JPS5836723B2 - 軸偏心測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、概略的に言えば軸の偏心を電気的に検出す
るための軸偏心測定装置に関し、さらに明確に言えば、
比較的低速度で回転している軸の偏心を周期的にサンプ
リングし偏心の絶対値を電気的に測定する装置に関する
。

蒸気タービン軸のような軸が、或る期間中１角度位置に
保たれると、それら自身の重さで曲る傾向があることは
よく知られている。

軸の曲りは、その軸がその後回転する時に偏心又は振動
を軸に生じさせがちである。

これは、軸の実際の回転中心が幾例学的中心にもはや対
応しなくなり、しかもその回転中心が偏心値に等しい或
る量だけ、幾何学的中心からずれていることを意味して
いる。

偏心している軸は、回転時にとりわけ軸受に損傷を生じ
させる。

大きい軸は、起動動作中に、１分間に約１．５回転から
６００回転の速度範囲内で回転し、そしてその範囲内で
偏心が測定されることは周知である。

普通、６０ヘルツの電力を生じさせるために１ ８ ０
Ｏ ＲＰＭか３ ６ ０ ０ ＲＰＭ，又は５０ヘル
ツの電力を生じさせるために１ ５０ＯＲＰＭ又は３０
００ＲＰＭ７）動作速度で軸は回転する、しかしながら
、上述の動作速度では偏心軸は破壊することになるだろ
う。

１．５ＲＰＭないし６００ＲＰＭの比較的低速度範囲で
偏心の測定を試みることに関連する１つの問題は、この
偏心測定に使用される電子機器に広い速度比を適合させ
ねばならないことである。

この場合速度比は４００対１（６００対ｌ．５）である
。

電子機器を使用することに関連する今１つの間瞑は、周
波数スケールの１端の非常に低い周波数、即ち０．０２
５ヘルツ（または１．５ＲＰＭ）で測定を行なうという
ことである。

それ故、広い範囲の周波数または軸回転速度にわたって
確実に動作し、そして又タービン系の回転歯車速度（
１．５ＲＰＭ）で確実に動作する電子的な偏心測定装置
がもし得られるならば、それは極めて好都合であろう。

このような場合に関連するいくつかの問題には、０．０
２５ヘルツの周波数において電子装置の各段間の信号結
合が困難であること、並びに広範囲の動作速度比即ち４
００対１のため、ある容量性素子に対し大量の充電電流
が必要であろうということである。

この発明によれば、軸の偏心を測定するための新しい装
置が提供される。

この装置には、軸の偏心を正弦波的に変化する電気信号
に変換する変換器が含まれる。

これには、又上記変換器の出力側に入力側がそれぞれ接
続されるリセット可能な正ピーク検出器及びリセット可
能な負ピーク検出器が含まれる。

正ピーク検出器及び負ピーク検出器は、リセット後最終
的に、正弦波電圧の正の波高値及び負の波高値をそれぞ
れ示す直流出力信号を供給する。

これらの信号は、一斉にサンプリングされ、そして正弦
波の周期に等しいかそれ以上の期間中保持回路中に蓄積
される。

その僅か後に、ピーク検出器はリセットされ、動作中の
ピーク検出動作部分が再びくり返される。

その間に、蓄積された信号は比較され、その結果正負波
高電圧間の差を示す直流信号が供給される。

これは変換器によって測定される時の軸偏心の量を示す
。

この発明をよりよく理解するために、添付図面中に示さ
れたこの発明の模範的な好ましい実施例について以下言
及する。

次に図面、特に第１Ａ図及び第２図を参照すれば、軸ｓ
ｈの偏心を測定するための変換器１０が示されている。

軸ｓｈの偏心は、軸かそれの真の中心ＴＣでなくて偏心
した中心ＥＣを中心に回転するという事実によって生ず
る。

偏心した中心ＥＣと真の中心ＴＣ間の距離をＸとする。

軸の偏心は、この場合Ｘの２倍に等しい。

変換器１０は、軸ｓｈの振動即ち偏心を電気信号に変換
する近接変換器であればよく、その電気信号は信号調和
前置増幅器１２に供給される。

この増幅器については、エフ・テイ・トンプソン（ Ｆ
−Ｔ ．Ｔｈｏｍｐｓ−ｏｎ ）とビー．了一ル．ドウ
（Ｂ．Ｒ．Ｄｏｗ）の発明で、１９７１年９月２８日登
録の米国特許第３，６ ０ ９，５ ８ ０号中に詳述
されている。

信号調和前置増幅器１２の出力は第１Ａ図中に示された
信号ｅＸ（ｔ）である。

信号ｅｘ（ｔ）の数式は次の通りである。

ｅ ｘ（ｔ） ＝ （ ｅ ｐ −ｐ ）／２ ●（
１−ｈｉｎωｔ ）＋ｅｍｉｎ （１）この式において
、ｅｐ−ｐは正弦波信号ｓｉｎωｔの振幅を表わし、ｅ
ｍｉｎは正弦波の負の波高値の零基準軸を越えるレベル
を表わしている。

第１Ａ図に示されている他の値ｅｍａｘは、正弦波の正
の波高値の零基準軸を越えるレベルとして示されている
。

以下第２図を詳細に参照すれば、こ＼には、上述の信号
調和前置増幅器出力信号ｅｘ（ｔ）を入力として受信し
、そしてこの信号に作用して、第１Ｅ図に示す偏心アナ
ログ信号ｅＤＣ及び第１Ｄ図に示す瞬時偏心信号ｅａｔ
）を得るようにした電子回路が示されている。

出力信号ｅｘ（ｔ）は、抵抗素子１５の１端、演算増幅
器Ａ２の正入力端子、及び演算増幅器Ａ３の正入力端子
に同時に供給される。

抵抗素子Ｒ１５の他端子は、演算増幅器Ａ４の正入力端
子に接続され、そして他の抵抗素子Ｒ２４の１端に接続
される。

演算増幅器人４の出力には、図面第１Ｄ図に示されてい
る瞬時偏心信号ｅｙ（ｔ）が現われる。

それに加え、この信号は抵抗素子Ｒ１８によって演算増
幅器Ａ４の負入力端子に帰還される。

演算増幅器人２の出力側はダイオードＤ２のアノードに
接続され、それのカソードは抵抗素子Ｒ１２の１端に接
続される。

抵抗素子Ｒ１２の他端は、抵抗素子Ｒ１１の１端、コン
デンサ素子Ｃ１の１端、演算増幅器Ａ２の負入力端子、
及びスイッチ素子ＳＷ４７）入力端子に、同時に接続さ
れる。

コンデンサ素子Ｃ１の他端は系の共通点又は大地に接続
される。

抵抗素子Ｒｌｌの他端はスイッチ素子ＳＷ２の入力即ち
１端子に接続される。

スイッチ素子ＳＷ４の他端は演算増幅器Ａ５の正入力端
子及びコンデンサ素子Ｃ３の１端に接続され、このコン
デンサＣ３の他端は系の共通点又は大地に接続される。

スイッチ素子ＳＷ２の他端は、又系の共通点又は大地に
接続される。

演算増幅器Ａ２の負入力端子、即ち素子ＣＩ ，Ｒ１１
，Ｒ１ ２及びＳＷ４の共通接続点は、図面第１Ｂ図
に示された信号ｅｐ（ｔ）が現われる端子を表わしてい
る。

スイッチ素子ＳＷ４は時点ＮＴで閉戒するようプログラ
ムされる。

この時点ＮＴの意味は後で詳述されるであろう。

同様にスイッチ素子ＳＷ２は時点ＮＴ＋△Ｔで閉成する
ようプログラムされる。

演算増幅器Ａ５の出力はこの増幅器の負入力端子に負帰
還され、そして抵抗素子Ｒ２６の１端に供給される。

この抵抗素子の他端は、抵抗素子Ｒ２Ｂの１端及び演算
増幅器人７の正入力端子に同時に接続される。

抵抗素子Ｒ２８の他端は系の共通点又は大地に接続され
る。

演算増幅器λ５の出力は、第１Ａ図及び第１Ｂ図に示し
た電圧レベルｅｍａｘを伝える。

演算増幅器Ａ３の出力側はダイオードＤ３のカソードに
接続され、そのアノードは抵抗素子Ｒ１４の１端に接続
される。

抵抗素子Ｒ１４の他端は、演算増幅器Ａ３の負入力端子
、コンデンサ素子Ｃ２の１端、スイッチ素＋ＳＷ３の１
端、及びスイッチ素子ＳＷ５の１端に、同時に接続され
る。

コンデンサ素子Ｃ２の他端は、系の共通点又は大地に接
続され、スイッチ素子ＳＷ３の他端は、抵抗素子Ｒ１０
の１端及び抵抗素子Ｒ１３の１端に同時に接続される。

抵抗Ｒ１３の他端は正電源＋■Ｃに接続され、抵抗素子
Ｒ１０の他端は系の共通点又は大地に接続される。

スイッチ素子ＳＷ５及びＳＷ３は、スイッチ素子ＳＷ４
及びＳＷ２について前述したように、それぞれプログラ
ム信号ＭＴ及びＮＴ＋，ａＴによって制御される。

演算増幅器Ａ３の負端子、即ち素子Ｒｌ ４ ，Ｃ２
，ＳＷ３及びＳＷ５の共通接続点は、第１Ｃ図に示され
た信号ｅｎ（ｔ）が現われる端子を表わしている。

スイッチ素子ＳＷ５の他端は、コンデンサ素子Ｃ４の１
端及び演算増幅器Ａ６の正入力端子に同時に接続される
。

コンデンサ素子Ｃ４の他端は系の共通点又は大地に接続
される。

演算増幅器Ａ６の出力側は、この増幅器人６の負入力端
子、抵抗素子Ｒ２０の１端及び抵抗素子Ｒ１６の１端に
同時に接続される。

抵抗素子Ｒ１６の他端は、演算増幅器Ａ４の負端子に接
続される。

抵坑素子Ｒ２０の他端は、演算増幅器Ａ７の負入力端子
、抵抗素子Ｒ２２の１端、及び抵抗素子２１の１端に、
同時に接続される。

抵抗Ｒ２１の他端は、負電源−ＶＤに接続され、抵抗素
子Ｒ２２の他端は、演算増幅器Ａ７の出力端子に接続さ
れる。

この出力端子は、図面第１Ｅ図に示す信号ｅＤＣが現わ
れる端子である。

コンデンサ素子ＣＩ，Ｃ３及びコンデンサ素子Ｃ２，Ｃ
４は次式で示す相互関係にある。

Ｃ３＜：Ｃｌ／１０ （２） Ｃ４＜．Ｃ ２／１ ０ 次に第１Ａ〜１Ｅ図及び第２図を参照して、この発明の
作用を説明する。

この信号処理電子回路装置では、２種類の電気信号が得
られることがわかる。

１つの信号（第１Ｄ図図示）は軸偏心の実時間変化を表
わし、その信号の負波高値は信号振幅に関係なく零電圧
基準にあり、一方それの正波高値は偏心を単位インチ当
りのボルトで示した比例測定値を表わしている。

０．３ ８ １ｍｍ（ １ ５ミル）当り１０ボルト又
はそれ以下が、一般に偏心の許され得るアナログ電圧と
考えられる。

他の信号（第１Ｅ図図示）は、偏心信号中の交流或分に
よるリブルが１φ以下の、偏心信号振幅に比例する一定
の正電圧レベルである。

この偏心測定装置では、この偏心信号振幅（第１Ｅ図図
示）の変化は、低速度で軸の３回転以下、９０ＲＰＭ以
上の速度で１秒以下の適度な時間中に、適正な出力とし
て示されるであろう。

この発明に係る偏心検出回路に使用されるサンプリング
技術は、ある条件によって定められる。

例えば、サンプル間隔Ｔは偏心信号周期より長くなけれ
ばならない。

この条件は、次のサンプル時との間に偏心信号の少なく
とも１つの正及び負の波高値の検出を保証し、それでｅ
ｍａｘ及びｅ Ｉｉｉｎニ対応する一定のレベルが特定
の蓄積コンデンサＣ１及びＣ２の両端に印加され、そし
てそれらの値のサンプル値が、時点ＮＴ＋，＜■におい
てリセットされる前に取出される。

この方法によって、偏心アナログ信号のりプルは充分減
少され、多くの場合殆んど完全に除去される。

時間△Ｔによるコンデンサ素子Ｃ１及びＣ２上の電圧の
サンプリングに続いて、正及び負のピーク検出器に組合
わさった中間コンデンサＣ１及びＣ２は、次のサンプル
パルス（即ちリセッティング）との間に生ずる偏心信号
中の減少する振幅変化に適応させるために、正及び負方
向にそれぞれ充電される。

理想的には、サンプリングパルスのタイミングは、軸回
転の低調波（即ち２又は３回転毎に１サンプリング）に
固定されるべきである。

しかしながらこのより簡単な実施例では、２つの固定し
たサンプリング周期が使用され、その１つは１．５ＲＰ
Ｍから約９０ＲＰＭ迄の速度範囲に対し、他の１つは約
９ＯＲＰＭから６ ０ ０ ＲＰＭ迄の速度範囲に対し
使用される。

両方の場合共サンプリング間隔は、特定の範囲中の最も
長い回転周期以上の長さが選ばれる。

即ち、Ｔは、１．５ＲＰＭ〜９０ＲＰＭに対し５０秒に
等しいかそれ以上、９０ＲＰＭ〜６ ０ ０ ＲＰＭに
対し１秒に等しいか、それ以上である。

電子回路の動作において、先ず出力信号ｅ気ｔ）の正及
び負の波高値を登録する必要がある。

次に正及び負のレジスタ中に保持された電圧をサンプリ
ングし、それからそのサンプリングした信号を次のサン
プリング時迄保持することが要求される。

その次に、ｅｉｉｎと名付けられた負のサンプリング保
持出力の、ｅｍａｘと名付けられた正のサンプリング保
持出力からの代数的減算が演算増幅器ＡＩによって行な
われる。

これにより第１Ｅ図に示す電圧信号ｅＤＣが得られる。

この今述べたステップと同時に、第１Ｄ図に示す負の波
高値が大地又は系の共通点レベルにある瞬時偏心信号が
発生される。

それ故演算増幅器Ａ４の出力は次式によって定められる
。

ｅｙ （ｔ）− （ ｅ ｐ−ｐ ’）／２ − （
１＋ｓｉｎ、ωｔ’） （４）コンデンサ素子Ｃ１
は最初放電されており、スイッチ素子ＳＷ２は開き、そ
して演算増幅器人２の正入力端子における信号は第１人
図に示すｅ Ｉ１ｉｎにあると仮定する。

ｅ ｍｉｎはＯより大きいから、演算増幅器人２の出力
は正となり、ダイオードＤ２は順方向にバイヤスされ、
演算増幅器からの充電電流は、ダイオードＤ２及び抵抗
素子Ｒ１２をへてコンデンサ素子Ｃ１中へ流れ込む。

時定数Ｃ１×Ｒ１２にはｅ＝ｃ（ｔ）の最大変化率より
遥かに低い値が選ば札それで演算増幅器Ａ２の負入力端
子の電圧は、ｅ−からｅｍａｘ へと変化するそれの正
入力端子における電圧を追跡する。

正入力電圧がｅ ｍａｘ に達すると、正入力端子と負
人力端子間の電圧差は零となる。

それ故演算増幅器Ａ２の出力も又零となる。

コンデンサ素子Ｃ１の抵抗素子Ｒ１２をへて演算増幅器
Ａ２の出力への帰り放電は、ダイオードＤ２の逆バイヤ
スにより阻止される。

演算増幅器Ａ２の出力は、この増幅器の正入力端子上の
入力信号電圧がコンデンサ素子Ｃ１中に蓄積された電圧
より、ますます負となっている間は、零であり続けるで
あろう。

演算増幅器Ａ３を含む負ピーク検出器の動作は、演算増
幅器Ａ２を含む正ピーク検出器の動作と、これについて
説明されたのとすべての極性が逆であるという点を除け
ば実質的に同じである。

それに加え、コンデンサ素子Ｃ２は正の基準値に向け、
充電され、信号ｅｘＣｔ）により電圧値ｅ ｍｉｎに向
って放電される。

入力信号ｅ＝＝（ｔ）の下り傾斜は、コンデンサ素子Ｃ
２の電圧値６ ｙｎｉｎに向う放電を生じさせる。

系にとって抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４は必しも必要でないこと
に注目すべきである。

それらの機能の覗いは主として保護である。

゛正ピーク検出器の出力はｅ ｐ（ｔ）と符号付けされ
、図面第１Ｂ図に示される。

負ピーク検出器の出力はｅｎ（ｔ）と符号付けさ札図面
第１Ｃ図に示される。

それから、又２個のサンプリング及び保持回路が設けら
れ、その内の１方には正波高値信号のための演算増幅器
Ａ５が含まれ、他方には負波高値信号のための演算増幅
器Ａ６が含まれる。

サンプリングの瞬間、即ち時点ＮＴ（Ｎ＋１）Ｔ等では
、スイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５が共に短い期間（使用
される最も高い周波数の周期中の僅かな１部分）閉成し
、コンデンサ素子Ｃ１及びＣ２中に蓄積された電荷は、
それぞれスイッチ素子ＳＷ４及びＳＷ５をへて、電流と
して流れ、それぞれコンデンサ素子Ｃ３及びＣ４を充電
する。

各場合共、電荷が２つのコンデンサ素子に配分されるこ
とに注目すべきである。

即ちコンデンサ素子Ｃ１の電荷は、コンデンサ素子Ｃ１
とコンデンサ素子Ｃ３との間に配分され、コンデンサ素
子Ｃ２の電荷は、コンデンサ素子Ｃ２とコンデンサ素子
Ｃ４との間に配分される。

それで、もしコンデンサ素子Ｃ１及びＣ２の端子電圧が
、サンプリング時点（ＮＴ等）前でそれぞれ■１及び■
２であったなら、サンプリング時点後の電圧ＶＩＳ及び
Ｖ２Ｓの値は、それぞれ次式で与えられる。

ＶＩＳ＝ＶＩＣ１／（ＣＩ＋Ｃ３） （５）Ｖ２Ｂ
＝Ｖ２Ｃ２／（Ｃ２＋Ｃ４） （６）電圧■１及び
■２の大部分を、それぞれ演算増幅器Ａ５及びＡ６の入
力端子に転送するためには、コンデンサ素子Ｃ３及びＣ
４の容量はコンデンサ素子Ｃ１及びＣ２のそれより遥か
に小さくなければならない。

それで、もしコンデンサ素子Ｃ３及びＣ４がコンデンサ
素子Ｃ１及びＣ２とそれぞれ例えば次式の関係にあるな
らば、一様な偏心レベルがいくつかのサンプリング周期
中で正しくデサンプリングされる。

Ｃ３＝Ｃ１／１０ （７） Ｃ４＝Ｃ２／１０ （８） このような場合、２サンプリング中、即ち２つのサンプ
リング期間中の発生中に、コンデンサ素子Ｃ１及びＣ２
の端子電圧■１及び■２の約９９多が、それぞれ演算増
幅器Ａ５及びＡ６の入力側に転送される。

それぞれ演算増幅器Ａ５及びＡ６の出力であり、そして
第１Ｂ図及び第１Ｃ図で示ような電圧値ｅ ｍａｘ及び
ｅ ｗｉｎとそれぞれ一致した２つのサンプリング及び
保持段の出力は、演算増幅器Ａ７で表わされる代数減算
段へ入力として印加される。

信号ｅｍａｘ は、抵抗器Ｒ２６及びＲ２８の組合わせ
をへて演算増幅器ＡＩの正入力端子に与えられ、一方信
号ｅｗｉｎは、抵抗素子Ｒ２０及びＲ２２をへて演算増
幅器ＡＩの負入力端子に与えられる。

抵抗素子Ｒ２８の入力端子でない側は接地され、正入力
端子に対する零電圧基準を提供し、一方演算増幅器Ａ７
の負入力端子は抵抗素子Ｒ２１によりバイヤス電源−Ｖ
Ｄに接続されることに注目すべきである。

演算増幅器ＡＩの出力は上述の抵抗素子Ｒ２２に帰還さ
れる。

演算増幅器ＡＩの出力には、図面第１Ｅ図に示す偏心ア
ナログ信号ｅＤＣが含まれる。

−ＶＤ入力を使用するかどうかは随意である。

これの目的は、零線の表示を得るため、即ち偏心が零で
ある時でも僅かな直流電圧を出力するためである。

図面第１Ｄ図に示される瞬時偏心信号は、演算増幅器Ａ
４の出力側に現われる。

図面第１人図に示される信号ｅ＝＝（ｔ）は、抵抗素子
Ｒ１５によって演算増幅器Ａ４の正入力端子に与えられ
る。

演算増幅器Ａ６の出力、即ち第１Ｃ図に示す信号剖−は
、抵抗素子Ｒ１６によって演算増幅器Ａ４の負入力端子
に与えられる。

演算増幅器入４の出力は、抵抗素子Ｒ１８によって、そ
れの負入力端子に帰還される。

ここに詳述された電子回路及び信号調和装置は、その可
変成分が回転軸の偏心測定値である入力に応答する２つ
の信号を発生させるのに適当である。

この回路は、入力可変成分の正負両波高値間の大きさに
正比例する値である一様なレベルを、入力信号に応答し
て発生させる。

この一様なレベルは、軸回転速度に依存する種々の繰返
し数をもって更新される。

他の信号がこの回路によって発生される。

この信号の波形は、入力信号の可変戒分の実時間に対す
る変化そのものである。

しかしながら、この信号の負の波高値は、入力信号の振
幅又は周波数の如何に関わらず接地電位に維持される。

この発明の実施例に関して、その偏心値測定は、蒸気タ
ービン軸のそれに限られるべきでなく、比較的低回転速
度での偏心値測定なら、どんな軸に対しても使用できる
ということを理解すべきである。

又変換器１０及び信号調和前置増幅器１２はそれに限ら
れずに、どんな種類の適当な偏心変換器及び信号調和前
置増幅器をも使用することができることをも理解すべき
である、それの只一つの条件は、装置１２が、第１Ａ図
と同じ出力信号を発生するよう調節され得ること、即ち
信号が正方向にずらされるべきであるということである
。

この発明の種々の実施例に関連して示された装置は多く
の利点を有している。

その内の１利点は、コンデンサ素子と抵抗素子をもった
演算増幅器を使用しているので、長時定数の回路部品を
組合わす必要がなくなるという事実にある。

即ち偏心の変化は、それの発生と殆ど同時に、サンプリ
ングパルス時点（ＮＴ等）中に登録され、それからその
サンプリング値は、Ｔ時間後の次のサンプリングパルス
時点迄保持される。

それで回路検出速度のタイミングはサンプリング繰返し
数によって制御され、従来の通常の場合のように長時定
数の回路部品によって制御されるのではない。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図はこの発明の装置に使用される偏心測定用変換
器出力の時間に対する変化を示す波形図、第１Ｂ図はそ
れの正ピーク検出器出力の時間に対する変化を示す波形
図、第１Ｃ図は負ピーク検出器出力の時間に対する変化
を示す波形図、第１Ｄ図は第１Ａ図の波形からｅ ｍｉ
ｎを除いた後の波形図、第１Ｅ図は偏心量の時間に対す
る変化を表わす直流値ｅＤＣ の波形図である。 第２図は第１Ｄ図、第１Ｅ図に示されたような偏心を表
わす出力信号を得るための、この発明の１実施例を一部
ブロックで示した回路図である。 図中、１は変換器、１２は信号調和前置増幅器、Ａ２〜
ＡＩは演算増幅器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 軸の偏心を正弦的に変化する電気信号に変換し、こ
   の電気信号の相続く正波高値及び負波高値の差が、両波
   高値間の期間中上記軸偏心をその出力側に表わす変換手
   段、 入力側が上記変換手段の出力側に接続された正波高値検
   出手段であって、上記正波高値の発生で始まり上記正波
   高値検出手段のリセットで終る第１の所定期間中、上記
   正波高値を略示す正波高値信号をその出力側に生じさせ
   るもの、 入力側が上記変換手段の出力側に接続された負波高値検
   出手段であって、上記負波高値の発生で始まり上記負波
   高値検出手段のリセットで終る第２の所定期間中、上記
   負波高値を示す負波高値信号をその出力側に生じさせる
   もの、 入力側が上記正波高値検出手段に接続された正波高値信
   号蓄積手段であって、上記正波高値検出手段から上記正
   波高値信号蓄積手段へ上記正波高値信号が転送される時
   の蓄積周期の間、上記正波高値信号を蓄積するもの、 入力側が上記負波高値検出手段に接続された負波高値信
   号蓄積手段であって、上記負波高値検出手段から上記負
   波高値信号蓄積手段へ負波高値信号が転送される時の蓄
   積周期の間上記負波高値信号を蓄積するもの、 上記正波高値検出手段と負波高値検出手段の両方に相互
   接続され、上記正弦的に変化する電気信号の周波数に等
   しいかそれ以下であり且つその周期が上記蓄積周期に等
   しいリセット周波数で、上記正波高値検出手段及び負波
   高値検出手段を略同時にリセットするリセット手段、 上記正波高値検出手段と負波高値検出手段の両方に相互
   接続され、上記リセット周波数に等しい周期で、しかも
   リセット信号の印加より所定時間だけ前の、上記第１及
   び第２の所定期間中の時点において、上記正波高値信号
   及び負波高値信号をそれぞれ上記正波高値信号蓄積手段
   及び負波高値信号蓄積手段に略同時に転送するサンプリ
   ング手段、及び 一方の入力端子が上記正波高値信号蓄積手段の出力側に
   接続され、他方の入力端子が上記負波高値信号蓄積手段
   の出力側に接続され、上記一方の；入力端子の信号値と
   上記他方の入力端子の信号値との差に略等しい出力信号
   を発生し、もって上記蓄積周期の１部分中上記正波高値
   および負波高値間の期間中に関連する上記軸偏心を表わ
   す加算手段、 を備えた軸偏心測定装置。 ２ リセット周波数の下限は軸偏心の変化を検出するの
   に必要な時間に関係する特許請求の範囲第１項記載の軸
   偏心測定装置。 ３ リセット周波数は正弦的に変化する電気信号の周波
   数範囲にわたって一定である特許請求の範囲第１項記載
   の軸偏心測定装置。