JPS583606B2 - ナノビヨウイカノ パルスオハツセイスルホウホウト パルスハツセイカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はパルス発生回路の分野、特にナノ秒以下のパ
ルス幅並びにパルス間に比較的長い時間間隔を持つ高電
圧パルスを発生する回路に関する。

従来、高い電圧に充電されている送電線路を長い時定数
にわたって周期的に放電させるキー素子として水銀リレ
ー・スイッチを使うことが知られている。

この方法により、１００ピコ秒程度の立上り時間並びに
数百ボルトの尖頭パルス電圧を持つ＋１秒以下のパルス
が得られる。

然し、振動するリードの機械的な制約の為、こう云うス
イッチは非常に高いデューテイ・サイクルで動作させる
ことが出来ない。

機械的な接点は劣化の傾向があり、ジツタ並びに雑音性
パルスを生ずる。

機械的な接点の劣化は接点を開閉する回数に比例するか
ら、スイッチの寿命がデューテイ・サイクルに反比例す
る。

更に、水銀リレー・スイッチの寿命は、一層高い動作電
圧で使う時、更に短くなる。

水銀リレー・スイッチの機械的な制約に対して当然考え
られる１つの解決策は、速い速度で電流を開閉し得る固
体装置によってスイッチを置換することである。

ステップリカバリ・ダイオードを使い、連続波の源から
誘導性−容量性共振回路を介してダイオードを駆動する
ことにより、一連のインパルス函数を発生することが出
来ることは周知である。

この形式では、ステップリカバリ・ダイオードによって
発生されるインパルスの繰返し速度が、源の駆動周波数
と同じである。

この代りに、連続波の源を、源の駆動周波数に較べて長
い時間的な間隔を持つパルスとし、こうして駆動周波数
に較べてやはり長い時間的な間隔で、くいかき（ピケッ
ト・フェンス）形パルスの群を発生することが出来る。

然し、レーダーのような或る用途では、一定の比較的長
い時間的な間隔をおいて単一の立上り時間の短いパルス
を発生することを必要とする。

「比較的長い時間的な間隔」と云う言葉は、レーダー装
置に於ける標的復帰時間より持続時間がずっと長い期間
として定義する。

この発明は最適バイアスを加えたステップリカバリ・ダ
イオードを用い、これが水銀リレー・スイッチの振動リ
ードの機械的な制約を受けないので、非常に高いデュー
テイ・サイクルで確実に動作させることが出来る。

更に、Ｐ波回路を用いて最適バイアスのステップリカバ
リ・ダイオードに対し減衰正弦波入力を送ることにより
、駆動周波数に較べて長い時間的な間隔をおいて単一の
パルスが発生され、こうして連続波の源の駆動周波数と
同じ繰返し速度を持つインパルスを作らずにすます。

この発明は、インパルス発生器又は階段函数発生器と微
分回路との直列の組合せに結合されたトリガ発生器のよ
うなトリガ・パルス源を含む電子回路である。

これらの装置によって発生された出力インパルスが予定
の値のインダクタンスＬを持つ濾波回路に結合される。

濾波回路は、印加されたインパルスに応答して、減衰正
弦波振動を発生し、これがステップカバリ・ダイオード
回路に結合される。

ステップリカバリ・ダイオードは能動又は受動回路によ
ってバイアスすることが出来る。

バイアス制御回路に受動回路を使う場合、ステップリカ
バリ・ダイオードから出力パルスを発生する方法を「第
２の逆放電方法」と呼ぶ。

これに対して、バイアス制御回路が電力源を含む能動回
路である場合、ステップリカバリ・ダイオードが出カパ
ルスを発生する方法が「第１の逆放電方法」と呼ばれる
。

こう云う名前は、第１の逆放電方法では、ステップリカ
バリ・ダイオードが、ステップリカバリ・ダイオードに
結合された減衰正弦波振動電流の１番目の半サイクルの
間に単一の高電圧のナノ秒以下のパルスを発生し、これ
に対して第２の逆放電方法では、ステップリカバリ・ダ
イオードが、ステップリカバリ・ダイオードに結合され
た減衰正弦波振動電流の２番目の半サイクルの間に単一
の高電圧のナノ秒以下のパルスを発生することに由来す
る。

相異なる回路素子のパラメータは、沢波回路が４各々の
インパルスを角周波数ω及び減衰定数δ＝ＲＦ／２Ｌを
持つ減衰正弦波に変換するように設計される。

ここでＲＦはステップリカバリ・ダイオードの順方向抵
抗であり、Ｌはｒ波回路の予定の値を持つインダクタン
スである。

ステップリカバリ・ダイオードに結合されるバイアス回
路は、ステップリカバリ・ダイオードが、各々のインパ
ルスによって発生された減衰正弦波振動に応答して、単
一の高電圧のナノ秒以下のパルスを発生することが出来
るような最適又は略最適のバイアスをステップリカバリ
・ダイオードに加えるように設計される。

こうして得られた単一のナノ秒以下のパルスの半周期が
、沢波回路のインダクタンスＬと、ステップリカバリ・
ダイオードの逆方向静電容量ＣＲとによって決定され、
単一のナノ秒以下のパルスは半周期ｔｐ／π＝以上の素
子の組合せにより、単一の高電圧のナノ秒以下のパルス
を発生するステップリカバリ・ダイオードを含む簡単で
経済的な電子回路が得られる。

第１図に示す単一の高電圧の幅の狭いパルスを発生する
回路１０が、制御トリガ発生器１１を含む。

この発生器は、インパルス発生器１２を作動するのに十
分な振幅を持つ複数個のトリガ・パルスを発生する。

トリガ・パルスは繰返し周期Ｔを持つ。

インパルス発生器１２は階段函数発生器を微分回路に結
合したものであってもよいし、或いはインパルス函数発
生器であってもよい。

インパルス発生器１２によって発生された出力パルス、
制御トリガ発生器１１によって発生されるトリガ・パル
スの繰返し周期Ｔと同一の繰返し周期Ｔを有する。

インパルス発生器１２によって発生されるインパルスの
パルス幅Ｃはπ／ωに等しい。

パルス幅Ｃの大きさは繰返し周期Ｔよりずっと小さい。

インパルス発生器１２に結合された濾波回路１３が、イ
ンパルス発生器１２から受取ったパルスを、角周波数ω
及び減衰定数δを持つ減衰正弦波に変換する。

濾波回路１３の効率は、インパルス発生器１２から受取
ったインパルスのフーリエ成分によって決定される。

即ち、効率をよくする為には、これらのインパルスは角
周波数ωの範囲で有力なフーリエ成分を持っていなけれ
ばならない。

即ち、インパルスの立上り又は立下り時間の逆数が角周
波数ωに極く近くなければならない。

ｒ波回路に結合されたステップリカバリ・ダイオード１
４がＰ波回路１３によって発生された減衰正弦波に応答
する。

ステップリカバリ・ダイオード１４に結合されたバイア
ス制御回路１５がステップリカバリ・ダイオード１４の
動作を制御する。

即ち、バイアス制御回路１５がステップリカバリ・ダイ
オード１４を連続波ＣＷ動作させることが出来るように
調節された場合、濾波回路１３によって発生された減衰
正弦波に応答して、減少する大きさを持つ一連のパルス
が発生される。

然し、この発明の実施例では、目的は、制御トリガ発生
器１１によって発生された各々のトリガ・パルスに応答
して、単一のパルス出力を得ることである。

従って、バイアス制御回路１５は、濾波回路１３によっ
て発生された各々の減衰正弦波に応答して、単一の出力
パルスだけが発生されるように調節しなげればならない
。

この発明の特定の実施例が第２図に略図で示されている
。

この実施例は、第２ａ図、第２ｂ図及び第２ｃ図の複数
個のバイアス回路を含み、これらは制御トリガ発生器１
１、インパルス発生器１２、濾波回路１３及びステップ
リカバリ・ダイオード１４と共に用いて、ｆ波回路１３
によって発生された各々の減衰正弦波に応答して、ステ
ップリカバリ・ダイオード１４から単一のパルス出力を
発生することが出来る。

代案として、コンデンサ３２と誘導子３１の接続点にコ
ンデンサ３４を結合し、他方の出力端子を誘導子３１と
コンデンサ３３の接続点に結合することにより、ダイオ
ード１４０両端でなく、誘導子３１０両端から出力パル
スを取出すことが出来る。

速いパルス電圧では、コンデンサ３２０両端の電圧降下
が無視し得るから、誘導子３１０両端の出力電圧はダイ
オード１４０両端の電圧に対して等しく且つ反対向きで
ある。

第２図の略図で、制御発生器１１が入力ダイオード２０
の陽極に結合され、このダイオードの陰極カエミツタ共
通様式のトランジスタ２２０ベース抵抗２１及びベース
端子ｂの接続点に接続されている。

抵抗２１の他方の端子及びトランジスタ２２のエミッタ
端子Ｃが太地に接続されている。

トランジスタのコレクタ端子２２ａが誘導子２３及び抵
抗２４の直列の組合せを介して高電圧直流電源５０に結
合されている。

結合コンデンサ２５の一方の端子がコレクタ端子２２ａ
と誘導子２３の接続点に接続されている。

結合コンデンサ２５の他方の端子が可変抵抗の第１の端
子２５ａに接続されている。

可変抵抗の第２の端子ｂが太地に接続され、そのワイパ
・アームＣが２つの半丁字形部分で構成されるＰ波回路
１３に接続される。

濾波器１３の第１の半Ｔ字形部分は、可変抵抗２６のワ
イパ・アームＣと大地との間に結合されたコンデンサ３
０、及び一方の端子がワイパ・アーム２６ｃとコンデン
サ３０の接続点に接続され且つ他方の端子が第２の半Ｔ
字形部分にあるコンデンサ３２と誘導子３１の第１の端
子の接続点に接続された誘導子２７の組合せを含む。

コンデンサ３２の他方の端子が大地に接続される。

半Ｔ字形部分にある誘導子３１の他方の端子が結合コン
デンサ３３に接続され、その他方の端子がステップリカ
バリ・ダイオード１４の陽極に接続されている。

第２の半丁字形部分にあるコンデンサ３２の他方の端子
及びステップリカバリ・ダイオード１４の陰極が太地に
接続される。

コンデンサ３３及びステップリカバリ・ダイオード１４
の陽極の接続点が出力結合コンデンサ３４並びに誘導子
３５に接続されている。

誘導子の他方の端子がパイアス制御回路１５に接続され
ている。

バイアス制御回路１５には、電子回路素子の種種の組合
せを使うことが出来る。

第２ａ図に示すように、第１の形式は可変抵抗３７を含
み、そのワイパ・アーム３７ｃが誘導子３５の第２の端
子に接続され、他の端子ａ及びｂが、直流源４０と第２
の抵抗４１との並列組合せの両端に接続されている。

抵抗４１は中心タップを持ち、これが接地されている。

第２ｂ図に示すように、バイアス制御回路１５に使うこ
とが出来る第２の形式は、誘導子４２を含み、これが誘
導子３５の第２の端子に結合されると共に、その第２の
端子が、抵抗４３と直流電圧源４４との直列組合せに接
続されている。

バイアス制御回路１５に使うことが出来る第２Ｃ図に示
した第３の形式は誘導子４６を含み、その一方の端子が
誘導子３５の第２の端子に接続され、他方の端子が、コ
ンデンサ４６及び抵抗４７の並列組合せに接続されてい
る。

この並列組合せの他方の端子が太地に接続されている。

この発明の基本的な動作を理解する為、誘導性−容量性
共振回路を介してステップリカバリ・ダイオードを駆動
する為にＣＷ源を用いた従来の形式の動作を最初に説明
する。

この形式では、定常状態が設定された後でも、常に駆動
用ＣＷ源が存在する。

この形式は本質的に強制駆動回路であり、定常状態は、
誘導性−容量性共振回路を厳密に同調させた周波数であ
る強制周波数に対するステップリカバリ・ダイオードの
応答である。

更に、従来の形式では、自由振動又は過渡応答は定常状
態に達する前に消滅している。

単一のパルスを発生しようとするこの発明では、入力イ
ンパルス函数が自由振動に較べて短い。

この為、応答は本質的に回路の自由振動又は過渡応答と
入力インパルス函数との積である。

インパルス函数に対して順バイアスされたステップリカ
バリ・ダイオード１４を伴う濾波回路１３の応答は、１
番目の半周期中の実際の積成の細部が駆動函数に関係す
ることを別にすれば、第８図に示す等価路のような直列
誘導性、容量性、抵抗性（ＬＣＲ）回路の古典的な解析
と考えることが出来る。

ＬＣＲ回路で、最初に第８図に示すスイッチＳＷ１を閉
じたことにより、コンデンサが電荷Ｑ０＝Ｖ０Ｃ１で値
Ｖ０まで充電される。

電荷Ｑ０は、第１図及び第２図のインパルス発生器のよ
うなインパルス発生器によって得られる電荷に相当する
。

減衰電流■の典型的なグラフが第３ａ図に示されており
、コンデンサの両端の電圧ＶＣのグラフが第３ｂ図に示
されている。

コンテンサ電圧は（−∫Ｉｄｔ）Ｃ１として定義される
。

コイルの両端の電圧がＬ１ｄＩ／ｄｔとして定義され、
第３ｂ図に破線によって示されている。

コイルＬ１の両端の電圧とコンデンサＣ１の両端の電圧
との間の差が、抵抗の電圧降下ＩＲＦである。

誘導子Ｌ１及び抵抗ＲＦの接続点に直流バイアスを印加
すると、電流が指数函数的に増加し、これが第４図に示
す減衰正弦波に重畳される。

更に、コンデンサの両端の電圧■ｃにバイアス電圧が加
わる。

パルス発生回路によって発生されるパルスの大きさ、形
及び数が、ステップリカバリ・ダイオードが切換わる時
点に於ける電流及び電圧の値によって決定される。

更に、バイアスの値が異なると、パルス発生回路の出力
の電圧、電流及び減衰周波数の組合せが変わる。

この結果、バイアス電流を変えれば、発生されるパルス
の大きさ、形及び数が制御される。

この解析では、ステップリカバリ・ダイーオードを理想
化して、スイッチとして動作することが出来ると仮定す
ることが出来る。

ステップリカバリ・ダイオードに、このダイオードの■
領域で十分な電荷が貯蔵されると、これは短絡として作
用し、ＲＦに想定した低い抵抗値のような非常に小さい
抵抗値を持つ。

この抵抗値を第８図では、ステップリカバリ・ダイオー
ドに破線で結合した抵抗ＲＦで記してある。

任意の時に電荷を取去ると、ステップリカバリ・ダイオ
ードは突然に絶縁体になり、第８図にステップリカバリ
・ダイオードの両端に破線で結合したコンデンサＣＲで
示すように、小さな静電容量ＣＲしか持たない。

スイッチング動作が起った後、値の小さい抵抗ＲＦが負
荷抵抗Ｚ０によって分路された静電容量ＣＲに置換され
る。

負荷抵抗Ｚ０の主な効果は、単に発生される出力パルス
を若干変更するだけであるから、その影響は無視するこ
とが出来る。

ステップリカバリ・ダイオードが短絡状態から絶縁状態
に切換わる時、その電流■はステップリカバリ・ダイオ
ードから電荷を取去ると云う意味で、負でなければなら
ないが、コンデンサＣ１の両端に残留電圧もあり、この
電圧を前にコンデンサ回路電圧Ｖｃと呼んだ。

この電圧ＶＣは、コンデンサＣ１に蓄積された電荷の符
号によって決まる相異なる符号を持ち得る。

誘導子Ｌ１に負の電流■が流れ且つステップリカバリ・
ダイオードの静電容量ＣＲの電圧がゼロであると、コン
デンサＣ１の蓄積電荷が電圧Ｖ０になり、これが新しい
初期過渡状態を生ずる。

コンデンサ回路電圧Ｖｃがゼロである場合、過渡状態は
Ｌ１の負の電流Ｉを直列回路を介して放電させると云う
簡単な場合として解析することが出来る。

コンデンサＣ１は静電容量ＣＲよりずっと大きいから、
静電容量ＣＲが電流Ｉの周波数を余弦波となり、負のピ
ークから正のピークに移る際に符号を反転する。

正のピークの大きさが負のピークの太きさより小さく、
この結果が回路損失の為に起ることが認められよう。

静電容量ＣＲの両端の出力電圧が最初は負に向う減衰正
弦波となり、第４ｂ図にはその１番目の半サイクルしか
示してない。

次に、コンデンサＣ１に負の電圧が存在する場合、この
電圧もインダクタンスＬ１及び出力負荷Ｚ０を介して放
電する。

この電圧によって発生される電流によっても減衰正弦波
、或いは第３図に示すものよりずっと大きな減衰定数を
持つ指数函数的に減衰する正弦波さえ生ずる。

これは、負荷抵抗Ｚ０がステップリカバリ・ダイオード
の短絡抵抗ＲＦよりずっと大きいからである。

この電流を、コンデンサ電圧がゼロだった時に誘導子Ｌ
１の電流を直列回路に簡単に放電させることによって発
生された電流に加えなければならない。

付加的な電流及び合成電流が第４ｃ図に示されている。

合成電流は前の場合より一層負であり、同時に第４ｄ図
に示す出力電圧も前の場合より一層負であることが認め
られる。

誘導子Ｌ１の電流は２つの電圧、即ちコンデンサＣ１の
両端の電圧と、放電電流だけによるステンプリカバリ・
ダイオードの静電容量ＣＲの両端の電圧との差によって
発生される。

この両方の電圧が負であるから、インダクタンスＬ１の
電流の変化速度を決定するのは、これら２つの電圧の代
数的な差である。

静電容量ｃＲの両端の電圧が下向きに掃引する時、２つ
の電圧の差が減少して、遂には互いに交わり、その時正
の電流が最犬になる。

この点より先では、静電容量ＣＲの両端の電圧がコンデ
ンサＣ１の両端の電圧より少さく、この為正の電流がゼ
ロに減衰する。

同時に静電容量ＣＲの両端の電圧が漸近的に静電容量Ｃ
Ｒの両端の電圧に近づき、それと共に減衰する。

（ステップリカバリ・ダイオードの電圧は負で非導電に
とどまる。

）ステップリカバリ・ダイオードＳＲＤが負にバイアス
されたままでいる限り、即ち静電容量ＣＲに負の電荷が
ある限り、ステップリカバリ・ダイオードは、コンデン
サＣ１が最初に反転した負の電流によって充電された後
の場合のように、正の電流しか通すことが出来ない。

蓄積された負の電荷が消滅するや否や、正の電流が終る
。

これが、第４ｃ図の正の電流曲線の下の積分面積が大体
のところ負の電流曲線の下の面積と等しい理由である。

ステップリカバリ・ダイオードでスイッチングが行なわ
れている時間中にコンデンサＣ１の両端に負の電圧が存
在すると、正味の結果として、ステップリカバリ・ダイ
オードによって発生される第４ｄ図に示すインパルス出
力は完全なパルスより小さくなる。

言い換えれば、パルスの下向きの振れはゼロに達せず、
ゆっくりと尾を引く、即ち漸近的にゼロの基準線に近づ
く。

パルスの不完全さは、ステップリカバリ・ダイオードの
スイッチングが行なわれる時コンデンサＣ１の両端に存
在する負の電圧の相対的な大きさに関係する。

更に、コンデンサＣ１の両端に負の電圧があってステッ
プリカバリ・ダイオードのスイッチングが行なわれた後
、発生されるパルスは減衰波列の最後のパルスになる。

この後、ステップリカバリ・ダイオードは負のバイアス
状態にとどまる為、パルス列の終りまでステップリカバ
リ・ダイオードが再び充電されない。

ステップリカバリ・ダイオードのスイッチングの間コン
デンサＣ１の両端の電圧が正である時、反対の結果が生
ずる。

回路に発生される第４ｅ図に示す合成電流は、直列回路
に正のバイアスが加わる為、一層正になる。

第４ｆ図に示す出力電圧は、直列回路の正のバイアスの
為、立下りが一層急峻になる。

或る場合、出力電圧の下向きの振れが幾分負の値までオ
ーバーシュートすることがある。

然し、ステップリカバリ・ダイオードが導電を開始する
時、ステップリカバリ・ダイオードが正の電圧を低い値
にクランプする。

その後正の電流が別の充電及び放電サイクルを開始させ
、次のサイクルで別のパルスを再び発生することが出来
る。

ステップリカバリ・ダイオードをバイアスせず、第３図
に示すような減衰正弦波の列を印加した時、鋭い出力パ
ルスは全く発生されない。

ステップリカバリ・ダイオードは、静電容量ＣＲに順方
向に貯蔵された電荷が逆電流によって完全に取去られた
時にだけ、パルスを発生する。

ステップリカバリ・ダイオードに印加される減衰正弦波
電流で、正弦波電流の正及び負の半分の相次ぐ積分面積
は着実に減少する。

この結果、最初の半分がステップリカバリ・ダイオード
をその下にある面積の限度まで充電する。

減衰正弦波電流の２番目の負の半分の間、ステップリカ
バリ・ダイオードが完全に放電せず、この為ダイオード
は減衰正弦波電流の負の半分の間、導電することが出来
る。

３番目の正の半分が始まってステップリカバリ・ダイオ
ードを充電する時、ステップリカバリ・ダイオードは導
電に伺等問題がなく、事実、減衰波列が続く限り、導電
し続ける。

この為、第３図に示すような減衰波列は、ステップリカ
バリ・ダイオードの代りに順方向抵抗ＲＦが入っている
かのように、ステップリカバリ・ダイオードを通過する
。

第２の逆放電方法と呼ぶ方法によって鋭いパルスを発生
するには、第３ａ図に示すように最初の半サイクルが導
電する一連の減衰正弦波を負のバイアスと同時にステッ
プリカバリ・ダイオードに印加する。

第５ａ図に示すように、直流バイアスによって生ずる殆
んど直線的な電流の上昇の為、初期の電流波が下向きに
傾斜する。

第５ａ図、第５ｂ図及び第５ｃ図について説明すると、
時点ｔ２には、期間ｔ１乃至ｔ２の間の負の電流によっ
て取去られる電荷は、期間ｔ０乃至ｔ１の間の正の電流
によって静電容量ＣＲに貯蔵された電荷に等しい。

これは曲線の下の陰影を施した面積を比較すれば判る。

ステップリカバリ・ダイオードが時点ｔ２に電流スイッ
チングを行なう。

この時点に於けるコンデンサＣ１の両端の電圧は、負の
バイアス電圧が存在するにもかかわらず、まだ正である
。

この状態では、電流が第５ａ図に示すように殆んど不連
続的に正の値に切換わる。

回路の正の電流が流れる間の前述の回路損失の為、正の
電流の大きさは負の電流の大きさにより幾分小さい。

第５ａ図及び第５ｂ図の破線の曲線は、ステップリカバ
リ・ダイオードが切換わらなかった場合の電流及び電圧
波形を示す。

コンデンサＣ１の両端の電圧は時点ｔ２には不連続では
ないが、その微係数は不連続である。

時点ｔ２に、コンデンサＣ１の両端の電圧が、ステップ
リカバリ・ダイオードのスイッチングの前のように増加
せず、負に向って減少し始める。

時点ｔ２の後、静電容量ＣＲがｔ２乃至ｔ３の期間の間
再充電を開始する。

この後、時点ｔ３乃至ｔ４の間に、静電容量ＣＲが十分
に放電してステップリカバリ・ダイオードのスイッチン
グを行なわせる。

然し今度は、時点ｔ４に於けるコンデンサＣ１の両端の
電圧が負であり、その為、時点ｔ４に於けるステップリ
カバリ・ダイオードのスイッチグ後の回路の正の電流が
ずっと小さく、指数函数的に減衰する。

第５Ｃ図に示すように、時点ｔ４に発生されるパルスは
、時点ｔ２に発生されるパルスより、大きさが一層小さ
い。

時点ｔ４の後は、ステップリカバリ・ダイオードが出力
パルスを発生することは、もはや出来ない。

第６ａ図、第６ｂ図及び第６ｃ図は、負のバイアスを更
に増加した時、回路内に発生される電圧及び電流波形を
示している。

第６Ｃ図に示す第１のパルスは、コンデンサＣ１の両端
の電圧が負である状態で発生される。

この状態では、単一ルスしか発生されないことが認めら
れよう。

単一のパルスを発生し得るかなりの範囲の負のバイアス
状態がある。

普通、最大の単一パルス電圧を発生し得る最適バイアス
電圧がある。

然し、高過ぎるバイアスは、パルス電圧の振幅を減少さ
せるだけでなく、長い後縁が発生される為、パルスの波
形が悪くなる。

パルスの尖頭電圧に関する限り、バイアス電圧の範囲は
比較的広い。

最良の波形を得るには、バイアス電圧を尖頭パルス電圧
に要するバイアスより幾分小さく調節することが望まし
い。

第５ａ図及び第５ｂ図に示すように、ステップリカバリ
・ダイオードに於ける再結合による電荷の損失がある為
、直流電流成分が波形に関連している。

直流電流は、特にダイオードが低い繰返し速度でパルス
駆動される時には小さい。

この電流が正であって直流電圧が負であるから、受動性
バイアス抵抗しか必要としない。

バイアス直流電流が繰返し速度に関係するから、最適バ
イアスを得るには、抵抗値が繰返し速度に従って決定さ
れる。

第１の逆放電方法では、定常的な直流順バイアス電流が
ステップリカバリ・ダイオードに印加され、減衰正弦波
列がステップリカバリ・ダイオードに印加され、１番目
の半サイクルを使ってステップリカバリ・ダイオードを
放電させる。

パルス間の長い期間中に静電容量ＣＲに貯蔵される電荷
の量は、ステップリカバリ・ダイオードのキャリアの寿
命に関係する。

例えば、キャリアの寿命が減衰正弦波の半周期に較べて
比較的長い場合、所要の直流電流はパルス列の電流の振
幅に較べて無視し得る。

第７ａ図及び第１ｂ図に示すように、ステップリカバリ
・ダイオードは直流バイアスを適当な値に調節すること
により、１番目の半サイクル中の任意の点で切換わるよ
うにすることが出来る。

第７ａ図に示すように、電流がその負の尖頭値に近い時
点でステップリカバリ・ダイオードを切換えることによ
り、第７Ｃ図のパルスのように、最適の単一パルスを発
生することができる。

コンデンサ電圧の反転した正の電流は、２番目のパルス
に対して放電する十分な機会を持たずに、単純に減衰す
る。

バイアスが不十分であると、ステップリカバリ・ダイオ
ードが早すぎる時に切換わり、この為、第７ｄ図に示す
ように、小さな振幅及び長い後縁を持つパルスが発生さ
れる。

高すぎる直流バイアスを使うと、ステツカリカバリ・ダ
イオードが切換わるのが遅くなり、この為、第７ｅ図に
示すように、小さな振幅を持つパルスが発生され、場合
によっては多重パルスが発生される。

次に第２図に示すパルス発生回路の動作を最初に第１の
逆放電方法を使う場合について説明する。

バイアス制御回路１５は第２ａ図又は第２ｂ図に示す形
、或いは直流電源を用いた等価的なバイアス回路のいず
れであってもよい。

制御トリガ発生器１１によって発生されたトリガ・パル
スがダイオード２０を介してトランジスタ２２０ベース
端子ｂに結合される。

トランジスタ２２はエミツタ共通様式のトランジスタで
あり、なだれ領域で動作させられ、この為、インパルス
発生器として作用する。

絶縁破壊電圧ＶＣＢＯに於ける電流の立上り時間が比較
的短くなるように、トランジスタは比較的かたい絶縁破
壊特性を持つべきである。

ダイオード２０及びトランジスタ２２の端子ｂの接続点
に結合されたベース抵抗２１の抵抗値は、コレクタの保
持電流が、トランジスタ２２に対する最大コレクタ電圧
ＶＣに対して閾値の直ぐ下のレベルで安定に設定される
ように選ぶべきである。

この結果、制御トリガ発生器１１からのトリガ電圧は比
較的小さくても、トランジスタ２２を強制的に導電させ
るのに十分な振幅を持ち、こうして直流電源５０から誘
導子２３及び抵抗２４の直列の組合せを介して充電され
たコンデンサ２５を放電させる。

コンデンサ２５に対する放電路がトランジスタ２２を介
して大地に至る。

可変抵抗２６の両端の出力パルスの持続時間が、コンデ
ンサ２５の静電容量と、主にトランジスタ２２、コンデ
ンサ２５及び可変抵抗２６で構成される残りの回路の抵
抗値とによって決定される。

抵抗２４の値、誘導子２３の抵抗値及びコンデンサ２５
の静電容量は、そのＲＣ時定数が繰返し周期Ｔ程度、即
ちインパルス周期Ｃ＝π／ωに較べて長くなるように選
ぶ。

可変抵抗２６のワイパ・アーム端子Ｃに得られるインパ
ルス出力が、濾波回路１３の縦続接続された半Ｔ字形部
分に結合される。

このｆ波回路は、ステップリカバリ・ダイオード回路の
低入力インピーダンスをインパルス発生回路の高出力イ
ンピーダンスと大体整合させる。

誘導子２７．３１及びコンデンサ３０，３２で構成され
る濾波回路１３のＬＣ定数は、ｒ波器１３からの減衰正
弦波出力の選定された正弦波周波数ωとごく近くなるよ
うにしなければならない。

これを数学的に表わせば、 Ｌ１Ｃ１＝Ｌ２Ｃ２＝ｌ／ω２ ここでＬ２＞Ｌ１、Ｃ１＜Ｃ２である。

更に正確に表わせば、 ここでＬ１は誘導子３１のインダクタンス、Ｃ１はコン
デンサ３２の静電容量、Ｌ２は誘導子２７のインダクタ
ンス、Ｃ２はコンデンサ３０の静電容量、そしてＲＦは
ステップリカバリ・ダイオード１４の順方向抵抗と共に
誘導子２７及び３１の抵抗値を含む。

Ｐ波回路１３が、減衰定数δ＝ＲＦ／２Ｌ１を持つ減衰
正弦波出力電圧を発生する。

誘導子３１のインダクタンスＬ１は、それがステップリ
カバリ・ダイオード１４の逆方向静電容量ＣＲと組合さ
った時、半周期ｔｐ／ω＝るように選ばなければならな
い。

ここで説明している回路が第１の逆放電方法を用いてい
るから、第７ａ図に振幅を表わす縦軸の左側の陰影を施
した区域で示すように、定常的な直流順バイアス電流が
バイアス制御回路１５かもステップリカバリーダイオー
ド１４に供給される。

沢波器１３からの正弦波出力の１番目の半サイクルによ
って発生される電流が、第７ａ図の振幅を表わす縦軸の
右側の陰影を施した区域によって表わされる。

ステップリカバリ・ダイオード１４０両端に印加された
正弦波電圧が、第７ｂ図に示すように正のバイアス電圧
と等しくなると、ダイオードがコンデンサ３４を介して
放電し、第７ｃ図に示すように、ナノ秒以下の出力パル
スを発生する。

前に述べたように、電流がその負の尖頭値に近い所でス
テップリカバリ・ダイオード１４を切換えることにより
、最適の単一パルスを発生することが出来る。

反転した正の電流及びコンデンサ電圧は、２番目のパル
スを発生する程放電する時間がなく、単純に減衰する。

第２の逆放電方法の場合の第２図の回路の動作は、第１
の逆放電方法を用いた前述の動作と実質的に同様である
。

ステップリカバリ・ダイオード１４を、バイアス制御回
路１５内の電源からの定常的な直流順バイアス電流では
なく、印加された減衰正弦波電圧によって充電するから
、第２ａ図又は第２ｂ図に示すバイアス回路の代りに、
第２Ｃ図に示すバイアス回路又はそれと等価な回路が使
われる。

制御トリガ発生器１１によって発生されたトリガ・パル
スがダイオード２０を介して結合され、トランジスタ２
２のベースに印加され、コンデンサ２５をトランジスタ
２２を介して大地に放電させ、こうして可変抵抗２６０
両端に出力パルスを発生する。

出力インパルスが沢波器１３に結合され、これが減衰正
弦波振動を発生し、この振動がステップリカバリ・ダイ
オード１４に印加される。

第６ａ図に示すように、印加された正弦波電圧によって
発生された電流Ｉが、１番目の正の半サイクル並びに負
の半サイクルの内、ステップリカバリ・ダイオード１４
が切換わる前の部分にわたり、ステップリカバリ・ダイ
オード１４を充電する。

第６ａ図に示すように、電流■の２番目の半サイクルの
間、負の電流によって取去られる電荷が、ステップリカ
バリ・ダイオード１４の静電容量ＣＲに貯蔵された電荷
に等しくなった瞬間に、ステツプリカバリー・ダイオー
ド１４が電流スイッチングを起し、これによって第６ｃ
図に示す出力パルスが発生される。

これは第６図に示すように、コンデンサ電圧ｖｃの正に
向う負の半サイクルが、バイアス回路１５によって発生
されるステップリカバリ・ダイオード・１４に対する負
のバイアス電圧と等しくなった時に起る。

第１の逆放電方法は第２の逆放電方法に較べて次の利点
を有する。

最適動作にとって、バイアスの調節がそれ程問題になら
ない。

所定の出力パルスに対して必要なインパルス駆動が少な
くてすみ、多重パルスが発生する惧れが少なくなる。

その代り、第１の逆放電方法は能動性の直流源を必要と
し、キャリアの寿命が比較的長いステップリカバリ・ダ
イオードが必要であり、このステップリカバリ・ダイオ
ードが一層多くの電力を散逸することが出来なければな
らない。

この発明の実際の例では、濾波回路１３をＴＥＭ条片伝
送線路で作った。

この為、インダクタンス２７及び３１は条片線路の短い
部分で構成される。

この条片の単位長あたりのインダクタンスはＺ０／Ｃで
ある。

ここでＺ０が線路の特性インピーダンスであり、Ｃは線
路に於ける光の速度である。

コンデンサ３０友び３１は３０乃至２００ピコファラッ
ドの範囲内の値を持ち、リボン形電極を持つ高品質のセ
ラミック・コンテンサで作られる。

これらのコンデンサを伝送線路に摺動自在に装着し、最
適の値が得られるまで、インダクタンス２７及び３１を
実験的に変えることが出来る。

典型的には、インダクタンス２７及び３１に要する伝送
線路の長さは、５０オームのプにわたる。

前述の範囲内の素子を用いて図示の回路で発生されたイ
ンパルスは、典型的には半値幅が１８０乃至２００ｐｓ
の１８０ボルトの尖頭振幅、並びに半値幅が８０乃至１
００ｐｓの５０ボルトの尖頭振幅であった。

この発明の好ましい実施例を説明したが、ここで用いた
用語は説明の用語であって、この発明を制約するもので
はなく、この発明の範囲内で種々の変更が可能であるこ
とは云う迄もない。

この発明は特許請求の範囲１の記載に関連して次の実施
態様を取り得る。

（イ）減衰正弦波振動を印加する前に、ステップリカバ
リ・ダイオードに充電電流を印加すること。

（ロ）前記（イ）項に於て、減衰正弦波振動の１番目の
半サイクルの導電中に、ナノ秒以下の単一パルスが発生
されるように、ステップリカバリ・ダイオードの導電を
制御すること。

（ハ）減衰正弦波振動の２番目の半サイクルの導電中に
、ナノ秒以下の単一パルスがステップリカバリ・ダイオ
ードによって発生されるように、ステップリカバリ・ダ
イオードを制御すること。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるパルス発生回路のブロック図、
第２図は第１図に示すパルス発生回路の回路図、第２ａ
図はこの発明のパルス発生回路に使うバイアス制御回路
の回路図、第２ｂ図はこの発明のパルス発生回路に使う
列のバイアス制御回路の回路図、第２ｃ図はこの発明の
パルス発生回路に使うバイアス制御回路の更に別の実施
例の回路図、第３ａ図は導電状態のステップリカバリ・
ダイオードを含む回路に相当するＬＣＲ回路で発生され
る電流波形のグラフ、第３ｂ図は等価ＬＣＲ回路に於け
るコンデンサ電圧及び誘導子電圧のグラフ、第４ａ図及
び第４ｂ図はコンテンサ電圧がゼロでステップリカバリ
・ダイオードが切換わる際の電流及び電圧波形のグラフ
、第４ｃ図及び第４ｄ図は負のコンデンサ電圧でステッ
プリカバリ・ダイオードが切換わる際の電流及び電圧波
形のグラフ、第４ｅ図及び第４ｆ図は正のコンデンサ電
圧でステップリカバリ・ダイオードが切換わる際の電流
及び電圧波形のグラフ、第５ａ図、第５ｂ図及び第５ｃ
図は中位のバイアスで第２の逆放電方法を用いたパルス
発生回路の回路電流、コンデンサ電圧及び出力パルス波
形のグラフ、第６ａ図、第６ｂ図及び第６ｃ図は略最適
のバイアスで第２の逆放電方法を用いたパルス発生回路
の回路電流、コンデンサ電圧及び出力パルス波形のグラ
フ、第７ａ図、第７ｂ図及び第７ｃ図は最適バイアスで
第１の逆放電方法を用いたパルス発生回路の回路電流、
コンデンサ電圧及び出力パルス波形のグラフ、第７ｄ図
及び第７ｅ図は低すぎるバイアス及び高すぎるバイアス
で第１の逆放電方法を用いたパルス発生回路の出力パル
ス波形を示すグラフ、第８図はスイッチを含む等価ＬＣ
Ｒ直列回路の回路図である。 主な符号の説明、１１：制御トリガ発生器、１２：イン
パルス発生器、１３：Ｐ波回路、１４：ステップリカバ
リ・ダイオード、１５：バイアス制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ナノ秒以下のパルスを発生する方法であって、トリ
   ガ・パルス発生器からの特定の繰返し速度を持つ複数個
   のトリガ・パルスをインパルス発生器に印加し、上記ト
   リガ・パルスと同じ繰返し速度で複数個のインパルス出
   力パルスを発生し、上記インパルス出力パルスをインダ
   クタンスＬを持つ濾波器に印加し、予定の角速度ω及び
   予定の減衰定数δを持つ減衰正弦波振動を発生し、減衰
   定数δが逆方向静電容量ＣＲ及び順方向抵抗ＲＦに対容
   量ＣＲ及び順方向抵抗ＲＦを持つステップリカバリ・ダ
   イオードに上記減衰正弦波振動を印加し、上記印加され
   た減衰正弦波に応答して半周期ｔｐ／π＝■ＬＣＲを持
   つ単一のナノ秒以下の出力パルスを発生する段階から成
   ること魁特徴とする上記方法。 ・２ 特許請求の範囲第１項に記載のナノ秒以下のパル
   スを発生する方法であって、さらに、上記減衰正弦波振
   動の印加に先立って上記ステップリカバリ・ダイオード
   に充電電流を印加する段階を含むことを特徴とする上記
   方法。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載のナノ秒以下のパルス
   を発生する方法であって、さらに、上記ステップリカバ
   リ・ダイオードの導電を制御して上記減衰正弦波振動の
   最初の半サイクルの導電の間上記単一のナノ秒以下のパ
   ルスが発生されるようにする段階を含むことを特徴とす
   る上記方法。 ４ 特定の繰返し速度で複数個のパルスを発生するトリ
   ガ・パルス源と、上記トリガ・パルス源に結合され、上
   記トリガ・パルスと同じ繰返し速度で出力パルスを発生
   するインパルス発生手段と、上記インパルス発生手段に
   結合されたインダクタンスＬを持ち、各々の上記出力パ
   ルスを、予定の角速度ω及び予定の減衰定数δを持つ減
   衰正弦波振動に変換する沢波手段と、上記濾波手段に結
   合されていて、逆方向静電容量ＣＲ及び順方向抵抗イオ
   ードと、上記ステップリカバリ・ダイオードに結合され
   ていて、上記ステップリカバリ・ダイオードの導電を制
   御し、上記減衰正弦波振動に応ナノ秒以下のパルスだけ
   を上記ステップリカバリ・ダイオードが発生するように
   するバイアス制御回路手段とを有することを特徴とする
   上記パルス発生回路。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載のパルス発生回路に於
   て、上記インパルス発生手段が、微分回路に直列結合さ
   れていて、且つパルス幅Ｃ＝π／ωを持つ出力パルスを
   発生する階段函数発生器を含んでいることを特徴とする
   上記パルス発生回路。 ６ 特許請求の範囲第５項に記載のパルス発生回路に於
   て、上記インパルス発生手段が、上記出力パルスの間の
   期間に較べて長い充電時定数を持つ抵抗一定量回路手段
   を含んでいることを特徴とする上記パルス発生回路。 ７ 特許請求の範囲第５項に記載のパルス発生回路に於
   て、上記濾波手段が、１対の縦続接続の半丁字形部分を
   持ち、各部分が誘導子とコンデンサとの組合せで構成さ
   れていることを特徴とする上記パルス発生回路。 ８ 特許請求の範囲第５項に記載のパルス発生回路に於
   て、上記バイアス制御回路手段が、上記ステップリカバ
   リ・ダイオードの導電を制御して、上記減衰正弦波振動
   の２番目の半サイクルの間、上記ステップリカバリ・ダ
   イオードによって単一のナノ秒以下のパルスが発生され
   るようにする受動回路を含んでいることを特徴とする上
   記パルス発生回路。 ９ 特許請求の範囲第８項に記載のバイアス制御回路手
   段であって、コンデンサ及び抵抗の並列組合せと直列に
   誘導子を含むことを特徴とする上記バイアス制御回路。 １０ 特許請求の範囲第５項に記載のパルス発生回路に
   於て、上記バイアス制御回路手段が、上記減衰正弦波振
   動を印加する前に、上記ステップリカバリ・ダイオード
   に充電電流を印加する電力源を含んでいることを特徴と
   する上記パルス発生回路。 １１ 特許請求の範囲第５項に記載のパルス発生回路に
   於て、更に上記バイアス制御回路手段が、上記減衰正弦
   波振動の１番目の半サイクルの導電の間、単一のナノ秒
   以下のパルスが発生されるように、上記ステップリカバ
   リ・ダイオードの導電を制御する手段を含んでいること
   を特徴とする上記パルス発生回路。