JPS5829476B2 - ヒアンテイドプラ−レ−ダ−ヨウ シンゴウタイザツオンヒケンシユツキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 航空機の操縦に使用されているドプラレーダシステムは
大地に対してマイクロ波のラジオビームな発射し、大地
から反射してくるドプラ周波数を測定するものである。

このようなシステムにより航空機の対地速度、偏流角、
下降速度及び上昇速度等を決定することができる。

ドプラレーダシステムにおいては、ドプラ周波数を測定
する装置を周波数追跡装置と呼んでいる。

ドプラ反射は航空機用レーダシステムによって周波数の
広いレンチで受信される。

このレンチはドプラ反射のＳＮ比（信号対雑音比）が一
定のレベル以上ある時には使用され、うまく測定できる
。

従来の周波数追跡システムはＳＮ比が適当であるか否か
を検出するＳＮ比検出器を含んでいる。

ＳＮ比が臨界レベル以上の時にはＳＮ比検出器はレーダ
システムを１サーチ“のモードから１定常“（ノーマル
）のモードに切換える出力を生ずる。

しかしながら、ＳＮ比が臨界レベル以下であると、それ
は信頼性のない情報によることになるために、このシス
テムでは１定常〃のモードに入らない。

通常のドプラレーダシステムにおける周波数追跡装置は
、異なった周波数の２つの信号を受信する。

１つの信号はドプラ信号と雑音を表わし、他の信号は雑
音のみを表わす。

これら２つの信号は従来のシステムにおいて検出され、
検出された信号は直流信号を得るために減算される。

この得られた直流信号はその感度、すなわちＳＮ比が、
このシステムの満足な動作に対する臨界レベルの上又は
下であることを示す。

この信号は適当な論理回路に与えられ、このレーダシス
テムはＳＮ比が臨界レベル以上の時に１定常〃モードに
設定される。

従来のドプラレーダシステムにおける周波数追跡装置は
、受信したドプラ反射の中心に局部発振器の周波数を位
置決めする閉ループを含んでいる。

ドプラ反射はレーダシステムのマイクロ波受信機によっ
て生じる広帯域の雑音上に重ねられる。

従来のドプラレーダシステムにおけるＳＮ比検出器の機
能は、局部発振器がドプラ反射の周波数内に位置決めさ
れた時に、正確な追跡に対してＳＮ比が適切であるかど
うかを決定することにあった。

従来のＳＮ比検出器では、局部発振器の周波数付近の狭
帯域の信号及び雑音を雑音の狭帯域の標本値と比較して
いた。

従来のシステムにおける雑音の標本値はドプラ反射の周
波数範囲外の固定周波数、又はドプラのシフト周波数に
比例した周波数で取られた。

従来の方法は安定アンテナドプラレーダシステムにおい
ては満足すべきものであった。

この「安定アンテナドプラレーダシステム」とは、航空
機等のロール或いはピッチの間でサイドローブ及びイメ
ージビーム反射がこのシステムの雑音レベル以下のもの
をいう。

しかしながら、サイドローブ及びイメージビーム反射が
雑音レベルを越えることが多い安定な特性ではないドプ
ラレーダシステム、つまり非安定（ｎｏｎ ５ｔａｂ
ｉｌｉｚｅｄ ）アンテナドプラレーダシステムにおい
ては、これらの反射をシステムが識別できない時には、
周波数追跡装置が誤ったところで固定されてしまう可能
性を有している。

この発明はこのような識別を行なうシステムであって、
これは局部発振器の追跡周波数の上及び下の周波数帯域
を除いて、周波数追跡装置の入力の全通過帯域にわたる
雑音を標本化することによって達成される。

この周波数帯域はドプラ反射のありそうな周波数帯域を
包含するように選択される。

この発明のシステムにおいては、周波数追跡装置が特別
なドプラシフト周波数における特別なスペクトルに固定
されようとした場合、他のドプラシフト周波数における
ドプラスペクトルが雑音レベルに加算される。

従って、もしこのシステムがドプラ反射の最大のところ
で固定されないと、他の周波数における反射に基づく全
雑音レベルが固定の状態になる。

従って、この発明のシステムにおいては、周波数追跡装
置が誤ってサイドローブやイメージビーム反射上に固定
されようとすると、異なったドプラシフト周波数におけ
る高振幅の真の反射によっテ雑音レベルが増大し、それ
によってＳＮ比検出器の出力が１サーチ“モードからゝ
定常“モードに切換わるのを許さず、システムは誤った
エコーに固定されそうになったことを気がつくようにさ
れる。

真のドプラ反射がこの発明のシステムに与えられた時に
のみ、ＳＮ比検出器はシステムがその追跡モードに切換
わることを許す適切な出力を生ずる。

以下にこの発明を図面によって更に詳細に説明する。

第１図はドプラレーダシステムの一部のブロック図であ
り、特にこの発明の一実施例のＳＮ比検出器を組み込ん
だ周波数追跡装置の一部分を示している。

第２図は第１図のシステムのＳＮ比検出器部分の更に詳
細な図であり、第３図から第６図はこの発明の詳細な説
明するための図である。

第１図のシステムにおいて、ドプラ入力はエミッタフォ
ロワ１０を介して混合器及びＡＧＣ回路１２と混合器及
びＡＧＣ回路１４とに与えられる。

なお、エミッタフォロワ１０、混合器及びＡＧＣ回路１
２．１４、或いは他の第１図に示す各素子は従来より知
られており、これらを横取するために公知の回路を使用
することができる。

従って、この発明の説明に対して各ブロックの詳細な回
路説明は不要と考える。

混合器及びＡＧＣ回路１２の出力は切換え可能な低減通
過（ＬＰ ）フィルタ１６に与えられ、このフィルタ１
６の出力は切換え可能な高域通過（ＨＰ）フィルタ１８
に与えられる。

また、混合器及びＡＧＣ回路１４の出力は切換え可能な
低域通過（ＬＰ）フィルタ２０に与えられ、このフィル
タ２０の出力は切換え可能な低域通過（ＬＰ）フィルタ
２２に与えられる。

これらのフィルタ１６．１８，２０，２２は切換信号に
よって通過帯域が広狭に切替制御される。

その切換信号はレーダシステムにおいて公知の方法で形
成され、適当な駆動手段２４を介して各フィルタ１６．
１８゜２０．２２に与えられるようになっている。

ここで、各フィルタ１６，１８，２０，２２の特性曲線
を第７図に示す。

第７図に示すように、ゝサーチ〃モードにおいて、低域
通過フィルタ１６ 、２０ 、２２は第１のカットオフ
周波数ｆ１（例えば、ｆ１＝３ｏＯｏＨ２）で遮断サレ
ル広い通過帯域特性に切替制御され、高域通過フィルタ
１８は第２のカットオフ周波数ｆ２ （例えば、ｆ２＝
７００Ｈｚ）で遮断される広い通過帯域特性に切替制御
される。

また、１追跡“モードにおいて、低域通過フィルタ１６
，２０，２２は第２カットオフ周波数ｆ２で遮断される
狭い通過帯域特性に切替制御され、高域通過フィルタ１
８は第１カットオフ周波数ｆ１で遮断される狭い通過帯
域特性に切替制御される。

一方、フィルタ１８及び２２からの各出力は加減算増幅
器２６に与えられ、この増幅器出力はダイオードブリッ
ジ２８に与えられる。

これら加減算増幅器２６及びダイオードブリッジ２８は
マルチプライヤを形成し、このマルチプライヤはフィル
タ１８及び２２からの出力の代数和に対応する直流信号
を出力する。

マルチプライヤからの直流出力は後述する切換回路３１
を有する演算増幅器３０を介して電圧制御器発振器３２
に与えられ、この発振器３２がこのシステムの局部発振
器となっている。

局部発振器３２からの発振出力は４段の分周器３６に与
えられてＨに分周され、混合器及びＡＧＣ回路１２，１
４に対する各局部発振器信号はこの分周器３６より与え
られる。

例えば、正弦の局部発振器信号は混合器及びＡＧＣ回路
１２に与えられ、余弦の局部発振器信号は混合器及びＡ
ＧＣ回路１４に与えられる。

また、混合器及びＡＧＣ回路１４からの出力は帯域通過
（ＢＰ）フィルタ３８を介してＳＮ比検出器４２内の雑
音増幅器（図示せず）に与えられ、その出力が検出器４
８に入力される。

さらに、低域通過フィルタ２２からの出力は低域通過フ
ィルタ４３を介してＳＮ比検出器４２内の増幅器４４に
与えられる。

すなわち、信号成分及び雑音成分を含むフィルタ４３か
らの出力ＳＮＳは増幅器４４に与えられ、雑音成分ＮＯ
８のみが別途雑音増幅器に与えられる。

増幅器４４の出力は検出器４６に与えられ、雑音増幅器
の出力は検出器４８に与えられる。

検出器４６．４８の各出力は後述する切換回路５１を有
する演算増幅器５０に与えられ、その出力が第２の演算
増幅器５２に接続されている。

しかして、この増幅器５２の出力は論理回路５４に与え
られ、この論理回路５４によってＳＮ比が臨界レベル以
上と判断された場合に、ゝ追跡“モードへの切換信号が
発生される。

第１図の回路を含んだ実施例のシステムでは、それぞれ
の放射ビームに対応する４つの同一の周波数追跡装置で
成る周波数追跡装置を備えている。

このシステムの出力は連続的に４つの周波数追跡装置を
切換え、各個々の追跡装置にはその関係するビームの期
間のみにしか人力を与えない。

第１図におけるＳＮ比検出器４２はこれら４つの追跡装
置すべてに共通であって、３１及び５１で示すような適
当な切換回路（４段）がそれぞれコンデンサを介して演
算増幅器３０及び５００人出力間に接続されている。

このシステムで周波数追跡装置が切換えられる毎に、増
幅器内では異なったコンデンサ容量に切換えられる。

すなわち、４つの周波数追跡装置は順次時分割で動作す
べく切替えられる。

各増幅器３０．５０は切替スイッチ３１，５１により切
替えられてコンデンサが結合されたとき積分器として機
能する。

コンデンサの結合（又は切替スイッチ３Ｌ５１の切替動
作）のタイミングは周波数追跡装置の切替えと同期的に
行われ、各周波数追跡装置がＳＮ比検出器に接続される
ときのコンデンサは常に対応している。

つまり、例えば第１の周波数追跡装置が接続された場合
はいつもコンデンサＣ３９で、第２の周波数追跡装置の
場合はコンデンサＣ４０というようにである。

このように、コンデンサは各周波数追跡装置にそれぞれ
対応して切替接続される。

第１図のシステムは追跡ループを備えており、その追跡
ループというのは電圧制御発振器３２と、その出力を受
けてそれぞれ混合器及びＡＧＣ回路１２．１４にフィー
ドバックする分局器３６を含むループのことである。

そのループにおいて、電圧制御発振器３２からの正弦及
び余弦の局部発振器信号はそれぞれ混合器及びＡＧＣ回
路１２及び１４でドプラスペクトルと混合される。

かくして、ドプラスペクトルの中心周波数と各局部発振
器信号との周波数の差に比例する誤差信号が発生され、
それが局部発振器３２０周波数をドブラスペクトルとの
差が零になるまでシフトする。

このようにして発振器の周波数はドプラスペクトルの主
周波数のアナログ量になる。

第１図の識別器ループの動作は、エミッタフォロワ１０
からの時間的に連続しているドプラスペクトル信号の受
信から始まる。

ここにいう識別器ループというのは、混合器及びＡＧＣ
回路１２、低域通過フィルタ１６、高域通過フィルタ１
８を介して加減算増幅器２６へ到るループ、混合器及び
ＡＧＣ回路１４、低域通過フィルタ２０，２２を介して
加減算増幅器２６へ到るループとを含み、加減算増幅器
２６の出力がダイオードブリッジ２８に接続されて識別
器ループの最終段となる。

上記スペクトル信号は混合器及びＡＧＣ回路１２及び１
４に与えられると共に、これら混合器及びＡＧＣ回路１
２及び１４には９０°相違した正弦及び余弦の局部発振
器信号がそれぞれ与えられる。

入カドプラスベクトルはこのような混合過程によって零
周波数付近に配置される。

混合器及びＡＧＣ回路１２と１４で９００相違した局部
発振器信号による効果は、変換されたスペクトルに含ま
れるすべての周波数成分の正弦及び余弦を混合器の出力
に得ることができるということである。

また、低域通過フィルタ１６及び２０の低域通過特性は
、各チャネルの差周波数以外は通さないことである。

ここに、各チャネルというのは＋９０°又は−９０°位
相がシフトされた入力信号を表わしており、一方のチャ
ネルは＋９００で他方のチャネルは一９０°のものであ
り、よって互に９０°の位相差を有する。

フィルタ１６及び２０からの差周波数は、次に余弦チャ
ネルの低域通過フィルタ２２、正弦チャネルの高域通過
フィルタ１８にそれぞれ導かれる。

これらの２つのフィルタ１８及び２２は２つのチャネル
の周波数を互いの位相状態のままで遅らせる。

信号は次に加減算増幅器２６及びダイオードブリッジ２
８で構成されるマルチプライヤによって増倍され、この
マルチプライヤは直流誤差信号を発生する。

この直流誤差信号は局部発振器出力が人力中心周波数よ
り大きい場合には正となり、局部発振器出力が入力中心
周波数より小さい場合には負となる。

これは負の角度の正弦は負であり、余弦は正であること
によって生ずる。

すなわち、フィルタ１８及び２２からの２つの信号は加
減増幅器２６で処理されるが、この１つの出力は入力の
和であり、他の出力は入力の差となっている。

和及び差信号は次にダイオードブリッジ２８で整流され
互いに減算され、これにより直流誤差信号が得られる。

こうして得られた直流誤差信号は演算増幅器３０及び切
換回路３１で戒る積分回路に与えられる。

この積分回路の出力は直流電圧であり、この直流電圧は
局部発振器の周波数と受信したドプラスペクトルの中心
周波数との差が零となるように電圧制御発振器３２を制
御する。

この発明のＳＮ比検出器４２は上述の如く、局部発振器
の周波数付近の狭帯域における信号及び雑音を、局部発
振器の追跡周波数の上及び下の周波数帯域を除く周波数
追跡装置の全帯域に亘って標本化した雑音と比較する。

特に、ＳＮ比検出器４２は固定された広帯域の雑音パワ
ーをループの追跡周波数付近の狭帯域の信号及び雑音パ
ワーと比較する。

ゝ追跡“切換信号はこの測定の結果、ＳＮ比が臨界レベ
ル以上であると発生される。

エミッタフォロワ１０よりの広帯域のドプラ入力は混合
器及びＡＧＣ回路１４において局部発振器の周波数と混
合され、入力信号はほぼ零周波数付近に変換される。

狭帯域の低域通過フィルタ４３は零周波数付近の入力信
号を標本化し、検出器に信号及び雑音の標本値を供給す
る。

帯域通過フィルタ３８は第３図に示す如く例えば１〜１
０ＫＨｚ の信号を通し、原ドプラスペクトルの上及び
下の２つの雑音標本値を供給する。

これは混合器における折りたたみによって行なうことが
できる。

追跡ループが信号を追跡していないゝサーチ“モードの
間は、雑音標本値は信号を含むことになる。

この状態では第５図に示すように雑音レベルは増大し、
このためＳＮ比検出器４２はゝ追跡“モード切換信号を
発生せず、このシステムはサーチモードにとどまる。

上述したように優勢な主ローブ信号の存在によるサイド
ローブへの引込みを避けるために、雑音の標本化は背景
雑音の全周波数範囲に亘って行なわれる。

追跡装置がサイドローブ反射に固定されようとすると、
第６図に示すように主ローブが雑音チャネルのレベルに
加わり、これによってゝ追跡“の指示を防ぐ。

この時に、追跡フィルタは０．６ ＫＨｚ まで拡が
り、識別器は両スペクトルをとらえることが可能となる
。

主口−ブ信号は比較的大きいので、識別器は局部発振器
の周波数が主ローブ反射の位置になるように動作する。

論理回路５４からの追跡指示はフィルタの通過幅を追跡
装置が主ローブを追跡するのに十分なまでに減少させる
。

第１図のＳＮ比検出器４２において、混合器及びＡＧＣ
回路１４の出力は１〜１０ＫＨｚ の帯域通過フィルタ
３８を介して検出器４８に与えられ、ＳＮ比検出器４２
に対する雑音入力となる。

追跡ループ中の低域通過フィルタ２２の出力は低域通過
フィルタ４３によって１６０ Ｈｚの帯域幅に減少され
、検出器４６に与えられてＳＮ比検出器４２に対する信
号及び雑音入力となる。

２つの検出器４６及び４８の各出力は増幅器５σで加算
され、この増幅器５０は上述の如く連続して放射される
ビームのためのコンデンサで成る長時定数平滑回路の切
換回路５１を有している。

ＳＮ比検出器４２の出力は論理回路５４に与えられ、こ
の回路は追跡ループにおいてビームが追跡されている間
、各ビームに対してゝ追跡“或いはゝサーチ“の出力を
発生する。

第２図に更に詳細に示すように、ＳＮ比検出器４２は演
算増幅器４４を含むこともできる。

低域通過フィルタ４３かも出力された信号は接地されて
いるコンデンサＣ３４に接続されている抵抗Ｒ３７を通
って演算増幅器４４の正入力端子に導かれる。

抵抗Ｒ３７は１６．９にΩの抵抗値を有し、コンデンサ
Ｃ３４は４７０ＰＦの容量値を有している。

一方、演算増幅器４４の負入力端子は接地された抵抗Ｒ
３９に接続されており、この抵抗Ｒ３９の値は例えばＩ
ＯＫΩである。

増幅器４４の出力は例えば１０００ＰＦの容量値を有す
る帰還コンデンサＣ３５を介して入力側に帰還され、抵
抗Ｒ３８は負入力端子への帰還路に接続されている。

また、増幅器４４の出力は結合コンデンサＣ３１に接続
された抵抗Ｒ４０に接続されており、抵抗Ｒ４０は６１
．９にΩの抵抗値を持ち、コンデンサＣ３１は０．０１
μＦの容量値を有する。

しかして、検出器４６はダイオードＣＲ１２及びＣＲ１
３によって構成され、正検出器４８はダイオードＣＲ１
４によって構成されている。

また、帯域通過フィルタ３８からの雑音は抵抗Ｒ４１゜
結合コンデンサＣ３８を介してダイオードＣＲ１４に与
えられる。

抵抗Ｒ４１は１０にΩの抵抗値を持ち、コンデンサＣ３
８は１．０μＦの容量値を持つ。

コンデンサＣ３８はダイオードＣＲ１５のアノードに接
続され、このダイオードＣＲ１５はダイオードＣＲ１４
と共に検出器４８を構成している。

検出器４６及び４８の共通出力端子は演算増幅器５０の
負入力端子に接続され、その正入力端子は接地されてい
る。

また、増幅器５０はダイオードＣＲＩ６によって分路さ
れており、増幅器５０の出力はＩＯＫΩの抵抗値を有す
る抵抗Ｂ４２を介して増幅器５２の負入力端子に接続さ
れる。

増幅器５２の正入力端子はＩＯＫΩの抵抗Ｒ４３に接続
され、この抵抗Ｒ４３は直流電源の正側端子に接続され
ている。

増幅器５２の出力はコンデンサＣ４４を介して増幅器５
０の入力側に帰還され、コンデンサＣ４４は抵抗Ｒ４４
で分路されている。

コンデンサＣ４４は０．１μＦの容量値を持ち、抵抗Ｒ
４４は３００にΩの抵抗値を有する。

増幅器５２の出力は論理回路５４に与えられる。

以上述べたように、この発明は改良されたＳＮ比検出器
システムを提供するものであり、特に非安定アンテナド
プラレーダシステムにおいて有効であり、この発明によ
れば有効なドプラ反射に周波数追跡装置が固定された時
にのみ、システムに追跡指令信号を与える。

以上、この発明を一実施例によって説明したが、この発
明は上記実施例に限定されるものでなく、特許請求の範
囲に記載されたすべての範囲に及ぶものである。

以下にこの発明の好ましい実施の態様を要約して列挙す
る。

（Ｌ） 比較的狭い周波数帯域は局部発振器の追跡周
波数の上部及び下部に延びている特許請求の範囲に記載
のシステム。

（２）前記第１の回路手段は帯域通過フィルタを含んで
いる特許請求の範囲に記載の結合物。

（３）前記検出回路は前記第２の回路手段の出力を検出
するための第１の検出器、前記第１の回路手段の出力を
標本化するための第２の検出器、及び前記第１及び第２
の検出器に接続されその各出力を加算しその出力とする
回路を含んでいる特許請求の範囲に記載のシステム。

【図面の簡単な説明】

第１図はドプラレーダシステムの一部のブロック図であ
り、特にこの発明の一実施例のＳＮ比検出器を組込んだ
周波数追跡装置の一部分を示し、第２図は第１図のシス
テムのＳＮ比検出器部分の更に詳細な図、第３図乃至第
６図はこの発明の詳細な説明するための図、第７図は各
フィルタ０特性曲線図である。 １０・・・・・・エミッタフォロワ、１２，１４・・・
・・・混合器及びＡＧＣ回路、１６，２０，２２・・・
・・・低域通過フィルタ、１８・・・・・・高域通過フ
ィルタ、２４・・・・・・駆動手段、２６・・・・・・
加減算増幅器、２８・・・・・・ダイオードブリッジ、
３０・・・・・・演算増幅器、３２・・・・・・電圧制
御発振器、３６・・・・・・分周器、３８・・・・・・
帯域通過フィルタ、４２・・・・・・ＳＮ比検出器、４
３・・・・・・低域通過フィルタ、４４・・・・・・演
算増幅器、４６．４８・・・・・・検出器、５０ 、５
２・・・・・・演算増幅器、３Ｌ５１・・・・・・切換
回路、５４・・・・・・論理回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 雑音の背景上に重畳されるドプラ反射のスペクトル
   が追跡局部発振器から発生された局部発振器信号と混合
   されるようなドプラレーダの周波数追跡装置に使用する
   ためのＳＮ比検出器システムにおいて、 ドプラ反対のスペクトルに反応する局部発振器の追跡周
   波数の近傍の比較的狭い周波数帯域を除き周波数追跡装
   置の入力の全通過帯域に亘って背景雑音を標本化する第
   １の回路と、 局部発振器の追跡周波数の近傍の前記周波数帯域におけ
   るドプラスペクトル反射信号を標本化する第２の回路と
   、 前記第１及び第２の画路に接続され前記第１及び第２の
   回路からの信号を比較しＳＮ比が予め定められた最小レ
   ベル以上にあるか否かを指示する出力信号を発生する検
   出回路と、 を設げたことを特徴とする非安定ドプラレーダ用ＳＮ比
   検出器。