JPS58173979A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、バッテリーを電源とするテレビジョン受像機
等に用いて最適な水平偏向回路に関する。

直流の１２Ｖや２４Ｖ等のバッテリーを電源とするテレ
ビ受像機においては水平偏向回路は高い°動作電圧を必
要とするために従来にはいわゆるブースト方式か用いら
れていたが、この方式では入力電源電圧の変動により画
面が変動するためにその電源を安定化する回路が必要と
されでいた。

本発明は、水平偏向回路自体に安定化特性をもたせるこ
とにより、特別に電源を安定化させる回路を必要とせず
、安価で効率の高い自己安定化型の水平偏向回路を提供
するものである。

まず、第１図に従来の水平偏向回路の一例を示して説明
する。図において、１は水平吊カドランシスター、２は
ダンパーダイオード、３は水平偏向ヨーク、４は水平直
線性補正コイル、６は８字補正コンデンサー、６は共振
コンデンサー、７は昇圧ダイオード（ブーストダイオー
ド）、８はフライバックトランス、９は昇圧コンデンサ
ー（ブーストコンデンサー）、１０は直流電源、１１は
直流平滑コンデンサー、１２は高圧整流器、１３はブラ
ウン管である。

水平吊カドランシスター１のベースに図に示すような水
平ドライブパルスＶ１が入力されると、水平偏向回路の
動作が行なわれる。その動作については、よく知られて
いるので省略する。

３ベージ い１．＠流電源１０の出力電圧をＥｌとすると。

フライバックトランス８の２２点の供給電圧Ｅ２はＥ、
　ｘ　（１＋−）　（１式うである。但し、ここで１ ２１〜２３間の巻数全ｎ１，２６〜２２間の巻数ヲｎ２
とする。また、ブーストダイオード７の順方向電圧をＯ
と仮足する。ここで直流電源１０の出力電圧が変動した
場合、■式の比例関係でフライバックトランス８０Ｐ５
点の供給電圧が変動するので。

その変動に応じて水平偏向ヨーク３に流れる偏向電流及
びブラウン管１３のアノードに供給されている電圧が変
動し、受像画■の明るさ及び画面振幅が変動する。

第２図は、第１図の回路の動作状態の波形を示す。

Ａ［ブーストダイオード７のカソード及びＰ３　点の電
圧を示す。Ｂはブーストダイオード了の電流波形全示ｆ
。

このような受像画面の明るさ及び画面振幅の変動全抑え
て安定化する方法として、直流電源１゜を電圧安定化回
路等で安定化してからその出力電圧全）゛−ストダイオ
ード７に刀１えるものがある。

この場合、前記の目的は達成されるが、直流電源１０の
出力電圧の変動が大きい場合（例えは１０〜１５Ｖ）に
は安定化回路の出力ｌ・ランジスタの損失が大きくなり
、さらにそれと直列又は並列に接続されている抵抗器と
して定格電力の大きなものが必要となる欠点があった。

そこで１本発明はかかる従来の欠点を解消した水平偏向
回路を提供することを目的とするものである。

以下１本発明につき、その実施例を示す図面を参照して
説明する。

１ず、第３図に本発明の一実施例の回路を示す。

なお、第３図において、従来と同様の部分には第１図中
と同一符号を付して説明する。この回路では、直流電源
１０は位相制御用のサイリスタ１４のアノードと接続し
、そのサイリスタ１４のカソードをフライバックトラン
ス８の中間タップ点Ｐ３に接続する。又、フライバック
トランス８の一端Ｐ２点からブーストコンデンサー９を
介して、サイリスタ１４のアノードに接続する。フライ
バック６　　１、 ヘシーン トランス８の一部Ｐ２点は、また、直流平滑用コンデン
サー１１を介してアースする。フライバックトランス８
の他端２１点から水平出力トランジスタ１のコレクター
、ダンパーダイオード２のカソード、水平偏向ヨーク３
．共＆＝コンデンサ６の各々に接続する。又、水平偏向
ヨーク３に直列に水平直線補正コイル４と８字補正コン
デンサー５を接続する。８字補正コンデンサー５の一方
はアースする。フライバックトランス８の高圧巻線から
高圧整流器１２を介してブラウン管１３のアノードに高
圧を加えるようにし、その高圧巻線の他端はアースする
。

位相制御用サイリスター１４のゲートを逆電圧防止ダイ
オード１８のカソードに接続し、そのアノードから位相
制御ドライブ回路１６の出力端子すに接続する。ダイオ
ード１８のアノードはさらに起動開始電圧用のツーナー
ダイオード１６のアノードに接続し、このツーナーダイ
オード１６のカソードは電流制限用抵抗器１７を介して
直流電源１ｏに接続する。ドライブ回路１５のフライバ
６１、−。

ツクパルス比較入力端子０をフライバックトランス８の
三次巻線Ｓ２に接続する。三次巻線Ｓ２の他端はアース
する。ドライブ回路１５の直流電圧誤差検出信号入力端
子ｄをフライバックトランス８の２２点に接続する。ド
ライブ回路１５の端子ａはアースする。

第４図に、サイリスターに代えてトランジスタ１９を接
続した実施例の回路を示す。２ｏはベースバイアス抵抗
である。

第５図に各部の動作波形を示す。ＡはＰ３　点の電圧、
Ｂはサイリスタ−１４のゲート電流、Ｃはサイリスター
１４のアノード電流、Ｄはトランジスタ１９のベース電
流、Ｅはトランジスタ１９のコレクタ電流である。

い捷、水平出力トランジスタ１のベースに水平ドライブ
パルス■１を加え、直流電源１ｏから動作電圧を入力し
、その電圧値がツーナーダイオード１６のツーナー電位
をこえると位相制御用サイリスター１４のゲートにガロ
わり、サイリスター１４は導通状態となる。すると、フ
ライバックトラン７ベー・ノ ス８の２３点に電圧力司１わり、水平出力トランジスタ
１が動作して水平偏向回路として動作する。このとき、
フライバックトランス８の８２点の出力パルスがドライ
ブ回路１５の端子ＣＫ加えられる。

又、ドライブ回路１５の端子ｄにフライバックトランス
８の２２点から直流電圧が加えられる。

ドライブ回路１５の端子ａ、ｄに入力される電圧の比較
出力で制御されたパルス電圧がドライブ回路１６の端子
すに出力され、ダイオード１８を介して位相制御用サイ
リスク−１４のゲートに加えられ、水平偏向回路の安定
化がなされる。

ここで、直流電源１０の出力電圧値が所定の中心値の場
合における位相制御用ザイリスタ−１４のゲート電流を
第５図のＢ中に示す。Ｂ１　　に示すように決める。こ
のとき、位相制御用サイリスター１４のアノード電流は
第５図Ｃ中の０１　　のよう１ になる。又１位相制御用サイリスク−１４の消弧は第５
図Ａに示す２３点の電圧（すなわち位相制御用サイリス
ク−１４のカソードの電圧）が位相側、節用ザイリスタ
−１４のアノード電圧より高くなつた時点で行なわれる
。これにより、第５図Ｃ中の０１において導通期間ＴＯ
Ｎで定められる電圧がブーストされ、フライバックトラ
ンス８のＢ２　点に一定の直流電圧が出力される。この
直流電圧によって水平偏向回路は動作する。又、この直
流電圧は水平偏向回路の等価電源である。

次に、直流電源１０の出力電圧値が中心値よりも下った
場合には、８２点にあられれるパルス電圧が低下するの
で位相制御用サイリスター１４のゲート電流は第５図Ｂ
中に示すＢ２のようになる。

これにより、位相制御用ザイリスタ−１４のアノード電
流は、第４図Ｃ中の０１のようになる。このときには、
その導通期間ＴＯＮが長くなりｈ”３点にブーストされ
て出力される電圧が大きくなって。

総合的にＢ２電圧が一定になる。

逆に、直流電源１０の出力電圧値が中心値よりも上った
場合には、′Ｓ２にあられれるパルスの電圧が上昇する
ので位相制御用サイリスター１４のゲート電流は第５図
Ｂ中に示すＢ５のようになる。

従って、位相制御用サイリスター１４のアノード−ペー
ジ 電流は、第５図Ｃ中に示すＣ３のようになる。このため
、導通期間ＴＯＮが短かくなり、フライバックトランス
Ｐ３にあられれる電圧が増加して、総合的にこのときに
も２２点の電圧は一定になる。

又、ブラウン管１３に流れるビーム電流が変動した場合
にも上記説明したのと同様の動作を行ないｈ　　Ｓ２点
にあられれるパルス電圧の変動を検出して２２点の電圧
を一定にするような動作をする。

上記のごとくして、直流電源１０の出力電圧の変動及び
ブラウン管１３のビーム電流の変動によっても、フライ
バックトランス８の２２点の電圧は、一定に安定化され
、水平偏向回路の動作が安定化される。なお、ここで使
用している位相制御ドライブ回路１６は、サイリスタ以
外の方法でも簡単に構成できる。

また、第４図に示した実施例のものにおいては、第３図
の位相制御用サイリスター１４をトランジスタ１９にお
きかえて１位相を制御するようにして２２点の電圧を一
定にする。

すなわち、直流電源の出力電圧値が所定の中心１０１、 値の場合に位相制御用トランジスタ１９のベース電流を
第５図り中のＤｌに示すように決める。

このとき、位相制御用トランジスタ１９のコレクク電流
は第５図Ｅ中のＥｌのようになる。又１位相制御用トラ
ンジスタ１９の趣断は位相制御用トランジスタ１９のベ
ース電流が無くなるか、第５図へのようなＢ３　点の電
圧のパルス期間において位相制御用トランジスタ１９の
ベース電圧よりエミッタ電圧の万が高くなった時点で行
なわｆＬる。

従って、これにより、第６図中のＥにおいて導通期間Ｔ
ＯＮで足めら扛る電圧がブースｉれて、フライバックト
ランス８のＢ２　点に一足の直流電圧が刀ｎえられる。

次に、直流電源１０の出力電圧値が中心値より下った場
合には、８２　点のパルス電圧が低下するので位相制御
用トランジスタ１９のベース電流は、第５図り中のＢ２
に示すようになる。これにより。

位相制御用トランジスタ１９のコレクタ電流ハ第６図Ｅ
中のＢ２に示すようになる。これによって。

導通期間ＴＯＮが長くなり、ブーストされる電圧値１１
、、−ノ が増大さｎでフライバックトランス８のＰ２　点の電圧
は総合的に一定になる。逆に直流電源１０の出力電圧値
が中心値より上った場合には、８２　点のパルス電圧が
低下するので位相制御用トランジスタ１９のベース電流
は、第６図り中のＤ３　に示すようになる。このため位
相側側１用トランジスタ１９のコレクタ電流は第５図Ｅ
中のＥ３　に示すようになる。こｎによりその導通期間
ＴＯＮが短かくなり、ブーストされる電圧値が低下して
、結局フライバックトランス８の２２点の電圧は一定に
保たれる。

ブラウン管１３に流れるビーム電流が変動した場合にも
同様の動作を行ないｓ”２　点の電圧を一定にする。上
記のごとく、この回路によれば、直流電源１０の出力電
圧の変動及びブラウン管１３のビーム電流の変動があっ
ても、フライバックトランス８の２２点に加えられる電
圧は一足に安定化され、水平偏向回路の動作ρＳ安定化
さ九る。なお、ここで使用しでいる位相制御ドライブ回
路１６は、従来からよく知られている回路を用いて簡単
に構成できる。

以上のように１本発明によれは、電源電圧の変動やビー
ム電流の変動があってもそれに応じてフライバックトラ
ンスの一次巻線に接続した電圧ブースト回路の電圧ブー
スト量を制御してフライバックトランスに印加する電圧
を安定化するように構成したので、従来のような電源安
定化回路を必要とせずに水平偏向回路の動作の安定化が
図れ。

かつ、そのための回路構成が簡単で従来より安価に実現
でき、しかも効率の高い回路が得られるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の水平偏向回路の回路図、第２図はその動
作を示す波形図、第３図、第４図は本発明の実施例にお
ける水平偏向回路の回路図、第６図はその動作を示す波
形図である。 １−・・−・・水平出力トランジスタ、３・−・・・・
水平偏向ヨーク、８・・・・・・フライバックトランス
、９・・・・・・ブースト用コンデンザー、１０・・・
・・・直流電源、１２・・・・・・高圧整流器、１３−
・・−・・ブラウン管、１４・・・用１３６−ツ 位相制御用ザイリスター、１６・・・−・・位相制御用
ドライブ回路、１９・・・−・・位相制御用トランジス
タ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　はが１名鵬 ０：　　　　　　　　　α） 第５因

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. フライバックトランスの一次巻線の一端をブースト用コ
   ンデンサに接続し、そのブースト用コンデンサの他端を
   直流電源に接続し、上記−次巻線の他端をスイッチング
   素子に接続するとともに、上記フライバックトランスの
   一次巻線に中間タップを設け、上記直流電源と上記中間
   タップとの間に上記フライバックトランスの一次巻線の
   一端に印加される電圧値を安定化させる位相制御素子を
   接続したことを特徴とする水平偏向回路。