JPS5818239Y2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は放電灯点灯装置に関し、特に例えば発振昇圧
回路を利用する放電灯点灯装置に関する。

最近の各種電気機器のソリンドステート化の傾向に伴い
放電灯点灯装置の分野でも半導体素子が用いられようと
している。

本考案者はさきに２方向性２端子サイリスタのような電
圧感応特性を有するサイリスタを用いた優れた特徴を有
する放電灯点灯方式を提案した。

この放電灯点灯方式は、基本的には電源と直線性インダ
クタとコンデンサの直列回路から戒る第１の振動回路と
、前記コンデンサに並列にはねかえり昇圧インダクタと
２方向性２端子サイリスタの直列回路が接続されて成る
第２の振動回路と、前記はねかえり昇圧インダクタとそ
の分布容量または外付容量あるいは分布容量および外付
容量等の並列容量とで構成される第３の振動回路とを含
む発振昇圧器を利用する。

このような発振昇圧回路において、前記コンデンサ両端
に発生する高圧発振発圧を利用する。

詳細は後述するが、電源電圧、サイリスタの破壊電圧、
スパイク電圧を除く放電灯端子間電圧が今述べた順序で
順に小さく選ばれる。

そのために、前記コンデンサ両端に発生する発振高電圧
が放電灯を始動し、以後発振動作を停止して定常の放電
が維持される。

第１図はこの考案の背景となる発振昇圧器の回路図を示
す。

この考案の実施例の詳細な説明に先立ち、この考案の理
解に必要な範囲内で、まずこの発振昇圧器の構成および
動作について述べる。

第１図の発振昇圧器は電源Ｅに直列に接続されたチョー
クコイルやり一ケージトランスなどの直線性インダクタ
Ｌ１とコンデンサＣと電源スィッチＳＷとから成る第１
の振動回路Ｒ１と、前記コンデンサＣに並列にはねかえ
り昇圧インダクタＬ２（以下単に昇圧インダクタＬ２と
いう）および２方向性２端子サイリスタのような電圧に
感応して作動するサイリスタＳの直列回路が接続されて
なる第２の振動回路Ｒ２と、前記昇圧インダクタＬ２と
その並列容量Ｃ′とで構成される第３の振動回路Ｒ３と
を含む。

前記昇圧インダクタＬ２は流過電流が増えるとインダク
タンス値が減少するものであって、コイルのコアに起磁
力が増えると磁気的に飽和する特性を有しかつ誘電性で
もあるＭｎ−Ｚｎ 系フェライトなどの磁性材料を用い
ることによって実現できる。

またサイリスタＳとして用いられた典型的な２方向性２
端子サイリスタの電圧対電流特性を第２図に示す。

第２図の特性およびそのような特性を有するサイリスタ
は当業者に熟知されるので詳細な説明は省略する。

第２振動回路Ｒ２の振動周期は、昇圧インダクタＬ２の
飽和時において第１振動回路の振動周期より小さく選ば
れる。

昇圧インダクタＬ２の等価的な損失抵抗ｒ′は昇圧イン
ダクタＬ２に並列接続されて図示される。

第３図ＡはコンデンサＣの両端に振動回路Ｒ２によって
発生される電圧ＶＣの時間後退を示す。

第４図は発振安定時の時間軸を拡大した電圧、電流波形
を示す。

第１図の構成において、スイッチＳＷをオンにすると、
コンデンサＣが充電されて端子電圧ＶＣを高める。

端子電圧Ｖｃは昇圧インダクタＬ２を介してサイリスタ
Ｓに与えられているが、昇圧インダクタＬ２はこのよう
な低周波の電圧変化に対してはほとんどインピーダンス
を有しないので、印加電圧が（第３図Ａの時刻ｔ１で）
サイリスタＳの破壊電圧ＶＢＯを超えるとサイリスタＳ
がオンとなり、コンデンサＣの電荷が放電される。

この放電電流■ｃは、第４図に示すように、正弦波状に
増加し、次に減少する。

電流Ｉｃは昇圧インダクタＬ２の飽和によって第２振動
回路Ｒ２のＱが高いときはきわめて大きい値に達する。

昇圧インダクタＬ２の飽和時のインダクタンスｉｓは非
飽和時のインダクタンス７ｕに比較して極めて小さい。

コンデンサＣの放電とともに電流■ｃは減少し、かつ従
ってサイリスタＳを通じて流れる電流■２は減少する。

すなわち電流■２はコンデンサＣの放電電流Ｉｃと、電
源ＥからＥ−Ｌｌ−Ｌ２−８−Ｅの経路にて供給される
サイリスタＳの導通時の電流■１の和電流で与えられる
が、電流■１は初期においては直線性インダクタＬ１の
大きなインダクタンスによってその立ち上りが非常に緩
慢で、その値が非常に小さくこれを無視し得る。

そのため電流Ｉ２がサイリスタＳの保持電流ＩＨ以下に
なった時（時刻ｔ２で）、サイリスタＳはオフとなる。

サイリスタＳの導通期間中にコンデンサＣの電荷は移り
変わり、電圧Ｖｃの極性は反転して、かつ抵抗Ｉなどに
よる損失のため−ＶＢＯよりもわずかに高い電圧となる
。

そのためサイリスタＳが直ちに逆方向にオンになること
はない。

なお、サイリスタＳの導通時には、コンデンサＣと昇圧
インダクタＬ２の並列容量Ｃ′とは並列接続されている
から、同時に並列容量Ｃ′はコンデンサＣと同極性かつ
同電圧に約−ＶＢＣの電圧に充電されている。

このようにして、サイリスタＳが阻止状態になると、昇
圧インダクタＬ２が非飽和状態に復する。

サイリスタＳが阻止状態になると再び一次回路の充電過
程が始まる。

今度はサイリスタＳが阻止状態に転じた際に、直線性イ
ンダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギに基づ（定電流
機能によって。

サイリスタＳが阻止状態になる寸前の一次電流がそのま
ま残るので、初回の充電と異なり一次電流の初期値はＯ
とはならない。

また、初回の充電と同様の本来のコンデンサ充電電流が
重畳して流れるので、結局コンデンサ充電電流はこれら
両電流の和電流■１として与えられる。

直線性インダクタＬ１を介してコンデンサＣは再充電さ
れ、その端子電圧Ｖｃは−ＶＢＣから０ラインを超え＋
ＶＢＯを超え更に成長する。

この間■ｃがＶＢＯ以上となってもサイリスタＳは導通
しない。

この原因は先に起った放電により昇圧インダクタＬ２の
並列容量Ｃ′に静電エネルギが蓄積されたため、電流■
２が断たれ昇圧インダクタＬ２が非飽和状態に復した後
も、並列容量Ｃ′に蓄積された静電エネルギを、振動回
路Ｒ３で徐々に放出することにより、昇圧インダクタＬ
２の両端に第４図に示すようにコンデンサＣの端子電圧
Ｖ。

とは逆極性の、いわゆるはねかえり電圧ｖＬ２を発生し
、かつこのはねかえり電圧ｖＬ３が昇圧インダクタＬ２
の非飽和時インダクタンス７ｕと並列容量Ｃ′との間で
減衰振動するために、昇圧インダクタＬ２の端子電圧が
比較的長時間（時刻ｔ２と時刻ｔ３との間の時間以上）
残ることにある。

ここで並列容量Ｃ′の放電電流Ｉｃｌの方向は、昇圧イ
ンダクタＬ２に関しコンデンサＣの放電電流■。

と逆方向となり、昇圧インダクタＬ２は急速に非飽和状
態に復する。

昇圧インダクタＬ２の構成を適当に選べばこの電圧、す
なわちはねかえり電圧■Ｌ２の変化の割合を、第１振動
回路Ｒ１によるコンデンサＣの再充電Ｋ 、Ｊ：る端子
電圧ＶＣの変化割合ときわめて近似させることができる
。

そのような場合電圧■ｃと電圧ＶＬ２との差によって決
まるサイリスタＳの端子電圧は、コンデンサＣの端子電
圧Ｖｃの上昇にもかかわらず、相当時間にわたって低電
圧に維持され、■。

は増加し続ける。

しかるに、はねかえり電圧ＶＬ２は前述のとおり減衰振
動するので、コンデンサＣの端子電圧Ｖｃとはねかえり
電圧ＶＬ２との差電圧が漸次上昇し、ついにその差電圧
がＶＢＯに達したとき、サイリスタＳが再びオンになる
。

したがって何回か充放電が交互に順調に反復されるなら
ば、充電の都度サイリスタＳが阻止状態になる寸前の一
次電流に本来のコンデンサ充電電流が加算されていき、
かつ放電の都度Ｅ−Ｌｌ −Ｌ２−８−Ｅの経路にて供
給される一次電流も漸次増大していくために、コンデン
サ充電電流は漸次増大していき、これによって充電回数
の増大に伴ってコンデンサの充電周期は短くなっていく
。

一方放電の都度、゛前述のとおりＥ−Ｌｌ−Ｌ２−８−
Ｅの経路にて供給される一次電流が増大することおよび
サイリスタＳが導通する前のコンデンサＣの端子電圧Ｖ
ｃが上昇することにより、昇圧インダクタＬ２を流れる
電流■２が増大していく、したがって並列容量Ｃ′に起
因する静電エネルギは増大し、次にサイリスタＳが阻止
状態になった際に、振動回路Ｒ３によって昇圧インダク
タＬ２の両端に発生するはねかえり電圧ＶＬ２も増大す
る。

かくして充電回路で電圧Ｖｃの増幅、放電回路で電圧Ｖ
ｃの反転およびはねかえり電圧ＶＬ２の増幅が起こり、
徐々に電圧ＶＣ（ｍＶＢＯ＋ＶＬ□）が高まり、極限の
電圧ＶＣに対して、電圧■１゜が追従できるところまで
電圧Ｖｃが高められる。

この安定状態は一次電流■１の安定状態であり、そのと
きの−次電流１１の値は、第１図においてコンデンサＣ
を除去しサイリスタＳを短絡した回路における安定時の
電流１１に比し若干低い程度である。

この安定した電圧■。

に対して発振周期が決定される。以下この動作を繰り返
し、回路は発振動作して交流出力を与える。

この状態が第３図Ａに示される。

究極的には発振出力電圧■ｃは回路定数で定まる値に包
絡線が飽和する。

このようにしてコンデンサＣの両端には電源電圧より高
い電圧のかつ比較的高い周波数の交流電圧が得られる。

回路設計の→りによれば、発振周波数は数１０ｋＨｚ
で発振電圧は電源電圧の約１０倍近くになる。

発振周波数が高いので電源Ｅとして交流を用いることも
できることが理解される。

電源が交流電圧ｅのとき第３図Ｂのように発振出力電圧
Ｖｃの包絡線が交流入力電流１１と同相でかつ時間軸に
対し対称の正弦波波形に相当するものになることがわか
る。

また直線性インダクタＬ１にコンデンサを直列接続し、
いわゆる進相限流装置を構成した場合も上述の作用は失
われないことがわかる。

この考案の背景としての放電灯点灯方式は、第１図の発
振回路のコンデンサＣ両端に発生する高圧発振出力を利
用するものである。

すなわち、第５図に示すように放電灯ＦＬがコンデンサ
Ｃの両端に接続され、かつそのサイリスタ）ｆｌ、ｆ２
は第２の振動回路Ｒ２内に直列に接続される。

発振回路の構成は第１図のそれと同一であり、同一部分
に同一符号を用いである。

ただし、第３の振動回路Ｒ３は図面の簡略化のために省
略している。

第２図には第５図の回路動作を説明するための負荷線が
併示されている。

したがって第２図を参照して以下第５図の装置の動作を
説明する。

電源電圧の最大値ｖＥ、サイリスタＳの静的な破壊電圧
ＶＢＯと放電灯ＦＬの点灯中の実効的な破壊電圧Ｖｎｏ
？放電灯の管電圧のピーク値（以下スパイク電圧という
）ＶＦＬは次の関係に選ばれる。

ＶＥ＞ＶＢＯ’ ＶＢＯ’＞ＶＦＬ すなわち、放電灯ＦＬの始動時におけるサイリスタＳの
破壊電圧は、商用周波数に対するものであるから、昇圧
インダクタＬ２のインピーダンスは小さくこれを無視で
きるので、第２図の■Ｂ。

で与えられる。

ｖＥ＞ｖＢｏの関係から電源スィッチＳＷの投入によっ
て発振動作が開始し、コンデンサＣの両端にＶＣの高電
圧を発生する。

また振動回路Ｒ２に流れる大きな高周波発振電流が放電
灯ＦＬのフィラメントｆｌ、ｆ２を予熱する。

かくしてサイリスタ）ｆｌ、ｆ２が十分加熱されたとき
、前記高電圧によって放電灯ＦＬが点灯する。

すると、■Ｂｏｌ〉ＶＦＬの関係から発振動作を停止し
た放電灯ＦＬは放電を持続する。

このとき直線性インダクタＬ１が従来のチョークコイル
の働らきをし、コンデンサＣが雑音防止コンデンサの働
らきをする。

ところで、このような放電灯点灯装置においては、つぎ
のような問題点に遭遇する。

すなわち、電源スイツチＳＷを投入した直後においては
、放電灯ＦＬのフィラメントｆ１．ｆ２はまだ加熱され
ていない。

そのため、このフィラメントｆ１ 。ｆ２の抵抗は比較
的小さいものである。

その後、フィラメントｆ１．ｆ２に電流が流れて予熱さ
れると、フィラメントｆ１．ｆ２の抵抗は徐々に大きく
なる。

ここで、コンデンサＣを仮想電源としたときの昇圧イン
ダクタＬ２に流れる電流■２は、フィラメントｆＬｆ２
および該昇圧インダクタＬ２の閉回路インピーダンスに
よって決まる。

従って、フィラメントｆ１．ｆ２の抵抗が、正の熱抵抗
係数によって、大きくなれば、この電流■２は小さいも
のとなる。

そのため、この昇圧インダクタＬ２に蓄積されるエネル
ギは小さくなり、はねかえり電圧ＶＬ２も小さくなる。

従って、■ｃ＝■Ｂｏ十ＶＬ２で与えられるコンデンサ
Ｃの端子電圧、すなわち出力電圧Ｖｃも、徐々に小さく
なる。

すなわち、第５図のごとくの放電灯点灯回路においては
、そのコンデンサＣの端子電圧ＶＣは、第６図におげろ
線ａで示すように、時間とともに徐々に減少する傾向に
ある。

このことは、放電灯点灯特性に対してよくない傾向であ
る。

なぜなら、一般に、放電灯は、フィラメントが十分予熱
されないうちに起動されれば、いわゆる半波点灯が生じ
あるいは寿命が短くなる等の不都合を生じる。

しかるに、第６図の線ａで示すように、従来の放電灯点
灯装置は、初期におも゛て高いコンデンサＣの端子電圧
ｖｃとなり、この半波点灯ないし寿命が短かい等の不都
合を生じるものである。

それゆえに、この考案の主たる目的は、上述のごとくの
不都合を除き、無理のない始動特性が得られる放電灯点
灯装置を提供することである。

この考案は、要約すれば、はねかえり昇圧インダクタＬ
２にマイナスバイアスコイルを結合して出力電圧傾向を
補正するとともに、サイリスタＳに直列接続したコンデ
ンサの充電電圧で該サイリスタＳの点弧位相を早めて振
動回路Ｒ２の入力電流を増し、それによって、出力電圧
レベルを従来回路に比べて十分な大きさとするとともに
、時間とともに減少する割合いを小さくするかあるいは
時間とともに増大するようにした放電灯電灯装置である
。

この考案の上述の目的およびその他の目的と特徴は図面
を参照して行なう以下の詳細な説明から一層明らかとな
ろう。

第７図はこの考案の一実施例を示す電気回路図である。

構成において、この実施例は、以下の点を除いて第５図
と同様である。

すなわち、フィラメントｆ２とサイリスタＳとの間には
、コンデンサＣ１とダイオードＤとの並列回路が介挿さ
れる。

そして、フィラメントｆ１とｆ２との間には、昇圧イン
ダクタＬ２に結合されてそのマイナスバイアスとして作
用するバイアスコイルＢＣと発振コンデンサＣとの直列
回路が接続されろ。

動作において、バイアスコイルＢＣは、いわゆるマイナ
スバイアスであるため、このバイアスコイルＢＣのない
場合に比べて、昇圧インダクタＬ２のはねかえり振動期
間のインダクタンスは減少する。

そのため、このインダクタンスに反比例する振動回路Ｒ
２の発振周波数は大きくなり、この振動回路Ｒ２の入力
電流は大きくなる。

応じて、コンデンサＣの端子電圧■ｃｋｉ／トさくなる
。

このようなマイナスバイアスは、初期においてはフイラ
メン）ｆ １ 、ｆ２の抵抗が小さいため、この振動回
路Ｒ２に流れる入力電流が大きく、深いものである。

そして、フィラメントｆＬｆ２が加熱されてその抵抗が
大きくなると、電流の減少に伴って逆にこのバイアスは
浅くなる。

従って、このバイアスコイルＢｅの巻数および昇圧イン
ダクタＬ２のコアの材質等を適宜に選ぶことによって、
時間とともに出力電圧Ｖｃが低下するという従来回路の
特性を、時間とともに出力電圧ｖｃが増大するという理
想に近い特性に補正することができる。

このようにして マイナスバイアスとしてのバイアスコ
イルＢＣによって、コンデンサＣの端子電圧ｖｃは、第
６図の線すで示すように、時間とともに上昇する。

しかしながら、そのレベルは、バイアスコイルＢＣのな
い場合に比べて、相対的に低くなる。

この出力電圧Ｖｃのレベルがあまり低ければ、始動電圧
に達せず実用可能なものとはなり得ない。

そこで、このような出力電圧Ｖ。が時間とともに上昇す
るという良好な特性をなくすことなく、レベルをシフト
アンプしてやれば、第６図の線Ｃで示すととくの極めて
理想に近い出力電圧特性が得られる。

その目的で、この実施例においては、発振電圧を偏倚す
るための電圧源として、コンデンサＣ１とダイオードＤ
との並列回路を用いている。

すなわち、このコンデンサＣ１には、電源Ｅの各半サイ
クルにおいて、図示のように充電される。

従って、つぎの半サイクルにおいて逆極性となった電源
Ｅの電圧ｅに重畳されて、サイリスタＳの両端に印加さ
れる。

サイリスタＳのブレークオーバ電圧ＶＢＯは、一般に、
電源Ｅの最大値よりも小さく選ばれている。

そして、前述のごとくコンデンサＣ１に充電される電圧
ＶＣＩはほぼ電源Ｅの最大値になる。

従って、この電圧ＶＣＩ と電圧ｅとの重畳された電圧
（ＶｃＩ＋ｅ）は、各半サイクルの最初において、前記
ブレークオーバ電圧ｖＢｏを超えることになる。

そのため、サイリスタＳは、このコンデンサＣ１とダイ
オードＤとの並列回路がない場合に比べて、極めて早い
位相で点弧されることになる。

従って、振動回路Ｒ２の昇圧インダクタＬ２に流れる電
流Ｉ２は大きくなり、蓄積されるエネルギが増大する。

そのため、コンデンサＣの端子電圧Ｖｃは増大し、結果
として、この実施例によれば、時間とともに出力電圧■
ｃが増大するというマイナスバイアスの特性をレベルシ
ャフトアンプしたとになる。

すなわち、この第１図における出力電圧ｖｃは、第６図
の線Ｃで示すように、相対的に高いレベルで時間ととも
に上昇することになる。

そのため、放電灯ＦＬには、成る時間経過した後に始動
に必要な電圧がかかることになる。

換言すれば、放電灯ＦＬはフィラメントｆ１．ｆ２が充
分予熱された後に、始動されるため、この放電灯ＦＬに
無理な点灯は生じない。

そのために、従来回路の問題であった。

半波点灯を可及的に減じ、また、寿命についても好結果
が期待できる。

なお、上述の実施例においては、出力電圧ｖｃをレベル
シフトアンプするために、コンデンサＣ１とダイオード
Ｄとの並夕１何路を用いたが、これは第８図に示すよう
に、単にコンデンサ０１′３昇圧インダクタＬ２、サイ
リスタＳと直列に接続するだけでも同様の効果が得られ
よう。

さらに、このようなコンデンサ充電回路に替えて、巻上
げトランスを用いてレベルシフトするようにしてもよい
。

なお、偏倚電圧源は、必ずしも電圧が一定である必要は
なく、むしろ時間とともに増大するようなものが望まし
い。

実施例の電圧源はそのような性質を有している。

以上のように、この考案によれば、放電灯点灯の際無理
のない始動特性となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の背景となる点灯装置に用いられる昇
圧発振器の回路図を示す。 第２図は第１図の昇圧発振器に用いられる２方向性２端
子サイリスタの電圧対電流特性を示す。 第３図は第１図の回路の動作を説明する電圧、電流波形
を示す。 第４図は発振安定時の時間軸を拡大した電圧、電流波形
を示す。 第５図はこの考案の興味ある従来の放電灯点灯装置の回
路図である。 第６図は放電灯点灯装置の出力電圧特性を示す図である
。 第７図はこの考案の一実施例を示す電気回路図である。 第８図はこの考案の他の実施例を示す電気回路図である
。 図において、Ｅは電源、Ｌｌは直線性インダクダ、Ｃ２
Ｃ１，Ｃ１′はコンデンサ、Ｌｌははねかえり昇圧イン
ダクタ、Ｓはサイリスタ、Ｃ′は並列容量、ＦＬは放電
灯、ＢＣはバイアスコイルＤはダイオードである。

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】
1. （１） 電源と、少なくとも直線性インダクタおよび
   第１のコンデンサを直列接続した第１の振動回路と、前
   記第１コンデンサにはねかえり昇圧インダクタおよびサ
   イリスタの直列回路を並列接続した第２の振動回路と、
   前記はねかえり昇圧インダクタおよびその並列容量で構
   成されろ第３の振動回路とを含み、起動時発振動作によ
   って前記第１のコンデンサの両端に直接発生する高圧発
   振電圧が与えられかつ第２の振動回路の発振電流でフィ
   ラメントが予熱されるように該第１コンデンサに並列接
   続された放電灯を備えたものであって 前記第１コンデンサは前記はねかえり昇圧インダクタに
   結合されたマイナスバイアスコイルを介して接続され、
   さらに、 前記直列回路には前記発振電圧を偏倚するための電圧源
   が接続された放電灯点灯装置。
2. （２）前記電圧源は、コンデンサとダイオードの並列回
   路で構成されたことを特徴とする実用新案登録請求の範
   囲第（１）項記載の放電灯点灯装置。