各比
較出力（ｂ）、（ｃ）は三角波信号（ａ　）が上下頂点
に達したタイミング時に瞬時に高レベルとなるパルス列
となる。両タイミング信号（ｂ）、（Ｃ）はＲ−Ｓフリ
ップフロップ１２のセット及びリセット入力となってお
り、このフリップフロップのＱ出力（ｅ）には三角波信
号の（ａ）の上下頂点到達タイミング間に等しいパルス
幅を有するデユーティ５０％の矩形波信号（ｅ　）が得
られるもので、この信号（ｅ　）を第２の矩形波信号と
称する。この第２の矩形波信号（ｅ　）がＶＣＯ５へ帰
還されて三角波の発生制御を行っている。

第２の矩形波信＠（ｅ）は分周器６にて１／２に分周さ
れてその分周出力（ｆ）が加算回路１３６一 及びレベル−数構吊器としての排他的論理和ゲート１４
の各−人力となっている。また、第１の矩形波信号（ｄ
）はゲート１３の他人力とされており、このゲート１４
によるレベル−数構出出力（０）が加算回路１３の他人
力となっている。この加算出力（ｈ）はＢＰＦ　（又は
ＬＰＦ）７を経て正弦波サブキャリヤ信号（ｉ　）とな
り回路出力となると共に、レベルコンパレータ８にて３
８ＫＨｚの矩形波に変換されて、１ｚ２分周器２により
１９ＫＨｚ矩形波とされ位相比較器１においてステレオ
パイロット信号と位相比較される構成である。

第６図（ａ　）〜（１）は第５図の回路の各部信号（ａ
）〜（ｉ　）の波形を夫々示している。ｖＣＯ５の出力
電圧が上昇して上側コンパレートレベルに達するとコン
パレータ９の出力（ｂ）が高レベルになり、フリップフ
ロップ１２がセットされ）゛　　□（１ てそのＱ出力（ｅ）が高レベルとなり、それに応答して
ＶＣＯ５の出力は下降に転じる。よってコンパレータ９
の出力は低レベルへ戻る。しかし、フリップフロップ１
２の出力は高レベルを維持しているからｖＣＯ出力（ａ
　）は下降し続ける。■ＣＯ出力（ａ）が下側コンパレ
ートレベルに達すると、コンパレータ１１の出力（Ｃ）
が高レベルとなって、フリップフロップ１２をリセット
しＱ出力（ｅ　）は低レベルとなる。よって、ＶＣＯ出
力は上昇に転じコンパレータ出力（Ｃ）は低レベルへ戻
る。しかし、フリップフロップ１２の出力は低レベルの
ままであり、ＶＣＯ出力（ａ）は上昇し続けることにな
る。以下順次この動作を繰返すものである。

このフリップフロップ１２の出力（ｅ　）は７６ＫＨ２
であり、またコンパレータ１０の出力（ｄ　）も同じ＜
７６ＫＨｚであって、両方出力（ｅ）。

（ｄ　）は第６図（ｅ）、（ｄ）に示すように互いに９
０″位相差を有するデユーティ５０％の矩形波となる。

フリップフロップ１２の出力（ｅ　）を分周器６により
１ｚ２分周して３８Ｋ）−１ｚの矩形波（ｆ）が得られ
るが、これはパイロット信号に同期した３８ＫＨｚ矩形
波であり、またこれに対し１ｚ８周期だけずれた７６Ｋ
ｌ−１２矩形波（ｄ　＞がコンパレータ１０より得られ
ることになる。信号（ｆ）と（ｄ）とをレベル−数構吊
器１４へ入力することにより、図（（］　）に示す一致
検出出力が得られる。

１ｚ２分周器６の出力（ｆ　）と−数構出出力（ｇ）と
を（／７＋１　＞＋　１なるレベル比較にて加算すれば
図（ｈ）に示す波形が得られる。これがＢＰＦ７の入力
となり、基本波成分のみをこのＢＰＦにて抽出すること
により３８ＫＨ２の制限波サブキャリヤが図（ｉ　）の
ように得られる。

第７図においては、第５図の回路の各部信号（ｅ　）、
　　（ｄ　）、　　（ｆ　）及び（ａ　）の波形の詳細
が夫々示されている。ここで、第７図に示した３８ＫＨ
ｚ矩形波（ｆ　）を１７＋（ｔ）トすると、”Ｕ＋　　
（ｔ　）　＝　（４／π）　ｓｉｎ　ωｓｔ＋　（４／
３π）ｓｉｎ　３ωｓｔ＋　（４１５ｙｒ　）　ｓｉｎ
　５ωｓｔ＋−−−−−−・・・・・・（２） となり、また７６ＫＨｚ矩形波（ｄ　）をＵ２　（ｔ）
とすれば、 ９− Ｕ２　（ｔ　　）−（４／π）ｓｉｎ　　２ωｓ　　（
ｔ　　−Ｔ／８）＋　　（４／３π）ｓｉｎ　　６ωｓ
　　（ｔ−Ｔ／８）＋（４１５π）ｓｉｎ　　１　０ｏ
ｏＳ　（ｔ　　−Ｔ／８　）＋−＝−・・・・・・　（
３） となる。尚、王は３８ＫＨｚ矩形波の１周期を示してい
る。更に、−数構出出ｈ（ｏ）を７７３　（ｔ）とすれ
ば、 ７ノ　３　　　（ｔ）＝（４／　　π　＞　　　　Ｃ（
、Ｊ−−２−−１）　　　ｓｉｎωｓｔ−（（ａｒｃ　
＋　１　）　／３　）　ｓｉｎ　３ω５ｔ−（（ｆ７＋
　１　＞　１５　）　ｓｉｎ　５ωｓｔ＋　（（ｆｌ−
１）　／　７　）　ｓｉｎ　７ｃｏｓｔ＋−−−・−）
−・−（４）となる。従って、（２）及び（４）式で示
される信号Ｖ＋（ｔ）とｖ３　（ｔ）とを（ｆ７＋　１
　）：１なるレベル比較をもって加算すれば、加粋出力
（ｈ）は、 ｖａ　　（ｔ　）　−（８／　（ｆｌ＋１　＞　７ｎ　
　−（ｓｉｎωｓｔ＋　（１／７）ｓｉｎ　７ωｓｔ＋
（１／９）ｓｉｎ　　９ωｓｔ十・・・・・・）　　・
・・・・・・・・・・・（５）となって、３次及び５次
の＾調波を含まない信号が得られる。

１０− この加算信号（ｈ）の出力ｔ／ａ（ｔ）の周波数スペク
トラムは第８図（ａ　）に示す如くなるから、同図（ｂ
）のようにＢＰＦ７の通過帯域特性をより高域まで延ば
すことが可能となり、フィルタ７の設計が容易となると
共に３８ＫＨｚのレベル変動を防止することができる。

第９図は第５図の回路の一部具体例を示す図であり、位
相比較器１によるＬＰＦ３及びＤＣアンプ４を経た比較
出力は電流出力（（ＩＮ　）型式でＶＣＯ５に入力され
る。このＶＣＯ５は、コンデンサＣをＴ１１０で充放電
して三角波信号を得るよう構成されており、そのために
差動トランジスタＱ２．Ｑ３．電流源トランジスタＱ１
よりなる差動アンプとされており、トランジスタＱｓ。

Ｑａ　、Ｑ７及びダイオードＤ２による帰還アンプによ
り、トランジスタＱ１のエミッタ電位はＥｌに固定され
る。従って、トランジスタＱ】のコレクタ電流Ｉｏは、 Ｔ　ｏ　＝　Ｅ　／　Ｒｏ　−Ｉ　ＩＮ　−＝・−（６
）となって、位相比較出力に対応して変化することにな
り、これがコンデンサＣの充放電電流となり、コンデン
サＣの端子電圧の傾斜角が制御される。

トランジスタＱｓ　、Ｑｓより成る差動回路が、下側コ
ンパレータ１１であり、トランジスタＱ１２゜Ｑ１０よ
り成る差動回路が上側コンパレータ９である。そして、
トランジスタＱ２＋、Ｑ２２よりなる差動回路が中点コ
ンパレータとなっている。電圧（Ｅｌ　＋Ｅ２　）が下
側コンパレートレベル、　　（Ｅｌ　十Ｅ２　＋Ｅ３　
＋Ｅ４　）が上側コンパレートレベルであり、（Ｅｌ　
＋Ｅ２　＋Ｅ３　）が中点コンパレートレベルとなり、
Ｅ３　＝Ｆａである。トランジスタＱ１４．Ｑ＋ｓ、抵
抗Ｒ３〜Ｒ８によりＲ−Ｓフリップ７０ツブ１２が構成
されており、トランジスタＱＩ７〜Ｑδ及び抵抗Ｒ９〜
Ｒににより１／２分周器６が構成されている。尚、トラ
ンジスタＱδ、Ｑ２６．及び抵抗ＲＩｌｌ〜Ｒ２＋より
なる回路は７６ＫＨｚ矩形波の波形整形用フリップ７０
ツブである。トランジスタ０２〜Ｑ４．ダイオードＤ１
及び抵抗Ｒ＋　、Ｒ２より成る差動回路により、コンデ
ンサＣの充放電の切換え制御がなされるもので、そのた
めに７リツプフロツプ１２の出力が差動トランジスタＱ
２．Ｑ３のベース入力となっている。トランジスタＱ　
＋ｓがオンの時にはトランジスタＱ２がオンとなってト
ランジスタＱ４によりコンデンサＣを電流１０をもって
充電する。一方、トランジスタＱＭがオンのときにはト
ランジスタＱ１がオンとなり、トランジスタＱ４もオフ
となるから電流１ｏによりコンデンサＣが放電されて、
結果としてデユーティ５０％の対称三角波の発振出力が
得られる。

叙上の如く、本発明によればＰＬＬ回路内で発生される
３ωＳや５ωＳ等の奇数次高調波を打ち消すことができ
るので、ＰＬＬ回路の出力に設けられるＢＰＦ　（又は
ＬＰＦ）の特性を高域まで延ばすことができ、また減衰
特性も緩やかとすることが可能となってフィルタの設計
及び構成が簡単となると共に、フィルタ特性の変化が３
８ＫＨｚレベルに影響を与えることがない利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の３８ＫＨｚサブキャリヤ信号発１３− 主装置の回路図、第２図は第１図の回路の各部信号波形
図、第３図及び第４図は第１図の回路の特性を説明する
図、第５図は本発明の実施例の回路図、第６図は第５図
の回路の各部信号波形図、第７図は第５図の信号波形の
一部詳細を示す図、第８図は第５図の回路の特性を説明
する図、第９図は第５図の回路の一部具体例を示す図で
ある。 主要部分の符号の説明 ５・・・・・・ＶＣＯ６・・・・・・１／２分周器７・
・・・・・ＢＰＦ ９．１０．１１・・・・・・コンパレータ１３・・・・
・・加算回路 １４・・・・・・レベル−数構出用排他的論理和ゲート
出願人　　パイオニア株式会社 代理人　　弁理士　藤村元彦 １４− 屑　　　　　′ｉ！！１ 鎗−＝Ｙ≧　　　　　３ Ｓ　　　　　　　　　　　　　；

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　ステレオバイ０ツト信号と同期しこのパイロッ
   ト信号周波数の４倍の基本波を有するデユーティ５０％
   の対称三角波信号を発生する手段と、前記三角波信号と
   この信号の中心レベルとを比較して第１の矩形波信号を
   発生する手段と、前記三角波信号の上下頂点到達タイミ
   ング闇に等しいパルス幅を有する第２の矩形波信号を発
   生する手段と、前記第２の矩形波信号を１／２に分周す
   る手段と、前記分局手段の分局出力と前記第１の矩形波
   信号とを２人力とするレベル一致検出手段と、前記分局
   出力と前記一致検出手段の出力とを所望比にて加算する
   手段と、この加算出力の基本波成分を抽出してサブキャ
   リヤ信号として出力する手段とを含むことを特徴とする
   ステレオチューナにおけるサブキャリヤ信号発生装置。
2. （２）前記所望比は（Ａ／Ｖ＋１）であることを特徴と
   する特許請求の範囲第１墳記載のサブキャリヤ信号発生
   ９Ｎ＠。