JPS5837799B2 - 電動機装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、インバークと結合されて、交流給電される
電動機装置に関するものである。

従来この種の電動機装置として、第１図ａ又はｂに示す
回路構成のものがあった。

同図ａにおいて、１００は複数組の３相の第１及び第２
交流巻線１０１，１０２を有する固定子、１２０は直流
励磁巻線１２１を存する回転子、２０１ ，２０２は各
組交流巻線に結合した複数組のインバータユニット、３
１，３２は各インバータユニットの直流入力電路に直列
挿入された平滑リアクトルである。

而して各インバータ・ユニット２０１ ，２０２の直流
入力端子Ｐ １ ，ｎｌ 、Ｐ２ ２ ｎ２は夫々上記
平滑リアクトル３１，３２を介して、共通直流電源３０
０の直流端子Ｐ，Ｎに並列接続されている。

又、同図ｂにおいては、複数組のインバークユニット２
０１ ，２０２をその直流入力端子Ｐ１，ｎ１，Ｐ２
ｊ ｎ２に関して直列接続し、この直列体を直流リアク
トル３０を介して共通直流電源３００に接続されている
。

尚、インバータ・ユニット２０１ ，２０２および直流
電源３００は、例えば第４図ａに示す如き電気弁２ａ〜
２ｆを有する電気弁ブリッジ回路などの電気弁回路装置
２００であり得る。

前記第１図ａ又はｂにおいて電動機１の一サイクル当り
の転流回数（インバータ・ユニット全組合成の毎サイク
ル当りの電気弁スイッチング回数）を増すことにより、
トルク脈動の周波数を高くすると共にトルク脈動率を軽
減するために、第１交流巻線１０１と第２交流巻線１０
２との間に位相差（３相２組では電気角３０°の位相差
）を設け、各インバータユニツ｝２０１ ，２０２も互
に位相差を持って導通制御する。

しかるに前記第１図ａの並列接続構成方法では、第１イ
ンバータユニット２０１の直流端子Ｐ１，ｎ１間電圧′
ｖｐｎ１と第２インバークユニット２０２の直流端子間
電圧■，ｎ２とに、夫々各インバータユニットの転流に
同期した電圧脈動を発生し、且つ各々の電圧脈動にも位
相差を生じる。

そして、交流巻線の周波数が低い場合（例えば電動機の
回転数が低い場合）、上記脈動周波数も低くなり、各イ
ンバータ電圧知。

１とＶｐｎ２との瞬時値差に応じて脈動横流を発生する
。

即ち、第１インバータ入力電流■１と第２インバータ入
力電流■２とが、回転に伴って■１〉■２となったり、
■１〈■２となったりする。

上記電流の相互増減をリアクトル３２，３１で抑制しよ
うとすると、低周波数程大きな平滑リアクトルを必要と
し不経済となる。

又、直流電源３００の脈動電圧がある場合、この脈動電
圧による電源入力電流脈動とインバータ転流作用とによ
ってビート現象を発生する。

即ち、電源入力電流波高値時点で転流する時、そのイン
バータの転流重り角が増大し、このインバータユニット
の直流電圧は上昇し、このインバークユニットの直流入
力電流平均値は減少する。

しかも、２組のインバータユニットは互に位相差を持っ
て転流しているから、一方のインバータユニットが電源
電流脈動の波高値と同期している時に、他方のインバー
タユニットは電源電流脈動の波谷値と同期するというよ
うに、ビート発生位相関係もずれる。

かかるビートは１組のインバータユニットの転流周波数
と電源３００の脈動周波数とが約等しい時に最も大きく
現れ、このビートは電動機が比較的高速回転（交流巻線
周波数が比較的高周波）の時に発生する。

このビート周波数は、低周波であって、やはり両直流入
力電流の脈動横流となって現れこれを抑止するに要する
平滑リアクトルも極めて大きくなり、不経済である。

又、上記低周波域インバータ脈動や上記高周波域ビート
脈動は、電動機トルク脈動となって現れ、前記トルク脈
動軽減目的を損う結果となる。

次に、第１図ｂの直列接続方式では、２つのインバータ
ユニット２０１ ，２０２が直列接続されているので、
夫々のインバータ直流電圧ＶｐＨ１ ｔ Ｖｐｎ２も直
列和動となり、直流電源３００から見た合成インバータ
電圧は（ Ｖｐｍ＋ Ｖｐｎ２）であって１台のインバ
ータと見なすことができる。

そして、両インバータの直流入力電流は等しく、前記第
１図ａの如き直流電流の横流脈動を生じない。

しかし、両インバータユニットは直流的に電位差△Ｖを
有し、両交流巻線の中殴電位（△結線など環状結線では
仮想中殴電位） ＶＮＵＩＩとＶＮＵ２との間に夫々そ
の平均電位差△■一（′ｖＮＵ２−ＶＮ［Ｊ１）を発生
する。

（第１図ａではＶＮＵ１−′ｖＮＵ２である）従って、
各交流巻線の対地絶縁（鉄心に対する絶縁）や巻線間絶
縁として、△■だけ高い絶縁耐力を有する絶縁を施す必
要がある。

この絶縁は、インバータユニットの直列数Ｇが増せば増
々所要絶縁強化の度合がかさむ。

しかるに、絶縁強化を行うと、スロット中に占める絶縁
物が増大し、導体の有効断面積が低下し、不経済な電動
機となるだけでなく、リーケージインダクタンス率の大
きい回転機となり、インバータユニットの転流特姓にも
悪影響を及ぼす。

又、リーケージインダクタンスの増大は、電動機の制御
応答速度や、入力電流許容増減速度ｄＩ／ｄｔ （ Ｉ
Ｊツプルのｄ ｉ／ａ ｔや電流の立ち上げｄｌ，／ｄ
ｔや電流の引き下げｄＩ／ｄｔなと）を低下させ、電動
機は能を低下させる。

かかる性能劣化はミル用電動機のように良好な応答速度
を要求される速応殴電動機装置において特に問題となる
。

以上説明のように、第１図ａの従来側は、直流入力電流
に脈動横流を発生し、これを抑制しようとすれば不経済
となる。

又トルク脈動性能が悪くなる。

又、第１図ｂの従来側は交流巻線の所要絶縁耐圧が増大
して不経済となる。

又応答注が悪くなる。

この発明は、複数組のｍ相インバークユニットと結合さ
れる複数組のｍ相交流巻線（ｍ相は自然数）を有する電
動機装置において、インバータユニットの直流入力電流
の脈動の軽減又は交流巻線の所要絶縁耐圧の軽減を図る
ことを目的とする。

以下本発明の一実施例を図に基づいて詳しく説明する。

即ち、第２図ａは電動機１が同期電動機である場合の一
実施例であり、１２０は回転子で主界磁巻線１２１と直
巻姓界磁巻線１２２とを含む。

上記直巻殴界磁巻線１２２は主界磁巻線１２１と同一磁
軸の直巻界磁巻線である場合（後述の第６図ａ）と、主
界磁巻線１２１と直交磁軸をもつ補償巻線である場合、
（後述の第６図ｂ）とがある。

或いは同一磁軸分と直交磁軸分との両者を含む場合もあ
る。

１００は固定子で、複数組の３相の第１及び第？交流巻
線１０１，１０２を有する。

上記各交流巻線１０Ｌ１０２はそれぞれＹ結線された相
巻線１０１ｕ，１０１Ｖ及び１０２ｕ，１０２ｖ，１０
２Ｗを有する。

而して上記固定子１００及び回転子１２０は電動機１を
構成する。

上記電動機１の回転子１２０は、同期電動機であれば直
流界磁巻線１２１を持つ回転子、又は凸極はを有する回
転子、又は第１第２直流界磁巻線（複数界磁又は２軸界
磁）１２１，１２２を持つ回転子であり、カゴ形誘導電
動機であればカゴ導体１２４（後述第６図Ｃ）を持つ回
転子１２０であり、巻線形誘道電動機であれば第２図ｂ
に示す如く一次多相巻線１２３ｖ〜１２３Ｗを持つ回転
子である。

尚巻線形誘導電動機の場合、二次巻線を固定子側に備え
、これが交流巻線１０１，１０２である。

４２は上記直巻殴界磁巻線１２２に直流電流Ｉｄｃに比
例した電流■１２を供給する直巻性励磁手段である。

この直巻性励磁千段４２の最も簡単なものは直流電路へ
直巻注界磁巻線１２２を直列挿入することにより構成さ
れる。

直巻殴界磁巻線１２２が補償巻線である場合可逆極注に
励磁するために、極殴転換器（例えば、スイッチやサイ
リスクスイッチからなるブリッジ接続回路）を介して直
流電路に直列挿入すればよい。

又、直巻殴励磁手段４２は後述の直流電流検出器４１又
はその比例応動量検出手段（例えば、電気弁回路交流側
に設けた交流変流器）４１′の出力を入力信号として、
これに比例した出力電流、又は極注が可逆で絶対値が比
例した出力電流を発生する直流電流制御装置であっても
よい。

この直流電流制御装置としては制御電気弁回路やチョツ
パ制御装置などを用いることができる。

前者の直結直列挿入法は直流電力制御装置が無用である
。

後者の比例制御による直流電力制御装置を用いる方法は
、励磁電流■１２を主直流電流より小さい値にする（巻
数を多くする）ことができ、回転子に設けるスリップリ
ングが小形となると共に、電位を低圧制御回路電位（主
回路の高圧電位でない）にすることができるので直巻殴
界磁巻線１２２の絶縁面でも有利になる。

上記インバータユニット２０１ ，２０２が電動機交流
巻線の内部起電力で転流させる他励インバータである場
合の細部接続一例を第４図ａに示し、強制転流させる自
励インバータである場合の細部接続一例を第４図ｂに示
す。

第４図ａ，ｂにおいて、２ａ〜２ｆは制御電気弁、２１
は強制消弧コンデンサ、２２は直列ダイオード電気弁で
ある。

而して第４図ａの如き内部起電力転流形インバータは、
励磁手段をもつ同期電動機や巻線形誘導電動機に適し、
第４図ｂの如き自励転流形インバータはかご形誘導電動
機に適すると共に、同期電動機や巻線形誘導機の高効率
、低トルク脈動化に適する。

３０１，３０２は第１及び第２直流電源である。

上記各直流電源３０１ ，３０２と各インバータユニッ
ト２０１ ，２０２とは、第１直流電源３０１第１イン
バータユニット２０１一第２直流電源３０２−第２イン
バータユニット２０２一第１直流電源３０１の如く直流
電路に関して直列閉ループを形成している。

そして直流電源とインバータユニットとは交互配置とな
るよう接続される。

３Ｌ３２は平滑用の直流リアクトルで、直流電源とイン
バークユニットとの接続直流線路（複数）の内の単数又
は、複数に直列挿入される。

尚、直流電源３０１ ，３０２の合成脈動電圧が小さい
場合は直流リアクトル３１ ，３２を省略することが出
来る。

４１は直流電源とインバータユニットとの直列回路の直
流電流を検出する直流電流検出器である。

この直流電流検出器４１の代わりに破線で示す如く電気
弁回路の交流側に設けられた交流変流器より成る比例応
動量検出手段４１′を設けても良い。

３００は移相変圧器で、１次巻線３２０と２次巻線３１
１，３１２を有する。

さて、上記第２図実施例において、今、第１直流電源３
０１の仮想中性電位を基準電位（零電位）とすると、第
１直流電源３０１の端子Ｐ及び第１インバータユニット
２０１の端子Ｐ１とが同一直流■電位（脈動を無視した
平均電位）第１インバータユニット２０１の端子ｎ，及
び第２直流電源３０２の端子ｎとが同一直流Ｏ電位第２
直流電源３０２の端子Ｐと、第２インバータユニット２
０２の端子Ｐ１とが同一直流■電位第２インバータユニ
ット２０２の端子ｎ２と第１直流電源３０１の端子ｎと
が同一直流Ｏ電位となる。

即ち、インバータユニットの直流入力端子電位は、正負
交互に変化し、積算的に上昇しない。

従って、第１交流巻線１０１と第２交流巻線１０２の夫
々の仮想中注点直流電位もほぼ基準電位になる。

換言すれば、両交流巻線の中性電位に直流電位差△■を
生じない。

このため、交流巻線の絶縁は、一組の交流巻線の交流電
圧（対中性点電圧又は線間電圧）に対処すればよく、そ
の所要絶縁耐圧は直流線路側の直列接続に拘らず低い電
圧で済む。

なお、上記第２図の実施例は、交流巻線、インバータユ
ニットおよび直流電源ユニットが夫々２組の場合につい
て示したが、一般に任意の複数組Ｇ組にすることができ
る。

Ｇ＝３の場合の実施例を第３図ａに示し、Ｇ＝４の場合
の例を第３図ｂに示す。

Ｇ＝３で、１組の交流巻線の相数ｍが３の場合は、夫々
交流巻線は電気角π／９づつ位相差を持つ。

Ｇ＝４旦つｍ＝３の場合は夫々交流巻線は電気角π／１
２づつ位相差を持つ。

一般に一組の交流巻線の相数をｍとし、組数をＧとする
時、位相隣接組間位相差は、ｍが奇数ならばπ／ｍＧｍ
が偶数ならば２π／ｍＧにする。

これにより、トルク脈動を小さくできる。前述第２図〜
第４図実施例において、Ｇ組の直流電源３０１〜３０Ｇ
を電気弁整流回路（例えば第４図ａ，ｂ）とする時、そ
のＧ組交流電源を３１１〜３ １ ＧＧ組のインバータ
ユニット２０１〜２０Ｇ及びＧ組の交流巻線１０１〜１
０Ｇの結合と同様に、夫々組間に位相差を設けることが
できる。

そして、この時、Ｇ組の交流電源を共通交流電源から移
相変圧器｛３２０及び３１１〜３１Ｇ｝を介して得れば
、共通電源から見た整流相数が増し、交流電源系統高調
波障害が減少すると共に、直流閉ループ電流ひいては各
インバータユニットの直流入力電流の電源脈動が大幅に
減少する。

更に、単に電源整流脈動リツプルを減少させるだけでな
く、インバータ転流現象（転流重り角の電流瞬時値依存
は）との相互作用（両方の存在が必要条件である）によ
って生じるビート脈動電流やビートトルク脈動も大巾（
約グループ数Ｇの２乗ないし３乗オーダに反比例的）に
減少する。

このように、特に電動機装置のビートトルク脈動を大巾
に軽減する顕著な組み合わせ効果がある。

又、第２図〜第３図実施例において、Ｇ組の直流電源３
０１〜３０Ｇの出力電圧を調整する際一勢に同一電圧関
係で変化させる一勢制御法と、１組の直流電源電圧を上
昇（又は下降）させてのち、つづいて順次他の組の直流
電源電圧を上昇（又は下降）させる順次制御法とがある
。

直流電源３０１〜３０Ｇが電気弁回路の場合、前者は交
流電源高調波障害や直流整流脈動が小さい特徴を有し、
後者は交流電源無効電力が小さい特徴を有する。

次に、前述の実施例第２図、第３図に示した固定子１０
０及び回転子１２０の巻線配置細部の実施例を第５図及
び第６図により説明する。

第５図は、共通フレーム１１４に同軸収納した２組のス
テータ磁心１１１ａ，１１ｌｂと共通軸１１０に串形装
着したロータ磁心１１２ａ，１１２ｂとを有し、第１交
流巻線１０１及び第２交流巻線１０２を夫々第１ステー
タ磁心１１１ａ及び、第２ステータ磁心１１１ｂに巻線
する。

更に回転子巻線１２０〔同期電動機では直流界磁巻線１
２１あるいは直巻注界磁巻線１２２又は補償巻線１２２
あるいはそれらの組合せ、巻線形誘導電動機では一次多
相巻線１２３〕は第１ロータ磁心１１２ａと第２ロータ
磁心１１２ｂとに共通に巻線（一本の導体に関して両磁
心のスロットを貫通させる）することができる。

あるいは、ステータと同様に個別磁心毎に巻線後、両巻
線を直列接続又は並列接続する。

あるいは又、カゴ形ロータであれば、鎖線で示すように
個別にカゴ導体１２４及びその短絡環１２５を設ける。

あるいはカゴ導体を両磁心スロットに貫通させて両端に
のみ短絡環を設けてもよい。

ロータ巻線１２０を持つ電動機であれば、スリップリン
グ１１５及びプラシ１１６を設けることができることは
いうまでもない。

以上、第５図の如くして、２組の交流巻線を設けること
ができる。

ロータ導体が独立なカゴ形の場合、交流巻線の移相は任
意であって、インバークユニットの導通制御位相だけで
決まる。

ロータ導体を両磁心１１２ａ，１１２ｂに貫通させたカ
ゴ形回転子や巻線形誘導機一次多相巻線１２３を持つ回
転子や、直流界磁巻線類１２１，１２２を持つ回転子で
は、ステータ巻線のスロット占有周方向位置を所定電気
角（π／ｍＧ又は２π／ｍＧ）だけずらしておく。

あるいは、ロータ側導体のスロット占有周方向値を所定
電気角だけずらせる。

これらは相対的な電磁的位置なので両者の組合せでもよ
い。

このようにして、２組の交流巻線の位相差を設けること
ができる。

以上は２組の例であるが、任意Ｇ組交流巻線について、
同様にＧ組の串形結合電動機にすることができる。

更にこれらはＧ台の電動機を串形直結結合したり、回転
軸間ギア結合により作ることもできる。

第６図ａは、共通のステータ磁心１１１のスロットを、
上下２層に分け、第１交流巻線１０１ｕ，１０１ｕ〜１
０１Ｗ，１０１ｗ及び第２交流巻線１ ０２ｕ，１０２
ｕ〜１ ０２Ｗ，１ ０２ｗを設けた例を示し、説明の
簡略化のために同図は凸極３相２極を例として示し、毎
相の相帯（フエーズベルド１相分の導体が埋設されるス
ロットの分布範囲を表す電気角）がπ／３の場合を示す
。

同図のベルト区分１０１ｕ〜１０２Ｗは、その領域のス
ロットに埋設される導体をもってコイルを形威し、この
コイルを直並列接続して各相（ｕ，ｖ，Ｗの添字符及び
同一所属相の逆極殴添字符号Ｕ，Ｖ，Ｗで示す）巻線を
形成することを表わす。

この他、図示便宜上、第１巻線をステータスロフト外周
ベルトに配置し、第２巻線を内周ベルトに配置して図示
したが、同一スロットの上下（空隙側と反空隙側）関係
は転置し入れ換え）することができる。

例えば、１０１ｕの半分は図示の通りスピントの反空隙
側に配置し、１０１ｕの他の半分をスロットの空隙側に
配置する。

以下他の各相ベルトについても同様にし、第１巻線と第
２巻線とが互にスロットの空隙側及び反空隙側を半分づ
つ占めるようにすることができる。

これにより、各組のリーケジインダクタンスもバランス
する。

ヌ、第６図は凸極回転子を示し、界磁巻線１２１と直巻
注界磁巻線１２２とを持つ２極概念構造を示すが、実際
構造としては、更に極数の多い周知の凸極同期機構造に
できることはいうまでもない。

この他第６図ａの回転子に代えて、後述第６図ｂの円筒
形回転子を用いてもよい。

更に又、カゴ導体１２４を持つ第６図Ｃのカコ形回転子
１２０を、第６図ａの界磁回転子１２０と入れ換えれば
、第６図ａのステータ１００はそのままカゴ形モータに
も適用できる。

第６図ｂは他の固定子１００及び円筒形回転子１２０の
組み合せ例を示す。

図において、１組の交流巻線の１相分の巻線の相帯はπ
／ｍＧｃｍが奇数、同図はｍ ＝ ３の例〕又は、２π
／ｍＧ（ｍが偶数同図は｛Ｕと画｝，｛■と｝，｛Ｗと
Ｗ｝など夫々逆極注関係のコイルを別の相として甚定す
れば、ｍ＝６の場合を例示していると見なすことができ
る〕にしてある。

即ち、第６図ａがスロットの深さ方向に分割して２組の
交流巻線を挿入したのに対し第６図ｂは円周方向に分割
して、相帯を２分した巻線配置実施例である。

このように、相対方向に分割すれば、毎組毎相のスロッ
ト数が減少して空間高調波が増加するが、外周／内周で
分割する第６図ａに比べ、分割組数Ｇを多く取り易い。

又コイルの細部寸法の相違がなく同品種コイルで統一で
き、コイルエンドの錯そうを回避できないなどの特長を
有する。

この第６図ｂのステータ巻線法は、凸極回転子やカゴ形
回転子にも組み合せて利用できることはいうまでもない
。

第６図ｂの回転子１２０は、円筒形回転子で主界磁巻線
１２１と直交磁軸をもつ補償巻線１２２を備え、主界磁
巻線１２１の分布帯（相帯に相当）は補償巻線１２２の
分布帯にほぼ等しいか又は、１２２の分布帯より小さく
する。

従来の円筒形同期機では、主界磁巻線１２１の分布帯を
２／３π程度にしていたが、この第６図ｂの実施例では
、主界磁巻線分布帯をπ／２以下にしている。

これにより、空隙は小さく、定常界磁損失が小さく、有
効空隙磁束を大きくできる。

以上、この発明によれば、ｍ相インバータユニットをＧ
組と、ｍ相交流巻線をＧ組有する電動機とを備え、各イ
ンバータユニットにより、各組交流巻線へ給電する電動
機装置において、更にＧ組の直流電源を備え、上記イン
バータユニットと直流電源とを直流電路に関して交互直
列閉ループを形成する如く持続することにより交流巻線
の所要絶縁耐圧を軽減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ，ｂは夫々従来装置の一例を示す回路構成図、
第２図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第３図
ａ，ｂはこの発明の夫々他の実施例を示す回路構成図、
第４図ａ，ｂはこの発明に用いるインバータユニットの
細部一実施例を示す接続図、第５図は、この発明に用い
る電動機の巻線配置に関する一例を示す概略構造図、第
６図ａ，ｂ，ｃは夫々この発明に用いる電動機の巻線配
置に関する夫々一例を示す概略構造図である。 図において、１は電動機、１０Ｌ１０２，１０３，１０
４，１００はｍ相交流巻線、２０１，２０２，２０３，
２０４，２０６はｍ相インバータユニット、３０Ｌ３０
２，３０３，３０４，３０Ｇは直流電源、１１１はステ
ータ磁ノ巳＼ １１３はステータスロット、１０１ｕ，
１０１ｕ〜１０２Ｗ，１０２ｗは導体群又はその分布領
域、ｍは１組の相数、Ｇは組数、１００は固定子、１２
０は回転子である。 尚、図中同一符号は夫々同一又は相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｉ Ｇ組（Ｇ≧２）のｍ相インバータユニットとＧ組
   （Ｇ≧２）のｍ相交流巻線を持つ電動機を有し上記各組
   ｍ相インバータユニットから上記各組ｍ相交流巻線へ給
   電するようにしたものに於で、Ｇ組（Ｇ≧２）の直流電
   源を備え、上記Ｇ組のインバータユニットと、Ｇ組の直
   流電源とを直流電路に関して交互に直列かつ閉ループを
   形或するよう接続したことを特徴とする電動機装置。 ２ Ｇ組のｍ相交流巻線は、少なくともいずれかの組間
   で位相差を有し、かつＧ組のｍ相インバータユニットは
   、少なくともいずれかの組間で位相差を有して導通制御
   されることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   電動機装置。 ３ Ｇ組の直流電源は、Ｇ組の整流器ユニットからなり
   、このＧ組の整流器ユニットの夫々に結合される交流電
   源は、少なくともいずれかの組間が位相差を有すること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項に記載の
   電動機装置。 ４ 電動機は、回転周方向に配列されたスロットを有す
   る共通ステータ磁心を備え、上記スロットに埋設される
   導体群を上記回転周方向にｍＧ個配分してｍ相Ｇ組の交
   流巻線を構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項ないし第３項のいずれかに記載の電動機装置。