JPS5826216B2 - 電力網を介する信号伝送方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電力網を介する信号の伝送のための新規で改
善された方法に関する。

遠隔制御指令が複数の交流パルス、すなわち交流パルス
列により伝送される遠隔制御技術は周知である。

これは例えば、高電流の電力網を介する遠隔制御あるい
は信号伝送、特に可聴周波数の電力線の搬送制御技術に
おいてそうである。

遠隔制御周波数ｆＳの交流パルスは、電力線周波数ｆＮ
を有する電力網に重畳されている。

電力網を介する信号伝送、例えば通常の伝送路を介する
信号伝送に比して中間電圧の重電回路網あるいは低電圧
の重電回路網が特に問題とされる。

電力網の広い普及と、したがってその電力網に接続され
る多数の装置および負荷を前述の信号により遠隔制御で
きることは有利であるが、伝送路としての高電流回路網
は高いノイズレベルを有している。

交流の高電流の電力網のノイズレベルは電力線周波数ｆ
Ｎの所定の高調波である妨害周波数によって構成されて
いる。

しかし、しばしば一時的な妨害電圧も起こる。

交流、高電流の電力網では電力線周波数ｆＮが時間の関
数として一定ではないので、妨害周波数としての電力線
周波数の高調波は前間の関数として一定ではなくなる。

適切な遠隔制御周波数ｆＳを選択することによってこの
状態は考慮されなければならない。

伝送路としての高電流の電力網の高いノズルレベルを考
慮すると、伝送される情報の特性に整合され得る狭い受
信機帯域幅を選択することがさらに有利である。

したがってこの狭い帯域幅のためにさらに必要となるこ
とは、受信機の通過周波数、すなわちその応答周波数が
いつも、実際に伝送される遠隔制御周波数ｆＳと、でき
る限り厳密に一致することを保証する処置を構すること
である。

電力線周波数ｆＮの変動を考慮すると、高電流の電力網
を介して伝送される遠隔制御周波数ｆＳを電力線周波数
ｆＮと同じ割合で変化させることが有利であることが分
かつている。

したがって遠隔制御周波数ｆＳは電力線周波数ｆＮに対
して常に固定的な関係にある。

これらの処置のために電力線周波数の変動中、遠隔制御
周波数が、妨害周波数として生じる電力線周波数ｆＮと
隣り合う高調波から一定の割合で離れているように維持
される。

さらに、変動する遠隔制御周波数ｆＳに受信機の応答周
波数を調整する技術はすでに知られており、この点に関
しては例えばスイス国特許第４２４９６８号を参照され
たい。

この技術によれば、受信機の応答周波数はパイロット周
波数ｆＰによる混合（ミキシング）によって形成され、
このパイロット周波数ｆＰは電力線周波数に対して遠隔
制御周波数ｆＳと同じ関係にある。

スイス国特許第４２４９６８号について補足すると、こ
の先行技術によれば、周波数ｆＳは送信機において発生
される信号の周波数である。

この信号（ｆＳ）は主電力網を介してすべての受信機に
分配される。

ｆＳは主電圧周波数ｆＭ（５０サイクル／秒）に対して
固定的な比に保持される。

例えばｆＳは５０サイクル／秒の２１倍、すなわち１０
５０サイクル／秒に選定されてもよい。

ｆＰは主周波数（５０サイクル／秒）の高調波を形成す
ることによって受信側で発生されるパイロット周波数で
ある。

信号ｆＳとｆＰとを混合段（例えばリング変調器）にお
いて混合するとき、その変調器の出力が信号周波数ｆＳ
−ｆＰに対応する。

ｆＰがｆＳと同じ値として選定されるならば（すなわち
２１Ｘ５０＝１０５０）、リング変調器の出力は、遠隔
制御信号ｆＳの存在、非存在に関係なく直流信号である
。

この場合、ｆＮは第１の補助周波数であり、ｆＰは第２
の補助周波数である（この特別の場合（ｆＰ＝ｆｓ）は
先行技術に属する。

）。リング変調器は、そのリング変調器に与えられる２
つの周波数の差に対応する出力信号を形成する混合装置
である。

例としてもしｆ、＝１０２０サイクル／秒、ｆ２＝１０
００サイクル／秒が同時にリング変調器に供給されるな
らば、リング変調器の出力端には差の周波数１０２０１
０００＝２０サイクル／秒が現われる。

したがってもしｆｌが下降するならば差はしだいに小さ
くなる。

ｆ□がついに１０００サイクルまで減少すると、差の周
波数は明らかに零に減少する。

これは直流信号に対応する。

この作動は多くの一般的な通信の教科書に説明されてい
る。

しかしこの従来技術の欠点は、受信遠隔制御信号と受信
点においてなるべくは電力線周波数から発生されるパイ
ロット周波数ｆＰとの間の位相位置が変動しかつ予め決
めることができず、このような位相位置に受信機の出力
信号の大きさが依存することである。

このように先行技術に用いられているリング変調器では
リング変調器の出力（＝直流電圧）が位相に関係すると
いう欠点がある。

直流出力の周波数依存のためにその直流出力の振幅が不
明確となり、これは重大な欠点である。

。本発明の目的は従来技術のこのような欠点を防止した
電力線を介する信号伝送方法および装置を提供すること
である。

この目的を遠戚するために本発明の電力網を介する信号
伝送方法によれば、周波数が電力線周波数に対して第１
の関係に保持されている遠隔制御信号を送信機の側にお
いて形成し、電力網を介して少なくとも１つの受信機へ
遠隔制御信号と電力線電圧とを伝送し、クロック周波数
が電力線周波数に対して第２の関係に保持されているク
ロック信号を受信機の側において形成し、第１の関係で
は遠隔制御信号が被乗数としての電力線周波数と所定の
第１の乗数との積であり、第２の関係ではクロック周波
数が被乗数としての電力線周波数と所定の第２の乗数と
の積であり、クロック周波数が受信機内のコンピュータ
フィルタの応答周波数を制御してその応答周波数を遠隔
制御信号の周波数に追従させる。

本発明ではＮパスフィルタとは別個のコンピュータフィ
ルタ（デジタルフィルタ）を受信機において遠隔制御信
号の検出のために用いるので、Ｎパスフィルタを用いる
場合に比べて耐ノイズ性をはるかに向上できる。

なおりロック周波数と遠隔制御信号の周波数との間の関
係はコンピュータフィルタにおいてはシャノン（Ｓｈａ
ｎｎｏｎ）の理論が満たされている限り、特に限定され
ない。

また電力線周波数の高調波の周波数も遠隔制御信号の周
波数として用いられてもよい。

例えば電力線周波数が５０Ｈｚの場合に２００．３００
。

４００．５００．６００．７５０．１０５０ 。

１３５０Ｈｚの遠隔制御信号が使用可能であることが実
験で証明されている。

実際、電力線周波数のこれら高調波は非常に微弱であり
、同一周波数の遠隔制御信号を妨害しない。

本発明の基本的な原理は、一方では異なる複数の周波数
を用いることから成り、他方ではこれらの周波数の間に
明確な“関係“を保持することから成る。

周波数の間のこの明確な関係により本発明によれば対応
受信機システムにおいて非常に狭い帯域幅を用いること
ができ、これによりＳ／Ｎ比を著しく向上させることが
できる。

さらに、遠隔制御周波数の実際の変動に自動的に追従す
るフィルタ技術を用いることも可能となる。

遠隔制御技術が本発明に従って実施化されるとき、例え
ば選択性の問題および（あるいは）不利な条件下での遠
隔制御信号の送信と受信との間の周波数安定の問題とい
うような多くの実際的な困難を除去するのに成功する。

良好な結果は、最初に実際に（配線、導体、および電子
回路網等を介して）送信された遠隔制御信号がもってい
る周波数の正確な値に受信機の応答周波数を継続的にか
つ自動的に調整することによって得られる。

こうして（例えば狭い帯域幅の伝送システムにおいて）
周波数の非常に一定した送信機を用いることもないし、
周波数の非常に一定した（安定した）、したがって高価
なフィルタ回路網を用いる必要もない。

これにより、長時間のフィルタ回路の安定のための高価
な初期調整および高価な予防対策を経済的にすることが
できる。

本発明の別の利点は、最適なシステムパラメータの選択
が非常に自由であることである。

第１には（特別な適用に関して）散も適切な遠隔制御信
号周波数を選択できる。

第２には遠隔制御信号の周波数と電力線周波数との第１
の関係（積と被乗数との関係）を任意に選択でき、受信
機の応答周波数が所望の遠隔制御信号の周波数に正しく
対応するように受信機の応答周波数を制御するための最
適なりロック周波数を発生するために（受信側における
）第２の関係を適切に選択されさえすればよい。

第１の関係（第１の補助周波数としての電力線周波数に
対する遠隔制御信号の周波数の関係）を表わす（数学的
な）公式が、デジタルフィルタ（コンピュータフィルタ
）の応答周波数の制御に適切である第２の補助周波数と
してのクロック周波数を受信側で発生するために（その
ままあるいは修正されて）用いられる。

電力線周波数が送信側でも受信側でも役立つという事実
のために、それは第１および第２の関係とともに、遠隔
制御信号の実際の受信に対する１同調”状態を永久的に
最適に保持するのに役立つ。

遠隔制御信号の周波数が変動しても、受信機の応答周波
数がこれらの変動に従う。

電力波が例えば２２０Ｖ、５０サイクル／秒である場合
、電力線周波数５０サイクル／秒は受信場所では２２０
■であるので、受信機のデジタルフィルタ（コンピュー
タフィルタ）を制御するクロック周波数を確立するため
にこの強い信号（２２０Ｖ）を利用するための技術的な
困難がない。

遠隔制御信号は非常に弱く、例えば約１ｖあるいはその
分数でさえあり得て、交流電力線は、ある電力線周波数
の高調波とスイッチングの過渡等とのために大きい妨害
あるいはノイズレベルをもつ。

電力線周波数の使用は、電力網上の大部分のノイズレベ
ルを拒絶する非常に狭い周波数帯を用いるために受信機
の応答周波数を制御する非常に有利な手段を提供する。

しかしこの狭い周波数帯は非常に精密で安定した同調を
必要とし、また、その受信機応答周波数が、電力線周波
数を介して遠隔制御信号周波数に対して固定関係に保持
されているクロック周波数によって正確な値に保持され
ていることは本発明の重要な利点（狭い周波数帯）であ
る。

受信機ではデジタルフィルタ（コンピュータフィルタ）
が前記遠隔制御信号を受信あるいは選択するために用い
られる。

このフィルタは周波数−選択手段である。

この種の選択手段では応答周波数、すなわち通過特性は
デジタルフィルタ（コンピュータフィルタ）のクロック
入力端へ供給されなければならないクロック周波数に比
例する。

したがって電力線周波数（５０サイクル／秒）によって
制御されてこの電力線周波数に比例する適切なりロック
周波数を形成することによって、クロック周波数は受信
機の応答周波数を制御して正しい値を維持する。

５０サイクル／秒の電力線周波数は２２０■の強いレベ
ルで受信機に常に存在するので、その電力線周波数は、
多分１■だけのレベルをもっていて同一 レベルの強い
妨害信号のためにほとんど検出できない遠隔制御信号と
同じ態様では受信されない。

本発明の核心はデジタルフィルタ（コンピュータフィル
タ）が、相互に関係している電力線周波数およびクロッ
ク周波数を介して応答周波数を安定化され、したがって
最適な同調のために正しい応答周波数を保持しているこ
とである。

第１の関係では遠隔制御信号が被乗数としての電力線周
波数と第１の乗数との積として表わされるが、これを具
体的に説明すると次の例のとおりである。

例：例えばもし遠隔制御周波数に対して２１６と２／３
サイクル／秒の公称値が選択されているならば、この値
は１３Ｘ５０サイク３ ル÷３＝５０・］「である。

この場合、第３ ■の乗数は了である。

周知の位相固定ループ技術を用いると、この周波数の比
あるいは関係を実現することは容易である。

デジタルフィルタ（コンピュータフィルタ）を用いると
、適切なりロック周波数はそのフィルタのクロック入力
端へ供給されてそのフィルタの応答周波数（通過特性）
を制御しなければならない。

デジタルフィルタ（コンピュータフィルタ）はパルスの
ような非連続の入力に応答するフィルタとして当業者に
周知であり、本発明に関連するデジタルフィルタ（コン
ピュータフィルタ）の最も興味深い特性は応答特性の中
心周波数を制御するクロック周波数を変更することによ
って広い周波数範囲に渡って同調可能であるという特徴
である。

図面を参照して本発明の詳細な説明する。

対応する部分は図を通して同一の符号で指示され、２０
より小さい数字は、対応する製造業者のカタログに挙げ
られているデータに関連して特別の構成の集積回路の接
続端子の指示に用いられている。

本発明によれば、受信機の側において必要とされる選択
性は少なくとも１つのサンプリングフィルタによって実
現される。

本明細書においてサンプリングフィルタは除去される最
高周波数より大きい周波数をもつ受信信号が抽出（サン
プリング）され、抽出されたものがアナログあるいはデ
ジタルで処理されて出力信号になる形式のフィルタを指
示する広義で用いられている。

例えばＮ−パスフィルタはアナログ作動のサンプリング
フィルタを構成する。

しかしいわゆるパケット鎖状の回路をもつ横フィルタに
似たアナログ作動のサンプリングフィルタもあり、この
分類ではデジタルフィルタである。

前述の種類のサンプリングフィルタは信号入力端とは別
に少なくとも１つの制御入力端をもつ。

このフィルタの伝送機能は、供給される１つあるいは複
数の制御電圧の周波数の関数として変化可能である。

さらに入力信号と１つあるいは複数の制御信号との間に
存在する位相関係は出力信号の強度に全く影響を与えな
いか、実際上無視できる影響しか与えない。

この特質は本発明の基礎を構成する目的を実現するため
にフィルタにとって特に重要である。

多くの適用のために、例えば可聴周波数電力線の搬送制
御技術において、いずれの形式のサンプリングフィルタ
の伝送関数の周期性のためにサンプリングフィルタの前
段に前置フィルタを設ける必要がある。

さて第１図は、シャノン理論を考慮してアナログフィル
タに置き換わることが可能なデジタルサンプリングフィ
ルタの原理的なブロック回路図を示している。

第１図では符号２１はアナログ入力信号ｕｅのための入
力端を、符号２２は送られたアナログ入力信号ｕｅを数
字ｎｅへデジタル信号の形態で変換するアナログ−デジ
タル変換器を示している。

値ｎｅは入力数字として計算機２３へ送られ、計算機２
３はプログラムの関数として出力数字ｎａを形成する。

この出力数字ｎａはデジタル−アナログ変換器２４にお
いて出力端子２５のアナログ出力信号ｕａに再び変換さ
れる。

本発明のシステムで用いられるアナログ−デジタル変換
器およびデジタル−アナログ変換器は例えばマサチュー
セッツ州バーリントンのハイブリッドシステム会社のパ
ルチン（Ｂｕ ｌ ｌ ｅ ｔ ｉｎ） ５９０−２−
２およびパルチン３７１−１−２であり、参照が容易で
あり、ここでは説明を省略する。

計算機２３は、その瞬間の入力数、すなわち値ｎｅ、お
よび以前に記憶されている入力数に基づいて、およびそ
の瞬間の出力数、すなわち値ｎａ、および過去の数、す
なわち値に基づいて、新しい出力数、すなわち値を計算
し、実際に計算機は、そうする指令が、供給されるクロ
ックパルスによって送られる時に新しい出力数を計算す
るのみである。

そのクロックパルスはクロック発生器から計算機２３の
クロック入力端２６へ送られ得る。

したがって次の関係が、供給されるクロックパルス■の
関数として入力数ｎｅと出力数ｎａとの間において有効
である。

ｎａ（ｖ）＝ＦＩ：ｆｘｔ（ｎｃ（ｖ）Ｌｆ１□（ｎｅ
（ｖ １）Ｌ・”ｆ２ｔ （ｎａ（ｖ））、ｆ２２（
ｎａ（ｖ １ ） ）＝：）この方程式において記号
は次のものを表わしている。

ｎｅ＝入力数 ｎａ−出力数 ■＝ツクックパルスの個数 Ｆ＝〔〕内に囲まれている式の関数 したがって、所定の態様でプログラムされている計算機
にとって値ｎａは値ｎｅおよびＶの関数に過ぎない。

計算機２３は、伝達関数が一次のフィルタの伝達関数を
構成するようにプログラムされているならば、フィルタ
のステップ応答は第２図に描かれている形式になる。

クロックパルスが速やかにあるいは緩やかに送られるか
に関係して、すなわちクロック周波数が高いか低いかに
関係して、計算機により構成されたシステムは小さいあ
るいは大きい時定数をもつ。

クロック周波数を変化することによりシステム、すなわ
ち一次のフィルタの時定数を変化させることも可能であ
るから、伝達関係、すなわち周波数応答を変化させるこ
とも可能である。

縦続回路、えよび一次の多数のシステムの帰還によって
システム、すなわち高次のフィルタの周波数応答を、ク
ロック周波数を単に変更することによって変化すること
も可能である。

記述の形式のフィルタおよびそれに関連する基礎的な理
論計算は例えば次の刊行物から周知となっている。

■。

デジタルフィルタを扱うセミナー講議の集合著作、冬季
号１９６８／６９、ＥＴＨ（連邦技術研究所）のチュー
リヒにおける技術物理研究所、ＥＴＨのチューリヒの技
術物理研究所発行。

２、デジタルフィルタの入門、ツバツク・シュミミト、
ＩＥＥ会報、ＢＭＣ−１０第２号、１９６８年６月。

３、集積回路に関する情報第１９号、アナログ信号用シ
フトレジスタ、フィリップスＡＧ、スイス国チューリヒ
。

４、フィルタをもつ予め決められている伝達関数の近似
に関する技術報告第１１５号アナログおよびデジタルの
計算機技術、ドイツ国ベルリンの発振研究のハインリヒ
・ヘルツ研究所発行。

電力網を介する信号の遠隔伝送により、送信機へ送られ
る第１の補助周波数、例えば電力網周波数から、前述の
補助周波数、すなわち電力網周波数に対して第１の所定
関係にある信号周波数を形成することは周知である。

この目的のために適切なシステムは例えばスイス国特許
第３７０１４５号および第４４７３６０号において示さ
れている。

この点に関して係属中の１９７２年６月２日出願アメリ
カ合衆国出願第２５９１９９号、および１９７２年６月
２日出願のアメリカ合衆国出願の第２５９０７５号が重
要であり、説明を省略する。

補助周波数すなわち電力網周波数に対して第１の所定関
係にある信号周波数を発生する別の技術は例えばスイス
国特許第４５４２６７号に開示されており、その特許で
は信号周波数が回転変成器により得られている。

そのスイス国特許第４５４２６７号において高電流電力
網に交流パルスとして重畳されている遠隔制御指令を形
成し、それを高電流の電力網の受信機の測において除去
し得る方法が開示されている。

遠隔制御受信機の例は例えばスイス国特許第５２２３１
３号において開示され、その特許では受信された可聴周
波数パルスをデジタルパルス列に変える受信機も開示さ
れている。

受信機は高電流の導体に接続され、その導線は電力網周
波数およびその多数の高調波を搬送するのとは別に、妨
害電圧も搬送する。

遠隔制御指令の送信中は、信号周波数ｆｓをもつ遠隔制
御信号も存在する。

周波数混合から信号周波数ｆｓを選択して受信すること
、および遠隔制御指令に対応するパルス列を送信するこ
とは受信機の機能である。

この送信パルス列は可聴周波数パルス、あるいはデジタ
ルパルスからさえ成る。

交流パルス列から周知の態様で整流およびパルス整形に
よってデジタルパルス列が形成され得る。

前述の先行技術の刊行物によれば遠隔制御受信機の構成
およびその作動態様がすでに開示されており、この技術
分野で周知であり、したがって、さらなる議論は、受信
機と信号周波数に選択的に応答するフィルタとの回路構
成および作動態様とに専ら限定する。

第３図はサンプリングフィルタを有する選択的な受信機
のブロック回路図を示す。

選択的な受信機は符号３０によって全体をほぼ示されて
いる。

符号３１は信号周波数ｆｓが重畳されている重電あるい
は高電流の導体あるいは線を表わしている。

重電の導体あるいは線３１の接続あるいは端子３２には
受信機３０の入力端３３が接続されている。

入力端３３に存在する入力電圧は前置フィルタ回路３５
の入力端３４と、受信機３０のサンプリングフィルタ４
３のためのクロック周波数を発生する周波数変換器すな
わちクロック発生器３７の入力端３６とへ送られる。

前置フィルタを通過した入力信号は前置フィルタ回路の
出力端３８からアナログ−デジタル変換器４０の入力端
３９へ送られる。

アナログ−デジタル変換器４０はその出力端４１に入力
信号のその瞬間の大きさに対応するデジタル信号を送り
、すなわちサンプリングフィルタ４３の入力端４２に数
値を送る。

サンプリングフィルタ４３は例えばデジタル帯域フィル
タとして構成されている。

周波数変換器３７の出力端４４からはサンプリングフィ
ルタ４３の通過周波数を制御するクロック周波数が該サ
ンプリングフィルタの入力端４５へ送られる。

サンプリングフィルタ４３の出力端４６に現われる出力
信号はデジタル特性をもち、もしそれが遠隔制御受信像
のデジタル信号として直接に処理されないならば、それ
はデジタル−アナログ変換器４８の入力端４７へ送られ
得る。

デジタル−アナログ変換器４８は出力端４９から、受信
遠隔制御周波数ｆｓに対応する出力信号を受信機３０の
出力端５０へ送る。

第４図は受信機の有利な変形構成を実施例として示し、
その受信機は３０′で指示され、サンプリングフィルタ
を含んでいる。

第４図の回路図の最後のブロック５２を除いて受信機３
０′は第３図に関連して記載された３０と一致する。

第４図によれば、サンプリングフィルタ４３のデジタル
出力信号はその出力端４６からデジタル入力信号として
デジタル形態で、デジタル的に機能する比較器５２の入
力端５１へ送られる。

デジタル比較器５２は別の入力端５３に例えば固定配線
によってデジタル形態でしきい値として作用する基準値
を受ける。

比較器５２は、デジタル入力信号の値が基準値入力端５
３に印加される基準値より低いときならばいつでも、論
理信号１０〃を送る。

もし前述の基準値が入力端５１に現われる入力信号によ
って到達されるかあるいは越えられるならば、出力端５
４に論理信号“１〃が現われる。

したがって明らかに受信器３０′の出力端５０′には受
信遠隔制御指令に対応するデジタルパルス列が現われる
。

該パルス列の評価は例えば前述のスイス国特許第５２２
３１３号に記載されている態様で起こり得る。

次に第３図および第４図の回路図の個々のブロックに対
して実施例を説明する。

前置フィルタ回路装置３５は、例えばロールオフ周波数
がサンプリングフィルタの信号周波数よりなるべくは少
なくとも１オクターブ低いＲＣ素子であり得る。

ロールオフ周波数は信号レベルの減衰が３デシベルに達
する周波数である。

これらね処置のためにサンプリングフィルタの通過特性
の周期性が影響され、換言すればそのサンプリングフィ
ルタの応答感度および出力電圧が信号周波数の高調波に
対してＲＣ素子によって表わされるローパスによって低
下され得る。

補足すると、サンプリングフィルタおよびデジタルフィ
ルタはそれらの物理的な作動原理によって、それらが本
来的に設計されている周波数に応答するだけでなく、そ
の高調波にも応答する。

望ましくない高調波に対する受信機（フィルタ）の望ま
しくない応答を抑制するために、前置フィルタ、例えば
ＲＣ素子を受信機（フィルタ）の前に置いて妨害的な高
調波周波数に対する応答性を減少させることは周知の対
策である。

（高調波に対する応答性を減少するために前置フィルタ
として用いられるＲＣ素子は第４図では抵抗５８および
コンデンサ５４によって示されている。

）信号の強度が電力網電圧の数φの大きさであり、電力
網電圧に重畳される該信号の周波数の受信を考慮すると
、電力線周波数が信号周波数より著しく抑制されるよう
に前置フィルタ回路装置３５を構成することがさらに有
利である。

これは例えば前述のローパスフィルタ回路の前段にバイ
パスフィルタを配置することによつて達成される。

第５図は前置フィルタ回路３５の実施例の回路図を示し
ている。

入力信号は端子３４からコンデンサ５５を介して接続点
５６へ送られ、接続点５６で抵抗５７はアースへ接続さ
れている。

コンデンサ５５と抵抗５７とは電力網周波数を、それよ
り高い選択遠隔制御周波数より著しく弱めることができ
るバイパスフィルタ回路装置を構成する。

本発明を用いることによって主電力網を介する遠隔制御
システムにおいて受信側の主給電電圧が例えば５０サイ
クル／秒２２０■の交流電圧であってよい。

遠隔制御信号は例えば２１７サイクル／秒の周波数をも
ち、信号レベルは例えば約１■であってよい。

当業者にとってサンプリングすなわちデジタルフィルタ
が２２０ｖのような高い入力レベルに耐えるのが困難で
あることは明らかである。

したがってこの高レベルを減衰するためにフィルタ入力
端の前にＣＲ素子の形態で別の前置フィルタを置くこと
が都合よい。

当業者として５０サイクルの主電圧がこの対策によって
所望の遠隔制御信号（例えば２１７サイクル／秒）のレ
ベルよりはるかに減衰され得る。

この別の前置フィルタはコンデンサ５５および抵抗５７
によって第４図では実現されている。

第１の補助周波数が５０サイクル／秒（主給電電圧）で
あるとし、遠隔制御信号が２１７サイクル／秒をもつな
らば、これ１７ ６２つの周波数の間の比 は第１の所定関係０ を構成する。

任意の周波数がｆＳ（＝遠隔制御信号）のために選択さ
れてよいが、ある値が実際的な理由から好ましい。

接続点、すなわち端子５６の後段には、ローパスフィル
タ装置を構成する抵抗５８とコンデンサ５９とから成る
ＲＣ素子が接続され、ローパスフィルタ回路５８．５９
のロールオフ周波数は、サンプリングフィルタが同様に
応答する信号周波数の高調波がさらに弱められるように
、クロック周波数より少なくともｌオクターブ低く選択
されるのが有利である。

もち論、例えばＬＣフィルタ、あるいは能動ＲＣフィル
タ等の他の種類の周知のフィルタ回路が前置フィルタ回
路３５として設けられ得る。

サンプリングすなわちデジタルフィルタの周知の理論か
ら選択されているフィルタ型の構成はサンプリングフィ
ルタのクロック入力端に特定のクロック周波数を供給し
てこれによりその応答周波数が、受信される遠隔制御信
号の周波数に対応させる必要がある。

このクロック周波数は第１の補助周波数、例えば主電圧
周波数から形成されてもよい。

実際例として、２１６と２／３サイクルのクロック周波
数がこの周波！（２１６と２／３サイクル／秒）の遠隔
制御信号の受信中に必要とされるとき、受信側では主周
波数のサイクル（５０サイクル／秒）が３で割られて１
６と２／３サイクル／秒の低調波周波数を得る。

次に１６と２７３サイクル／秒のこの低調波の周波数が
１３を掛けられて２１６と２／３サイクル／秒を得る（
この周波数変換は周知の１位相固定ループ技術”によっ
て容易に実施され得る。

サンプリングフィルタへ送られるクロック周波数を電力
網周波数から発生する周波数変換器３７としては例えば
アメリカ合衆国カリフォルニア・サニーベールのシダネ
チツクス・コーポレ・−ジョン（Ｓｉｇｎｅｔｉｃｓ
Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）の１位相固定ループ線形集積
回路”５Ｅ５６５／ＮＢ５６５のカタログの第４図に開
示されている種類の装置が選択され得る。

このカタログでは周波数変換器の入力端は数字２によっ
て指示され、出力端は数字５によって指示されている。

数字２によって指示されているこの入力端は第３図およ
び第４図に記載されている回路の入力端３６に対応する
。

前述の出力端５は実施例では第３図および第４図の出力
端４４に対応している。

さらにアナログ−デジタル変換器４０としてマサチュー
セッツ・バーリントンのハイブリッド・システムズ・コ
ーポレーション（ＨｙｂｒｉｄＳｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｒ
ｐｏｒａｔｉｏｎ）から入手可能な例えばＡＤＣ５９０
−８が用いられ得る。

この市販のアナログ−デジタル変換器に関する詳細は前
述の商業コードの指示の下にこの会社の刊行物“データ
変換製品１９７２集約カタログ“に開示されている。

デジタル−アナログ変換器４８として例えば前記ハイフ
リット・システムズ・コーポレーションの市販型ＤＡＣ
−３２６が用いられ得る。

このデジタル・アナログ変換器に関するさらなる詳細も
その会社の前述の刊行物に見い出すことができる。

デジタル比較器５２（第４図）として例えばドイツ国Ｇ
ｍｂＨのテキサス・インスツルメンツ・インコーポレー
ション（Ｔｅｘａｓ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓＩｎｃ、
）から市販されている市販型８Ｎ７４７５の４ビツトの
数量比較器が用いられ得る。

このデジタル比較器に関するさらなる詳細は前述のコー
ド指示の下に第２版ＣＣ−４０１／１２７１５のテキサ
ス・インスツルメンツ・インコーポレーションの１設計
技術者のための集積回路カタログ“の題名のカタログに
現われている。

サンプリングフィルタ４３の実施例の構成および作動態
様を説明するために同じ通過特性をもつアナログフィル
タを、第６図および第６ａ図に基づいて最初に考慮する
。

第６図で符号ａは入力信号ｒ（１）の入力端を指示して
いる。

入力端ａに第１のアナログ減算素子すが接続され、第１
のアナログ減算素子すの次に第２のアナログ減算素子Ｃ
が接続されている。

第２のアナログ減算素子Ｃの出力信号”ｘ（ｔ）は第１
のアナログ積分器ｄへ送られ、出力信号対〇が端子ｅに
現われる。

同じ時刻のこの出力信号族ｔ）は第６図のアナログ帯域
通過フィルタの出力信号を構成する。

出力信号妥（ｔ）は端子ｅから第１のアナログ掛算器ｇ
を介して第２のアナログ減算素子Ｃへ送られる。

第２のアナログ積分器ｆの出力信号Ｘ（１）は第２のア
ナログ掛算器りを介して第１のアナログ減算素子すへ送
られる。

入力信号ｒ（１）と第２のアナログ掛算器りの出力信号
ａ２・Ｘ（ｔ）との差は第１のアナログ減算素子すに形
成され、信号ε（１）として第２のアナログ減算素子Ｃ
へ送られる。

前述の信号ε（１）と第１のアナログ掛算器ｇの出力信
号ａ１・ｘ （ｔ）との差は第２のアナログ減算素子Ｃ
に形成され、°；ｃ（ｔ）により第６図に指示されてい
る。

第６ａ図は第６図のアナログ帯域フィルタ装置を一般の
ブロック図で示している。

第６ａ図はアナログ帯域フィルタの数学的な関係あるい
は公式を示す。

この公式は伝達関係を表わしている。このアナログフィ
ルタの特性（第６ａ図）は第６図に示される電力と種々
の（アナログ作動の）ブロックｂからｈまでの相互作用
とによって得られる。

同じ構成あるいは接続を用いることによって、しかしア
ナログブロックを、それらに対応するデジタルブロック
６０ないし６６（第７図に示されているように）に置き
換えることによってデジタルサンプリングフィルタに第
６図のアナログサンプリングフィルタと同じ伝達特性（
第６ａ図）をもたせる。

この図では次の記号が表わすものは： Ｒ（ｓ）＝ラプラス変換された入力信号 Ｘ（ｓ）−ラプラス変換された出力信号 Ｓ ＝複素周波数 ａ、 ＝＝第１の掛算器ｇの掛算因子 ａ２＝第２の掛算器りの掛算因子 この伝達関数では極は分母の零位置、すなわちａ２＋ａ
１ｓ十ｓ −０ によって決められる。

すなわち極はａｌおよびａ２によって完全に決められる
。

回路の共振周波数および性質は次の関係式あるいは方程
式により決められる。

第６図の参照から分かるように、アナログ帯域フィルタ
は３つの異なるアナログ関数ブロック、すなわち減算素
子、積分器、および掛算器によって構成され得る。

関数ブロックのデジタル構成によって、第７図のブロッ
ク図によって描かれているようなデジタルフィルタが形
成されている。

第７図のデジタルフィルタの構成は第６図のアナログフ
ィルタの構成と同一 である。

走査フィルタ４３（第７図）の入力端４２は、デジタル
入力信号ｒ（■）を走査フィルタ４３に送り、第１のデ
ジタル減算素子６０および第２のデジタル減算素子６１
を介して第１のデジタル積分器６２へ送られる。

第１のデジタル積分器６２の次には第２のデジタル積分
器６３が配置されている。

第１の積分器６２のデジタル出力信号は端子４６へ送ら
れる。

第１のデジタル積分器６２の出力端から、すなわち端子
４６から第１のデジタル掛算器６４を介して信号ａ１．
ｘ（ｖ）が第２の減算素子６１へ帰還される。

第２のデジタル積分器６３の出力端６５から出力信号Ｘ
（■）が第２のデジタル掛算器６６が信号ａ２・ｘ （
ｖ）の形態で第１の減算素子６０へ帰還される。

次に前述の３つの関数ブロック（減算素子、積分器、お
よび掛算器）のデジタル構成を実現する態様を説明する
。

減算素子 この目的のために例えば、 電子デジタル技術 ポールＭ、キントナ（Ｐａｕｌ Ｍ、 Ｋｉｎｔｎｅｒ
）１９６８年マグロ−ヒル・ブック・コンパニーニュ
ーヨーク州ニューヨーク市 の第８図ないし第２５図（第２１７頁）に開示されてい
る種類の回路が用いられ得る。

掛算器 掛算器として例えば 電子デジタル技術 ポール鳳キントナ（Ｐａｕｌ Ｍ、 Ｋｉｎｔｎｅｒ）
１９６ ｓ年マグロ−ヒル・ブック・コンパニーニュー
ヨーク州ニューヨーク市 積分器 デジタル積分器は例えば速度掛算器（ｒａｔｅ−ｍｕｌ
ｔｉｐｌｉｅｒ）およびアップダウンカウンタによって
構成される。

速度掛算器として例えばテキサス・インスツルメンツ・
インコーポレーションの集積回路型ＳＮ７４９７が用い
られ、また、アップダウンカウンタとして例えば同社の
集積回路型ＳＮ７４１９１が用いられ得る。

前述の回路はテキサス・インスツルメンツ・インコーポ
レーションの前述のカタログに記載されている。

デジタル積分器の原理的な関数を第８図に関連して説明
する。

該回路は、速度掛算器９０２のクロック入力端９０１に
接続されているクロック発生器９００から成る。

積分される２通信号Ａは端子９０３へ送られ、導線９０
４を介して速度掛算器９０２の信号入力端９０５へ送ら
れる。

さらに積分される信号は導体あるいは線９０６を介して
制御装置９０８の入力端９０７へ送られる。

制御装置９０８の出力端９０９は導体あるいは線９１０
を介してアップダウンカウンタ９１２の入力端９１１へ
接続されている。

速度掛算器９０２の出力端９１３は導体９１４を介して
アンドゲート９１５の第１の入力端９１５ａへ接続され
、制御装置９０８の別の出力端９１６は導線９１７を介
してアンドゲート９１５の別の入力端９１５ｂへ接続さ
れている。

アンドゲート９１５の出力端９１８は導体９１９を介し
てアップダウンカウンタ９１２のクロック入力端９２０
へ接続されている。

最後に積分入力信号Ａを表わす信号がカウンタ９１２の
端子９２１から取出され、導体９２２を介して端子９２
３へ送られる。

第８図のデジタル積分器９２４の作動態様は次のとおり
である。

前述のカタログの速度掛算器９０２の記載から明らあ）
なように、端子９１３のデジタル出力信号の周波数は信
号入力端９０５の２進入力信号Ａの値に比例する。

この結果、端子９１３の信号の周波数は積分される信号
Ａに比例する。

今もし制御装置９０８の端子９１６に論理信号０１“が
現われるならば、速度掛算器９０２の出力信号は端子９
１３から導体９１４、ゲート９１５、および導体９１９
を介してアップダウンカウンタ９１２のクロック入力端
９２０に達する。

この結果、アップダウンカウンタ９１２の端子９２０の
クロック信号の周波数は積分される信号Ａの大きさに比
例する。

信号Ａの値が大きい場合、端子９２３の出力信号は、信
号Ａの値が小さい場合より急速に増加あるいは減少する
。

端子９２３の出力信号が大きいか小さいかの決定は制御
装置９０８において実施され、積分される信号Ａの符号
に関係する。

前述したようにサンプリングフィルタは信号入力端とは
別に少なくとも１つの制御入力端をもつ。

したがってサンプリングフィルタ４３（第３図）も制御
入力端４５をもつ。

この制御入力端の各クロックパルスに対してデジタルフ
ィルタは（■）。

六■） 、 六■） 、 ｘ（ｖ） 、 ａ、 、 社
■ｘおよびａ２− Ｘ（Ｖ）の新しい値を計数する。

なぜならばクロック信号は第９図に接続を描かれている
破線を介して減算素子６０，６１、積分器６２，６３、
および掛算器６４．６６（第９図）の制御装置へ送られ
るからである。

なお第１図はデジタルサンプリングフィルタの原理的な
ブロック回路図である。

第４図では数字３０′は受信機の全体の周波数の選択区
分を指示している。

この区分は他の構成部分の間にサンプリングフィルタ４
３を備えている。

第７図は可能なサンプリングフィルタ４３の詳細な構成
を示している。

第９図は第７図に対応するが、さらにそれはクロックパ
ルスがいかにかつどこへ供給されるかを（破線によって
）示している。

本発明を実施例について説明したが、本発明はこれらの
実施例に限定されず、特許請求の範囲内で種々に実施さ
れることは言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図はデジタルサンプリングフィルタの原理的なブロ
ック回路図、第２図はデジタルローパスフィルタのステ
ップ応答のグラフ図、第３図は選択的な受信機のブロッ
ク回路図、第４図は受信機の別の構成図、第５図は前置
フィルタ回路装置の回路図、第６図はフィルタ回路の原
理的な構成図、第６ａ図は第６図のフィルタの通過特性
を示す図、第７図はデジタルフィルタのブロック回路図
、第８図はデジタル積分器のブロック回路図、第９図は
デジタルフィルタのブロック回路図である。 ３０・・・・・・受信機、３１・・・・・・線、３５・
・・・・・前置フィルタ回路、３７・・・・・・クロッ
ク発生器、４０・・・・・・アナログ−デジタル変換器
、４１・・・・・・出力端、４２・・・−・・入力端、
４３・・・・・・サンプリングフィルタ、４８・・・・
・・デジタル−アナログ変換器、４６・・叩出刃端。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 周波数が電力線周波数に対して第１の関係に保持さ
   れている遠隔制御信号を送信機の側において形成し、電
   力網を介して少なくとも１つの受信機へ遠隔制御信号と
   電力線電圧とを伝送し、クロック周波数が電力線周波数
   に対して第２の関係に保持されているクロック信号を受
   信機の側において形成し、第１の関係では遠隔制御信号
   が被乗数としての電力線周波数と所定の第１の乗数との
   積であり、第２の関係ではクロック周波数が被乗数とし
   ての電力線周波数と所定の第２の乗数との積であり、ク
   ロック周波数が受信機内のコンピュータフィルタの応答
   周波数を制御してその応答周波数を遠隔制御信号の周波
   数に追従させることを特徴とする、電力網を介する信号
   伝送方法。