JPS58191011A - 三相可変周波数定トルク制御装置を使用する高トルクサ−ボ位置決め装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般にはサーボ位置決め装置に関し、詳しくい
５と、三相誘導モータを制御するための新規な、有益な
方法および装置に関する。

弁のような素子を位置決めする従来の装置および方法は
ＤＣ（直流）モータ制御装置およびＤＣモータを使用し
て機械的負荷を位置決めするのに必要な所要のトルクを
発生している。他の方法として、磁気接触子を使用する
誘導モータの時間比例制御が知られている。

改善された装置および方法は三相可変速度定トルク誘導
モータ制御装置および三相誘導モータを使用している。

このサーボ位置決め装置の駆動素子は電気モータである
。従来技術は永久磁石ＤＣモータの制御が１０以下の馬
力定格では三相酩導モータよりも経済的であると認定し
ている。ＤＣモータに関連する６つの欠点は馬力定格に
対して大形になること、日常の保守を必要とすること、
および高価なことである。ＡＣ（交流）三相誘導モータ
は直流機に関連するこれら欠点をすべて軽減する。すな
わち、ＡＣ誘導モータは等価なりＣモータの約１７５の
寸法であり、価格が２０％安く、可動部品が１つだけで
あるので殆んどあるいは全く保守を必要としない。

ＡＣ誘導モータの欠点は制御電子装置が複雑なことであ
る。最近まで、１０馬力以下の誘導モータの制御は関連
する電子部品の数が多く、高価であるために不経済であ
った。しかし、過去数年の間にパワーエレクトロニクス
および複雑なＬＳＩ回路の価格が相当に安くなっている
。価格低減の現在の傾向は、半導体産業がそのプロセス
を改良するにつれ、継続するものと予期される。それ故
、現在では、ＡＣ誘導モータ制御は１ないし１０馬力の
鰐囲においてＤＣモータ制御よりも欲ましいものとなっ
ている。本発明は３馬力またはそれ以下の定格の三相篩
導モータを必要とする。

本発明によれば、マイクロプロセッサに基づいた制御装
置を使用することにより、制御電子装置の性卵および融
通性を改番している。

誘導モータを制御する従来の方法はこのモータを定トル
ク可変速度制御で制御するのに必要なパルス幅変調され
た波形を発生するために正弦波形および三角波形を発生
するアナログ回路を使用する。アナログ技術は通常複雑
であり、工場および現場での多数の調整を必要とする欠
点がある。

マイクロプロセッサを含むディジタル技術がオープンル
ープ誘導モータ速度制御のために試みられている。

米°国特許第４．０９９．１０９号はパルス幅変調され
た波形を合成するためのディジタル装置を開示している
。しかしながら、この従来例では、波形がハードウェア
によって選択されている。従って、誘導モータの制御を
種々の応用例に適合させるための融通性が乏しい欠点が
ある。その上、ハードウェアを使用する誘導モータの制
御に必要なロジックを設けることはかかる制御の融通性
、および種々の異なる状虫および景仰に対するその適応
性を制限する欠点があった。

本発明は一ヒ記欠点を除去するためＫなされたもので、
三相可変局波数定トルク制御装置を使用する高トルクサ
ーボ位置決め装置を提供することをその目的とするもの
である。三相誘導モータはマイクロプロセッサを使用し
て制御される。

以下、添付図面を参照して本発明の好ましい実施例につ
いて詳祷に説明する。

第１図に示すように１本発明によるＵＥ４０１５０／６
０ユニバーサル電り制御駆動装置は遠隔の場所からダン
パー、レジスタ、蝶形弁、あるいは他のプロセス制御素
子の位置を制御するために外部の駆動装置を必要とする
これら素子の位置を制御するように動作する。これは機
械的結合手段２０を通じて行なわれる。

このユニバーサル電気制御駆動装置は２つの主蒙素子を
含む。制御装置１０は主として、制御機能を駆動フレー
ム１２に提供するためにシステム指金を通訳する電気的
システムである。駆動フレーム１２は王として、制御装
置１０からの指令な受は入れて負荷を正確に位置決めす
る機械的システムである。

この制御駆動装着は、次の３つのトルク定格、すなわち
（１目０００フイート・ボンド、（２１５Ｓ　００フイ
ート・ボンド、（３）　５６００　フィート・ボンドで
利用できる。これら３つの駆動はすべて三相制御装置に
よって制御される。モデル間の主な相違はモータ定格お
よびフレーム１２の機械的資荷容量である。

駆動フレーム１２はモータ１４、減速機構（トルク増幅
器）１６、およびフィードバック情報を提供するための
電気的デバイス１８からなる。

［１１フレーム１２は制御されるプロセスに物理的に位
置付けされている。従って、すべての素子は駆動フレー
ムとともＫがん強で、かつ厳しい周囲条件に耐えること
ができなければならない。

制御駆動装置は駆動用パワー素子であるモータ１４とし
て標準のＮＥＭＡ　Ｂ設計三相誘導モータを使用する。

誘導モータはがん強であり、通常は保守を必要としない
。モータ定格はトルク出力喪度およびトルク制御は制御
装置１ｏによってモータに対して行なわれる。

モータの高速度、低トルクは駆動出力シャフト１７に接
続されたウオームギヤおよびアクメスクリユー減速機構
（機構１６の）を通じて低速度、高トルク出力に変換さ
れる。出力シャフト１７は自衛を位置決めするために９
０’　の出力シャフトの回転を行なう。機械的設計は駆
動装置が電力の損失時に最後の位置を保持することを可
能にする自己ロック形式である。

位置送信機およびリミットスイッチ（デバイス１８の）
が駆動出力シャフト位置を制御装置Ｉｔ１゜に伝送する
。位置送信機はシャフト移動の０ないし１００Ｌｓ４Ｃ
対応する標準の４ないし２０ｍＡの電流ループ信号を提
供する。位置信号はライン２２０２本の信号線を通じて
制御装置１ｏに送信される。４つのリミットスイッチが
駆動フレーム１２に位置付けされており、これらスイッ
チは出力シャフト位置に機械的に結合された０ＪＤ４節
カムによって作動される。２つのすξットスイッチはラ
イン２４を介して制御ＩＦｆ１１０に移動の終了を警告
するために使用される。いずれかのスイッチが作動する
と、供給電力が無能にされ、駆動が停止される。２つの
残りのスイッチは他の適用装置（図示せず）ｋ対するも
のである。

三相駆動制御装置１０は閉ループマイクロプロセッサに
基づいた位置決めサーボ装置であり、駆動出力シャフト
位置を制御する。この制御装置１０は駆動フレーム１２
から遠方にある制御キャビネットまたは他の保護された
包囲体内に物理的に位置付けされている。このキャビネ
ットへの取付けは複数のモータに対する制御装置をプロ
セスに関連したか酷な周囲環境から離して集中的に位置
付けできるようにする。制御装置１０から駆動フレーム
１２への相互接続ｌ１Ｉ２６．２２、および２４はモー
タ電力、リミットスイッチ、および位置送信機電流ルー
プ相互結線を形成する。

制御装置１０は線２８の２５０ＶＡＣ，三相、６０Ｈ２
゛入力電力を線２６の可変電圧および可変周波数制御可
能な三相パルス幅変１４（ＰＷＭ）波形に変換する。こ
のＰＷＭ波形は誘導モータ１４に直接併給され、可愛速
度およびトルク制御を行なう。発生されるＰＷＭ波形は
６ｏで指示された制御装置１０／対する瞬時ディジタル
およびアナログシステム人力によって決定される。制御
装置１０は自動制御システムによっであるいは操作者に
よって制御される上昇−降下接点大刀を通じて操作でき
る。

死金な三相駆動および制御形態の機能的ブロック図が第
２図に示されている。個々の機能ブロックおよびそれら
の相互関係は次の通りである。

位置制御モジュール（ＰＣＭ）３２は三相制御駆動装置
１０に対してインテリジェンスを提供する。ＰＣＭ５２
は自蔵式マイクロコンピュータであり、６０において制
御システムおよび制御駆動入力な受は入れ、これら入力
に基づいて６つのパワースイッチングモジュール５４．
５６、および６８（相ドライバＡ、Ｂ、およびＣ）に供
給される陶埋しベルＰＷＭ波形を発生する。

ＰＣＭ３２は４にバイトまでのプログラム記憶容量を持
つＭＣ６ＢＯ２−ｒイクロプロセッサを使用する。この
プロセッサは誘導モータに対スル実時間三相ＰＷＭ波形
出力を更新するために与えられた優先度を持つ割込み駆
動される機械である。

残りのプロセッサ時間は制御システム入力、制御駆動入
力をチェックし、計算を実行し、そして制御装置の状態
を表示するために使用される。

比例制御アルゴリズムがＰＣＭ５２に存在する。

この制御アルゴリズムは調節可能な利得シよび不感帯に
対する用意がある。ＰＣＭの周波数出力および位置の誤
差に関する伝達関数は第５図に示されている。このアル
ゴリズムは最小のオーバシュートでまたは全くオーバシ
ュートなしに正確な位置決めを可能にする。出力周波数
と位置の誤差間の関係は次の通りである。

ｆＯＵＴ　’＝１６Ｘ利得×（利得−不感帯）ここで、 誤差二股定点−フイードバック 設定点＝所・蝉の駆動位置 フィードバック＝現駆動位置 不感帯＝α４慢乃至ｔ６−（調節可能）利得＝５乃至ｓ
ｏ（［１Ｍ可能） 計算された駆動同波数は位置誤差の関数である。

実際の周波数出力は計算された周波数が得られるまでＭ
Ｈｚの増分で上方または下方へ傾斜される。

周波数出力は位置誤差が不感帯より小さいときに停止さ
れる。周波数出力は利得誤差積が１００％を越えるとき
に最大（６０８Ｚ）である。

誤差の符号はモータ回転の方向を決定する。誤差符号の
変化はモータ回転方向の変化を指示する。

出力周波数は方向を変えて新しい所望の駆動周波数に向
って傾斜する前に、停止まで下方に傾斜されねばならな
い。

ＰＣＭは自動ｆｌｌＪ御シスナシステムスペクトルに容
易にインターフェースするための３つの入力モードを有
する。これらモードは自動−アナログ、自動−パルス、
および閉接点モードである。これら３つのモードの関係
は第４図に示されている。

閉接点モード４０は駆動装置を開ループ制御装置として
動作させる。駆動装置はディジタル人力に閉接点信号が
存在している間全速（６０Ｈｚ駆動周波数）で動作する
。閉接点上方信号はＣＣＷモータ回転を生じさせ、また
閉接点下方信号はＣＷモータ回転を生じさせる。接点モ
ードから自動−アナログモード４２に移るときに１５０
ミリ秒の遅延時間が設けられており、アナログ信号が閉
ループ制御を開始する前に安定化する遷移時間を与えて
いる。

第４図において、シンボルは次の意味を持つ。

Ａ／ＣＣ−自動閉接点 Ａ／Ｐ　　−アナログパルス ＣＣ−閉接点 ＡＯ−アナログ Ｐ　　　−パルス ＣＣＵ　　−閉接点上方 ＣＣＤ　−閉接点下方 ＰＵ　　　−パルス増加 ＰＤ　　　−？パルス減少 ＣＷ　　　一時計方向 ＣＣＷ　　−反時計方向 自動−アナログモード４２において、駆動装置は閉ルー
プ比例制御装置として動作する０位置デマンドおよび実
際の位置を表わすアナログ入力は機械的装饋の全スパン
に対して０から１００までのパーセントによって表わさ
れる。これら値開の誤差は所望の周波数出力を決定する
。

自動−パルスモード４４において、駆動装置の移動方向
はパルス増加またはパルス減少信号によって決定される
。これらディジタル入力は所望の位置のパーセント変化
を表わし、ディジタル信号のパルス幅として表わされる
。５秒は駆動装置のスパンの全パーセント変化（１００
’％の変化）である。

ＰＣＭは以下に記載する８つのディジタル入力と４つの
アナログ人力によって制御される。

まず、ディジタル入力について。

自動／閉接点 自動または閉接点モードのいずれかが選択された場合、
自動モードはアナログまたはパルス入力を必要とする。

閉接点モードはモータが一定速度で走行することを必要
とする。

アナログ／パルス アナログ状態またはバ〃ス状態が自動制御で選択されな
ければならない。

接点上方 これはモータが全速で反時計方向に走行することを可能
にする。

東ｔ１１ これはモータが全速で時計方向に走行することを可能に
する。

パルス増加 自動パルスモードのときに作動された場合に１モータは
新しい位置に達するまで時計方向に回転する。

バルメ減少 自動パルスセードのと館に作動された場合ｋ。

モータは新しい位置に達するまで反時計方向に回転する
。

リミット上方 任意のモードで作動された場合に、モータは減速して停
止するように要求される。駆動装置は指令に応答して反
対方向に移動させる。

リミット下方 任意のモードで作動された場合に、モータは減速して停
止することを要求される。駆動装置は指令に応答して反
対方向に移動させる。

次に、アナログ入力について。

フィードバック 駆動動程の一５％乃−４１０５ＳＫ対応するα７５乃至
５．２５　Ｖの信号である。

設定点 所望の位置の一５慢乃至１０５嘩に対応する０、７５乃
至５．２５Ｖの信号である。

利得 ５乃至５０の利得に対応するＣＬ７５乃至５，２５Ｖの
信号である。

不感帯 ［Ｌ４％乃至ｔ６ｆｋの不感帯に対応する０、７５乃至
５．２５　Ｖの信号である。

パワースイッチングモジュール（相ドライバモジュール
）３４．３６、Ｓ８は四カドラント高出カバイボーラス
イツチング増幅器である。これら３つの相ドライバは三
相インバータブリッジ５０を構成することを要求される
。相ドライバはＰＣＭによって発生される論理レベルＰ
ＷＭ波形をライン５２を通じて受信し、これを誘導モー
タ１４を駆動することができる電力レベル（Ｚ５ＫＶＡ
最大）Ｋ増幅する。

相駆動出力段は５２５ｖｎｃパス間にトーテムポール形
態に接続された２列の並列バイポーラトランジスタより
なる。任意の与えられた瞬間にＰＣＭの制御のもとで上
部または下部列のトランジスタが作動さ）する。ロック
アウト論理が上部および下部トランジスタ列が雑音ある
いはＰＣＭの故障により同時υＣ作動されることを防止
する。

＋（４ドライバに供給される信号の速度および継続時間
はモータ１４に供給される周波数および平均電圧を決定
する１、 正弦波のパルス幅変調波形を標準の三相誘導モータに供
給することはこのモータの速度およびトルクの両制御を
行なうことになる。標準の三相誘導モータは固定電圧、
固定周波数の電源から供給されたときには本質的に単−
速度機である。可変速度制御のためｋは、供給周波数が
変化されなければならない。その上、一定のモータ磁束
を保持するためには供給電圧が供給周波数に直線比例し
て１化されなければならない。モータの誘導リアクタン
スが低い低周波数において、ステータ（ＩＲ）降下を補
償するために昇圧電圧が使用されなければならない。三
相駆動制御装置１ｏは５Ｈｚの増分で０から６ｏＨｚ　
までの２０の個々の周波数をモータに出力する。

ＰＷＭ波形は搬送周波数および重畳される基本駆動周波
数よりなる。この重畳される駆動周波数は正弦波であり
、モータの全トルク出力を可能にする適正な電圧の大き
さを有する。基本周波数の各牛サイクルはＮセグメント
に分割される。各セグメントに関連するデユーティサイ
クルはそのセグメントに対応する平均電圧を決定する。

各逐次のセグメントに対するデユーティサイクルの変更
は振幅が正弦波でかつ可愛−である平均電圧波形をもた
らす。第５図は正弦波の重みを付けたＰＷＭ技術を明示
する一相の出力の電源および電圧波形を示す。

第２図に示すマザーボード６０はＰＣＭ５２およびドラ
イバ５２．３６．３８を相互接続して三相駆動制御装置
１０のすべての回路間の電気接続を行なう。マザーボー
ド６０に位置付けされたとｈら回路はＰＣＭ’ｔｌｌ源
６２．２　ｏＶＤｃ電１１６４、過電流感知回路６６、
およびＤＣクローバ−回路６８を含む。

ＰＣＭ電源６２はＰＣＭのディジタルおよびアナログ回
路に対して５ＶＤＣおよび２４ＶＤＣを発生する２０Ｋ
Ｈｚスイツチング電源である。このスイッチング′硫源
は５２５ＶＤＣバス７０から出力を発生する。スイッチ
ング電源に対する入力電力は同じ（マサ−が一ドに位置
付けされた２０ＶＤＣＩ［線電源６４から与えられる。

この２０ＶＤＣ直線電源６４はまた、隔絶された３２の
スイッチングモジュール３４．５６．５Ｂにも電力を提
供する。

２レベル電流感知回路６６は共通ライン７６の貴荷７４
で瞬時モータ電流を監袂する。第ルベルの電流検出によ
り過負荷状態を指示する割込み信号をライ／７８を介し
てＰＣＭ５２に発生する。

出力同波数が最初に滅ぜられるが、停動９荷が存在し続
ける（＠ルベル（低レベル）の電流が検出され続ける）
場合には、制御装置は手動のリセットが生じるまでモー
タにいかなる出力も与えない。第２（高）レベルの電流
の検出はインバータブリッジ５Ｇまたはモータ１４の故
障を示す。

５２５ｖライン７０と共通ライン７６間に接続されたＤ
Ｃクローバ−回路６８が直ちに作動され、三相サーキッ
トブレーカが作動して入力電力を切断するまでバス電圧
を数ＶＫ減じる。ＤＣクローバ−回路６８はインバータ
ブリッジ５０の素子およびモータ１４を保護するように
設計されている。

線２８の２５０ＶＡＣ入力電力は整流器およびフィルタ
８０によって３２５■の公称ＤＣバス７０に全波整流さ
れる。１１流された電圧はイン／（−タブリッジ５０に
供給される前に大容量コンデンサ列によってフィルタさ
れる。整流器ブリッジおよびコンデンサは整流器および
フィルタ８０内の三相サーキットブレーカによって保護
されている。

本発明の方法は）・−ドウエアおよび第６図に位置制御
モジュール３２として設計されたサーキットカードに完
全に含まれた実時間ソフトウェアによって実現される。

位置制御モジュール３２は三相駆動制御装置１０１Ｃ対
してインテリジェンスを提供する。このＰＣＭ５２は自
蔵式マイクロコンピュータであり、制御システム入力を
受信し、これら人力に基づいて論理レベルパルス幅変調
（ＰＷＭ）波形を発生する。これら波形はＰＣＭの外部
にある３つのパワースイッチングモジュールに供給され
る。

ＰＣＭ５２は４にバイトまでのプログラム記憶容量を有
するＭＣ６８０２マイクロプロセツサ１１２を使用する
。このプルセッサ１１２は誘導モータに対する実時間の
６つのＰＷＭ波形出力を更新するために与えられた優先
度を有する割込み駆動される機械である。残りのプロセ
ッサ時間は制御システム入力をチェックし、計算を実行
し、そして制御装置の状態を表示するために使用される
。

ＰＣＭハードウェアの機能図が第６図に示されている。

三相モータ制御のためのマイクロプロセッサに基づいた
システムはデジケーテッドアナログまたはディジタル論
理設計よりも融通性がある。ソフトウェア変更の場合に
は制御装置の機能上の性能が新しい適用例に容易に変更
できる。

ＰＣＭ５２に中央制御装置として使用されるマイクロプ
ロセッサ１１２はモトローラ６８０２である。この６８
０２プロセツサは１２８バイトのＲＡＭおよびオンボー
ドシステムクロックを含む。

制御ソフトウェアは約３にバイトのメモリを必要とする
。このソフトウェアは２５Ｌ３２あるいは２７Ｌ５２デ
バイスのような４に紫外線消去可能なリード・オンリー
・メモリ（ＲＯＭ）　１１４に記憶される。これらデバ
イスはこの適用例には十分である４５０ナノ秒のアクセ
ス時間を有する。

ＲＯＭのアドレスは８ＦＯＯＯから８ＦＦＦＦまでメモ
リの頂部に位置付けされる。

制御プログラムはマイクロプロセッサ１１２に位置付け
された１２８バイトのＲＡＭ（ランダム・アクセス・メ
モリ）のみを使用する。このＲＡＭはバッファおよび可
変記憶装置に対して使用される。ＲＡＭアドレス位置は
５ｏｏｏｏから５ＯＯ７Ｆまでである。

本発明では２つのモトローラ６８４０プログラマブル・
タイマーモジュール（ＰＴＭ）４ｊ６および１１８を含
むように設計されている。５つの個々のタイマーが１つ
のＬＳＩデバイスに位置付けされている。これらタイマ
ーは１２０の測定時間の異なるディジタル入力に出力波
形パルスパターンを発生し、割込み信号を発生し、そし
て機械故障時間（ＭＦＴ）機能を提供するために使用さ
れる。

タイマー（１１６，１１８）はシングルショットモード
で作動される。このモードは１６ビツト２進数がタイ！
−ラッチにロードされることを可能にする。減少計数は
ソフトウェアまたは外部論理制御により開始される。１
６ビ、シト２進数が完全ＫＯに減少計数されると、割込
み信号が発生される、またはそのタイマーに関連した出
力の状態が変化される。減少計数が生じる速度はシステ
ムクロックまたは外部クロック源によって決定される。

４つのタイマー（タイマーモジュール１１８の）が３つ
のパルス幅変調された波形をライン１２０に発生するた
めに専用される。１つのタイマーが制御装置の出力周波
数に比例する速度でプロセッサ割込み信号を発生する主
タイマー（モジュール１１６の）である。割込みルーチ
ンはそれぞれが相出力に専用される他の３つのタイマー
を新しいＰＷＭ波形値によって更新する。

割込みルーチンに関連しないプロセッサタイマーは後述
する制御ソフトウェアの主タスクを完成するために使用
される。これらタイマーの使用はＰＷＭ波影の発生に関
連し−たプロセッサオーバヘッドを最小にする。

ディジタルシステム人力１２２はすべてＴＴＬ論理レベ
ルである。到来ディジタル入力はすべてフィルタ１２４
においてフィルタされ、高出力インバータ回路によって
発生される雑音を除去する。

その上、電気的→クーツを抑圧するために一時的保膿手
段が設けられている。これら入力は８進バツフア１２６
によってバッファされてプロセッサにインターフェース
される。

ＰＷＭ波形１２０の制御、ラッチ１３２のそ一ド状態の
制御、およびアナｐグマルチプレクシングの制御のため
にプロセッサ１１２によって出力されるディジタル信号
は８道ラツチによってそれらの関連する回路にインター
フェースされる。８進ラツチは与えられたデジケイテッ
ド適用例に対するディジタルインターフェースの安価な
方法である。制御装置モードディスプレイ１２８に専用
されるラッチ１３２はライン１５０からのデータバス情
報がプログラムの制御下で表示されることを可能にする
ように構成されている。この特徴は１５０における試験
およびアナログの両較正に対して有益である。

ラッチ、バッファ、プログラマブルタイマー、メモリ、
およびアナログ−ディジタル変換器はすべて５−８デイ
ジタルデコーダ１５６によってメモリマツプされる。デ
コーダ１５６はメモリを８つのアドレス可能な帯域に区
分する。すべての必要な論理がデータ、アドレス、およ
びチップ選択ラインの適正なタイミングを確実にするた
めに含まれている。

モジュール１１６の機械故障タイマー（Ｍ　Ｆ　Ｔ　）
は、雑音パルスあるいは哄まっだアドレスが正常なソフ
トウェアの実行をさまたげる場合に、プロセッサ１１２
をリセットするためＫＰＣＭ５２にＦ＆けられている。

このＭＦＴは通常の既知のプログラムシーケンス中、プ
ロセッサによって更新される。この更新がないというこ
とはソフトウェアの故障を意味する。ＭＦＴは計時を終
了するとプロセツサをリセットし、後記するようにシス
テムを再び初期設定する。

ライン１３８０４つのアナログ信号はＰＣＭ３２によっ
て紹知される。２つはポテンショメータによって内部で
発生される利得および不感帯制御パラメータを表わす。

これらパラメータは閉ループ位置制御に関連している。

それらは他の適用例に対してソフトウェアにおいて容易
に再定義できる。

残りの２つのアナログ信号は制御システム（第６図）か
ら生じる設定点およびフィードバックアナログ入力であ
る。各アナログ信号は［１７５乃至５．２５ＶＤｃのｌ
；圧範囲を有する。その上、フィードバックおよび設定
点信号はＰＣＭによって電圧に変換される４〜２０ｍＡ
の信号であってもよい。電流入力信号の利点は雑音を低
減でき、かつ長い信号線による減衰がないことである。

フィードバック信号はバッファされ、他の制御適用例に
対する制御システムに出力される。

４つのアナログ電圧はアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ　
）変換のためにアナレグマルチプレクサ１４０によって
プロセッサ制御のもとで個々に選択される。選択された
アナログ電圧はレベル移動器およびフィルタ１４２に供
給され、８ビツトＡ／Ｄ変換の前に適正な信号の条件付
けを行なう。

Ａ／Ｄ変換器１４４は与えられた入力電圧範囲に対して
量大の分解能を与える調節可能な０およびスパンを有す
る。このスパンおよび０はα７５および！１１．２５ｖ
ＤＣの入力範囲（変数１７）−５％乃至１０５嗟に対応
する）を与えるように調節され、ディジタルデータの０
から２５５カウントまでを変換する。Ａ／Ｄ変換器１４
４は内部に含まれた３状態バツフアによってプロセッサ
にインターフェースする。５状１１１ｒバツフアはプロ
セッサ１１２によって制御される。

適正なプリント回路のレイアウトおよび素子の選択によ
って正確な変換ができる。マイクロプロセッサによって
発生されるディジタル雑音の減少はアナログおよびディ
ジタル接地帰路、素子の配置を分離し、すべてのアナロ
グ素子をディジタル素子から物理的に分離することによ
って減せられる。素子の公差および温度係数は、０．５
％以上の精度が４０下乃孕１４０〒°の温度範囲内で維
持されるように選択される。

プログラマブルタイマーによって出力される１）ＷＭ波
形１２０は相ドライバ入力４８に供給される前に１４６
において条件付けられる。正および狛の相出力の付勢は
オーバラップがなく、三相インバータの安全な動作を保
証する。シフトレジスタ訃よび種々の論理素子によって
２４マイクロ秒のデッド・タイムがつくられる。プロセ
ッサ制御のラッチ１３４が波形反転信号を発生し、これ
ら反転信号は波形と関連したメモリテープ羨を５〇−減
少させるためにタイマー出力１２０と組合わされる。こ
の同じラッチ１３４がプログラムの制御のもとで波形出
力を瞬時に釧込ませる能力を有する。条件付けられた波
形出力は１４８においてＰＣＭから出て行く前にダーリ
ントン接続のトランジスタパッケージによってバッファ
される。

２つのハードウェア割込み信号がプロセツーｔＵｔ識の
ために発生される。最もアクティブな割込み信号は主タ
イマー１１６によって発生される。この主タイマーは所
望の出力周波数に比例するマスク可能な割込み信号を発
生する。割込み信号は＋５８４０ＰＴＭ１１４によって
電気的に発生される。第２の割込み信号（過電流状態）
ＰＣＭの外部の回路によって発生される。この割込み信
号もまた、プロセッサのマスク可能な割込み信号によっ
て処理される。２つの割込み信号は６８４０タイマー１
１６をポーリングすることによって識別される。

プロセッサソフトウェアによるマイクロプロセッサ１１
２の機能は次の通りである。マイクロプロセッサは入力
を読取り、どのモードが入力されているかを決定し、そ
のモードを処理しなければならない。次に、プロセッサ
は適正な周波数を決定し、この周波数をプログラマブル
タイマー１１８を通じて出力しなければならない。第７
図および第８図はこれら機能の状態図を示す。第９図は
プロセッサに対するアナ°ログおよびディジタルインタ
ーフェースを示す。プロセッサソフトウェアは制御シス
テムパラメータに応答するのに使用できるプロセッサの
時間を最大にするために完全に機械コードで書かれてい
る。

１１１においてリセット入力を受償した後、マイクロプ
ロセッサ１１２は、第７図に示すように、通常のソフト
ウェアリセット、すなわちＲＡＭテスト（１５２）、Ｒ
ＯＭチェックサムテスト（１５４）、スンツク・ポイン
ターの設定（１５４）、プロゲラ！プルタイマーを初期
設定（１５８゜１６０）、機械障害タイマーを設定、パ
ルス記憶タイマーを設定、および第１のＩＲＱタイマー
値を設定に入る。

ＲＡＭまたはＲＯＭテストに障害がある場合には（ライ
ン１６６）、プロセッサはすべてのＬＥＤをオンｋｌ、
（１５２）そして停止する（１＄４）。

プロセッサ１１２の主タスクはアナログ変換を取扱い、
リミット状態をチェックし、フィードバックをチェック
し、周波数の楊斜をチェックし、動作のモードをチェッ
クする。

このセクション（１６ｓ）ｋおいて、プロセラログ信号
は１６進に変換され、後で使用するためにＲＡＭＫ記憶
される。このように変換された各アナログ信号はマルチ
プレクサ１４０の入力によって決定される。

次に、リミットのチェックが生じる（１７０）。

いずれかの１）　＜ットが設定されている（上方または
下方）場合には、ＤＥＳＦＲＱ　（所望の周波数）がＯ
Ｋ設定される。す建ットが設定されている限り、ＤＩＦ
ＲＱはこのリミットの方向においてのみＯＫ等しい、こ
れはモータをリミット状態の反対方向に走行させること
ができる。リミット入力はモータのシステム制御を行な
うように外部で構成できる。

次に１フイードバツクのチェックが生じる（　１７２）
。この選択の１つの機能は周波数が制御装置によって出
力されるときに駆動フレームが移動することを確実にす
ることである。駆動運動がないことは駆動フレームまた
はプロセス素子のジャムを示す。この状態は制御装置を
無能にする。

この選択の他の機能は駆動装置のスパン全体にわたる最
大許容局波数（ＤＥＳＦＲＱ　）出力を決定することで
ある。

周波数の傾斜（１７４）は非常に多くの波形パルス出力
の通過後にのみ生じる。実際の周波数（ＡＣＴＦＲＱ　
）が傾斜されるべきであるときｋは、プロセラ貫は実際
の方向（ムＣＴＤＩＲ）が所望の方向（ＤＥ８ＤＩＲ）
に等しいか否かを決定する。

これら方向が等しくないときｋは、ＡＣＴＦＲＱはこれ
ら方向が等しく設定され得る１ＫｏＨｚ（モータ停止）
まで下方に傾斜されねばならない。これら方向が等しく
設定されると、プロセッサは周波数を傾斜させるべきか
否かを、また、傾斜させるべきである場合には、どの方
向に傾斜させるべきかを決定する。次のテストが行なわ
れ、その結果は次の通りである。

ＡＣＴＦＲＱ　＝　ＤＥＳＦＲＱ　　ＡＣＴＦＲＱ　−
ＡＣＴＦＲＱＡＣＴＦＲＱ　＞　ＤＥｓＦＲＱ　　ＡＣ
ＴＦＲＱ　＝　ＡＣＴＦＲＱ　−５ＡＣＴＦＲＱ　＜　
ＤＥ没’ＲＱ　　ＡＣＴＦＲＱ　＝　ＡＣＴＦＲＱ　＋
３その後ポインターがＡＣＴＦＲＱの適正テーブルの始
めに設定される。

次のタスクはモード選択（１７６）である。実時間ソフ
トウェアのこの部分は特定の適用例の制御を可能にする
ように構成できる。ソフトウェアのこの部分は与えられ
た適用例に対するすべての適用可能な制御アルゴリズム
を含む。ＡＣＴＦＲＱおよびＤＥＳＦＲＱ値はソフトウ
ェアのこの部分で決定される。

ＩＲＱ割込み信号は、第８図に示すように、過電流状態
および波形パルス出力に対して使用される。過電流状態
はプロセッサＫＩＲＱ割込み信号を与えるハードウェア
によって注意される。過電流割込み信号に対するプロセ
ッサの応答は適用例に依存する。過電流状態が望ましく
ないと決定された場合には、モータはオフにされ、制御
装置を再び初期設定するために手動のリセットが生じな
ければならない。

所望の出力は第５図の３つの正弦波９０，９２．９４で
あり、三相篩導モータの３つの相を駆動するために使用
される。３つの正弦波は相坐り１２００互いに進んでい
るか遅れている。正弦波の位相の反転はモータの方向の
反転、をもたらす。

を畳された正弦波を導びく方形パルスパターン９６．９
８，１００を確立することはパルス幅変調として知られ
ている。オン時間が変化している２４．５６．７２また
は１４４の等しいパルス（数を決定する周波数）が所望
周波数の正弦波を発生するために使用される。サイクル
当りのパルスの数はソフトウェアの制御のもとで任意の
与えられた周波数に対して変更できる。３６パルスが＃
！５図では使用されている。各パルスのオン時間は次式
から計算される。

Ｖｓｉｎ＃ ’ｒ　＝　［＃　＋ｉｉ行、］　ｔｏｏｎ、ｏｏ。

ここで、 Ｔはｉイクロ秒での時間、 ｆは基本周波数（５Ｈｚ　の増分で５乃至６０８り、θ
は位相角（基本周波数に依存して０°から９００までの
２５°、５０°、１０°、または１５’の増分）、Ｔは
サイクル当りの増分 ｔ−＝ｑ、１２．１５　Ｈｚ　　Ｉ　＝　７２ｆ＝１８
乃至４５８ｚＩ＝１６ ｆ−４８乃至６０Ｈｚ　　　＝２４ ■は所望のピーク電圧（ボルト）（最大モータトルクに
対して調整された） である。

＄５図はパルスパターン正弦波関係を示す。正弦波の偵
の半サイクルはこの信号の補数から引き出される。

三相波形のそれぞれに対する方法は同じである。

ＨＯＭｉ　１４は２０の異なるテーブルを含む。各テー
ブルは異なる出力波形周波数（５Ｈｚの増分で３から６
ｏＨｚの範囲に及ぶ）に対応する。各テーブルにおける
エントリは５６０ＷＬのＰＷＭ正弦波の９０度をつくる
のに必要なプログラマブルタイマー値である。全体の正
弦波はテーブルにおけるエントリを適正なシーケンスで
、かつラッチ１５４によって出力される波形反転制御ラ
インの適正な制御を繰返すことＫよってつくられる。三
相出力全部を発生するのに１つのテーブルのみが必要で
ある。個々の相は与゛えられた周波数に対して同じタイ
マー値を必要とする。３つの波形を互いに１２０’づつ
変位させることは正に必要である。

各周波数テーブルに位置付けされたグログライプルタイ
マー値は必ずしも正弦の重みを付けられる必要がない。

タイマー値は非正弦波形を提供するように変えることが
でき、より大きな平均電圧出力を得て異なるモータトル
ク関係をもたらすようにしてもよい。

この正弦波をつくる際に使用される方法はサイクル当り
２４．５６．７２、あるいは１４４のパルスが出力され
ても、同じである。

各波形の初期設定はほぼ同じである。カウンタおよびポ
インターが設定され、反転ラッチが設定され、そしてＩ
ＲＱ時間が決定される。テーブルＩは各数のパルスに対
するカウンタおよびポインターの初期設定を示す。ＰＮ
ＴＡ、ＰＮＴＢ、およびＰＮＴＣは三相Ａ、Ｂ、および
ＣＫ対するポインターである。ＦＲＱＰＴは周波数ポイ
ントである。ＣＮＴＡ、ＣＮＴＢ、およびＣＮＴＣは三
相に対するカウントである。

各相の出力はパルスの数に関係なく同様である。

５６パルス出力が詳しく示されている。

ポインターは関連しているカウンタの値に依存してテー
ブルを上方および下方へ移動する。この−例としてテー
ブル■および■を参照されたい。

ゲートがまた、各相に対するカウンタのカウントに依存
してセットまたはリセットされる。カウンタがその限界
（リミット）に達すると、０にセットされ、プ四セスは
再び始まる。

周波数の変化はＣＮＴＡ＝Ｑのときにのみ生じる。

ＩＲＱ時間は次式によって決定される。

ＩＲＱ時間Ｃマイクロ秒）＝（羞、周波数Ｘ１ｏ’）２
９０ ここで、＃は周波数当りのパルスの数である。

ｉＲＱ時間はプログラマブルタイマーモジュールにロー
ドされ、これはＩＲＱ割込み信号の速度な決定する。

テーブルＩ。

２４パルス ＰＮＴＡ　＝　ＦＲＱＰＴ　＞　　　　　ＣＮＴＡ　＝
　　０ＰＮＴＢ　＝　ＦＲＱＰＴ　）　　＋　８　　Ｃ
ＮＴＢ　＝　　８ｐＨｒｃ　＝　ＦＲＱＰＴ　＞　　＋
　８　ＣＮＴＣ＝　１，６３６パルス ＰＮＴＡ　＝　ＩＱＰＴ　＞　　　　ＣＮＴＡ　＝　　
０ＰＮＴＢ　＝　ＦＲＱＰＴ　＞　　＋１２　ＣＮＴＢ
　＝　１２ＰＮ１’Ｃ＝　ＦＲＱＰＴ　＞　　−Ｈ２Ｃ
ＮＴＣ＝　２４７２パルス ｐＮｑ′Ａ＝　ＦＲＱＰＴ　＞　　　　　ＣＮＴＡ　＝
　　０ＰＮＴＢ　＝上’ＲＱＰＴ　＞　　＋２４　　Ｃ
ＮＴＢ　＝　２４ＰＮＴＣ＝　ｌ’ＲＱＰＴ　）　　＋
２４　ＣＮＴＣ＝　４８１４４パルス ＰＮＴＡ　＝　ＦＲＱＰＴ　）　　　　　ＣＮ’ｌ’Ａ
　＝　　ＯｐｗｒＢ＝　ＦＲｑＰＴ　＞　　＋４８　　
ＣＮＴＢ　＝　４８ＰＮ’ｌ”Ｃ＝　ｌ”ＲＱＰＴ　）
　　＋４８　　ＣＮＴＣ＝　９６テーブル■ ＸＸ　　　　　′５１５　　　２１　　　５５ＸＸ　　
　　　４　　１４　　　２２　　　５２ＸＸ　　　　　
８　　１０　　２６　　　２８ＸＸ　　　　　９　　　
　　　２７ スタ一ト時：　　ＣＮＴ　　囚　＝　　　８　　　ＰＮ
ｉ’　　■　＝　６ＣＮＴ　ｌ］　＝　１２　　ＰＮ’
ｒ■＝　６ＣＮＴ　回＝　　２４　　ＰＮＴ◎＝　６ポ
インタ（ＰＮＴ）■および◎は同じ位置からスタートす
るが、ＣＮＴ値のために反対方向に移動する。

テーブル■ ＩＲＱ割込み信号を処理するのに必要な時間はＰＣＭ５
２の全体のシステムの応答に直接影響を与える。ＩＲＱ
ルーチンは実時間Ｐ・ＷＭ波形出力１４８が中断するこ
となしに継続することを可能にするために最高の優先度
を与えられている。ＩＲＱ実行時間はＩＲＱルーチンを
記憶するために必要なメモリロケーションの増大を犠牲
にすることで効率の良い機械命令の使用によって減少す
る。

さらに正確な制御の適用例に対するＰＷＭ出力周波数の
分解能の増大はＲＯＭに位置付けされた周波数テーブル
の数な増加させるととによって達成できる。システムの
応答は多くの出力周波数の追加によって大して減少しな
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による三相制御装置の素子の配置を例示
するブロック図、第２図は第１図の三相制御装置の詳細
を示すブロック図、第３図は三相モータの１転の量およ
び方向をとのモータに供給されるパルスの周波数に対し
てプロットした説明図、第４図は本発明の位置決め装置
の種々の動作モードを例示するフローチャート、第５図
は本発明による三相パルス変調液形を示す波形図、第６
図は第２図の回路に使用される位置制御モジュールの詳
細を示すブロック図、第７図は本発明によるマイクロプ
ロセッサプログラミングの初期設定および主タスクを示
すフローチャート、第８図はマイクロプロセッサプログ
ラミングの波形パルスおよび過電流処理タスクのフロー
チャート、第９図はマイクロプロセッサに対するアナロ
グおよびディジタルインターフェースを例示するブロッ
ク図である。 １０：制御装置 １２：駆動フレーム １４：％−タ １６：減速機構（トルク増幅器） １７：駆動出力シャフト １８：電気的デバイス ２Ｑ：機械的結合手段 ５２：位置制御モジュール ５４．１６．３８：パワースイッチングモジエール（相
ドライバＡ、Ｂ、Ｃ） ５０：三相インバータブリッジ ６０：ｉザーボード ６２：位置制御モジスール電源 ６４　：　２　ＱＶＤＣ電源 ６６：過電流感知回路 ６８：ＤＣクローバ−回路 ７０　：　５　ｚｓｖｎｃバｘ ７４；負荷 ７６：共通ライン 同　　　　　　　倉　　橋　　　　　暎　、パへ（−〆
′

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　高トルクサーボ位置決め装置用三相可変周波
   数定トルク制御装置において、 互いに位相がずれている、かつサーボ位置決め装置に供
   給される複数のＡＣ信号を発生するための複数のドライ
   バを含み、各ドライバがパルス幅変調波形に対応するＡ
   Ｃ信号を発生するインバータと、 前記ドライバに接続されており、かつフィルタされ、整
   流されたＤＣ電圧を前記ドライバに供給するための電源
   と、 前記ドライバに接続されており、かつ前記ＡＣ信号にお
   ける選択された限界を越える電流を検出するための過電
   流検出器と、 前記ドライバに接続されており、かつ前記パルス幅変調
   波形を発生するとともに前記サーボ位置決め装置からの
   その位置を指示する信号を受信するための位置制御モジ
   ュール とを具備し、 前記位置制御モジュールはディジタル信号および前記ナ
   ーボ位置決め装置に対する利得、設定点、フィードバッ
   クおよび不感帯信号に対応するアナログ信号を受信する
   ように適合されており、かつプログラマブル・マイクロ
   プロセッサ、該マイクロ７’ロセツサに接続され、前記
   複数のパルス幅変調信号に対応する複数のテーブルを有
   するリード・オンリー・メモリ、アナログ信号を受信し
   てそれを前記マイクロプロセッサによって読取り可能な
   ディジタル信号に変換するためのアナログ−ディジタル
   変換器、前記マイクロプロセッサに接続すれ、前記パル
   ス幅変調信号を発生するとともに、割込み信号を発生す
   るための複数のタイマーを含み、そしてこの位置制御モ
   ジュールは前記過電流検出器に接続され、過電流の検出
   時に割込み信号を発生するように構成されていることを
   特徴とする三相可変周波数定トルク、制御装置。