JPS5838681Y2 - 上下糸巻ひずみ補正回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本案は、ブラウン管を使用したテレビジョン受像機、情
報表示装置等の表示画像の上下糸巻ひずみの補正回路に
関する。

特に本案は、この機能に関し従来用いられていた過飽和
リアクタによる特殊なトランスを使用せず、比較的小容
量の通常の出カドランスで実現するための補正出力回路
に関するものである。

周知のように上下糸巻ひずみは、水平走査線の中央の垂
直振幅が不足していることに起因し、これを補正するた
めには水平走査線の中央部の偏向角が最大となるよう、
水平走査の間に垂直偏向角を変化させることによってな
される。

例えばモノクロムのものでは偏向ヨーク周辺またはブラ
ウン管のファンネル部付近に複数個の永久磁石を設けて
補正する方法がとられていた。

しかしカラーのものでは、画像のピユリティ、コンバー
ゼンスが劣化するためこの方法を採用することができな
かった。

そこで、上述の偏向角を変えて走査線を真直ぐにする方
法として、走査線の曲りに相当するパラボラ状波形の補
正電流を、偏向電流が垂直走査の前半では負の方向に、
走査の後半では正の方向に増加するように重畳し、その
振幅を中央部で零になるようほぼ直線的に変化させる方
法がとられていた。

この方法は、走査線の曲りに相当する水平走査周期のパ
ラボラ波を垂直鋸歯状波で平衡変調することによって得
られた補正波形の電流を可飽和ノアフタによるトランス
で垂直偏向電流に重畳していた。

この場合、この可飽和リアクタによるトランスは、フェ
ライト等の磁芯の飽和による非直線性を利用するため製
品のバラツキが大きく、任意の補正波形を得るための調
整が複雑でコスト低減を妨げている要因となっていた。

そこで、可飽和リアクタを用いずに通常の１次、２次巻
線を有する出カドランスでこの機能を実現したものとし
て、先に出願人が実願昭５２−１８２１７号として提案
した。

この方法は、複数個のトランジスタで構成した２重平衡
回路の第１の入力端子に水平走査周期の鋸歯状波電圧を
与え、第２の入力端子に垂直走査周期の鋸歯状波電圧を
与え、出力に水平走査周期の鋸歯状波を垂直走査周期の
鋸歯状波で平衡変調した波形の電圧を得て、非直線性を
もたない通常の出カドランスの１次側巻線に印加し、２
次側巻線を垂直偏向コイルに直列に挿入することによっ
て、出カドランスの１次側巻線に印加された波形の電圧
が偏向コイルでは積分された波形の電流となり、偏向コ
イルにはパラボラ波の補正波形を重畳した偏向電流が流
れるように構成したものである。

ところで、このような偏向コイルと補正用の出カドラン
スとを直列に接続された形式の上下糸巻ひずみ補正回路
では、出カドランスの１次側巻線の巻数ｎと２次側巻数
ｍとの間にはｎ＜ｍなる関係があり、次のような理由に
よりこの関係は避は難い。

すなわち、垂直偏向出力回路より偏向コイルに流れる偏
向電流の鋸歯状波の尖頭値は、出カドランスの２次側よ
り偏向コイルに流れる補正電流のパラボラ波の尖頭値に
比べて大きい（通常１０倍以上）ものである。

しかし、偏向コイルの両端に誘起される電圧の尖頭値で
は、補正電流のパラボラ波によって誘起される電圧のほ
うが大きくなる（通常３倍以上）。

この電流・電圧の両者の各々の比は、水平・垂直の各周
波数および補正量によりさまさ゛まな値をとるが、この
大小関係は変わることがない。

したがって、出カドランスの１次側に接続される補正出
力回路の動作電圧Ｂ１と、２次側に接続される垂直偏向
出力回路の動作電圧Ｂ２を等しくするならば、出カドラ
ンスの１次、２次巻数はｎ＜ｍとなる関係とする必要が
ある。

このことは、出カドランスが通常ｎ＜ｍなる関係に設計
されているとき最も効率がよいことがらすれば、トラン
スの効率が非常に悪いことを意味する。

したがって、トランスの効率を高めようとすれば、１次
側に接続される補正出力回路の動作電力を非常に大きな
ものにする必要がある。

この意味から補正出力回路の動作電力を大きくするとし
ても限度があり、結局出カドランスの１次・２次巻線の
ｎ＜ｍなる関係は避は難いものであった。

したがって、このような関係にある通常の非直線性を有
さない出カドランスでこのような機能を実現するには、
先ず第１の問題としては１次側に接続される補正出力回
路の回路効率を相当に高めなければならないのと同時に
、２次側に偏向電流が流れるために１次側の補正出力回
路の電力損失となって影響を与えることを極力小さくす
るよう配慮する必要がある。

このことは、この種補正出力回路が出カドランスの１次
側を駆動するとき、定電圧源としてよりも定電流源とし
て構成されることが上述の電力損失を小さくする上で望
ましい。

また、補正出力回路の回路効率の観点からすれば、電力
増幅回路として電源効率が高く、無信号時の消費電力が
小さく、ひずみの小さい等の利点をもつ比較的回路効率
の高い８級５ＥＰＰ回路が最適である。

そしてその中でも、トランスが通常布する欠点すなわち
、トランスはそれ自体周波数特性をもつこと、トランス
の位相特性のため多量の負帰還をかけられないこと、重
量・価格が増加すること、トランスは入出力条件（特に
入出力インピーダンス）によって巻数比等を決定して設
計されるため、この人出条件を支配するトランスの入出
力回路が変わればその都度設計しなおさなければならな
いこと、等の欠点を除く上でＯＴＬ回路が望ましい。

したがって本案は、このような第１の問題の観点に立っ
て基本的には、例えば第１図に示すような５ＥＰＰ−Ｏ
ＴＬ回路で実現するものである。

以下本案をこのような実施例図面に添って説明する。

第１図実施例回路において、１は周知の垂直偏向出力回
路で偏向コイル２，３がその負荷として接続され、この
偏向コイル２，３と直列に出カドランス４の２次側巻線
４１が接続されている。

この出カドランス４は非直線性を有さない通常のトラン
スで構成される。

また、５はＲＬを負荷抵抗とする５ＥＰＰ回路で、入力
端子５１には図に示すような水平走査線の曲りに相当す
るパラボラ状の波形が垂直走査周期の前半と後半で正負
に反転し、包路線が直線となる補正波形の電圧信号が入
力される。

この補正波形の信号は、すでに述べたように図示しない
平衡変調回路等によってすでに造り出されたものである
。

入力端子５１より入力された補正波形の電圧信号はトラ
ンジスタＱ１のコレクタ側で増幅反転され、この反転し
た信号はその正と負の半サイクルずつトランジスタＱ２
．Ｑ３によって各々増幅される。

したがって、トランジスタＱ２゜Ｑ３はトランジスタＱ
１をドライブ段とした周知のＢ級プッシュプル増幅器と
して動作する。

またトランジスタＱ２．Ｑ３の各エミッタ抵抗Ｒ１，Ｒ
２の接続点は負荷抵抗ＲＬがコンデンサＣ１を介して接
地されている。

その結果、５ＥＰＰ回路５は周知の１電源方式の５ＥＰ
Ｐ−ＯＴＬ回路を構成するものである。

ここで抵抗Ｒ３，Ｒ４はドライブ段のトランジスタＱ１
のバイアス安定化の直流負帰還ループを形成するもので
ある。

また、抵抗Ｒ５は交流帰還ループを形成し、コンデンサ
Ｃ２はこれによって直流帰還ループに乗る交流分を除去
するためのバイパス用コンデンサである。

このように５ＥＰＰ−ＯＴＬ回路５によって正と負の半
サイクルずつ電力増幅された信号は、トランジスタＱ２
．Ｑ３の各コレクタより次段のコンプリメンタリ出力回
路６に注入される。

コンプリメンタリ出力回路６は、前段のプッシュプル回
路を構成するトランジスタＱ２．Ｑ３の極性と逆極性の
トランジスタＱ４．Ｑ５によって構成され、このトラン
ジスタＱ４．Ｑ５は電圧信号によってドライブされる。

トランジスタＱ４．Ｑ５の各コレクタの接続点Ａはすで
に述べた出カドランス４の１次側巻線４２の一端に接続
され、この巻線４２の他端はコンデンサＣ３によって交
流的に接地されるとともに、ブリーダ抵抗Ｒ７，Ｒ７に
よって分割された電圧が印加される。

その結果、このコンプリメンタリ出力回路６は出カドラ
ンス４の１次側巻線４２を負荷とし、この負荷よりみる
と前段よりインピーダンスを変換した定電流源として構
成される。

したがって、入力端子５１より入力された補正波形の信
号は、電力増幅されて出カドランス４の１次側巻線４２
の両端に、十分インピーダンスの高い定電流源で与えら
れることとなる。

一方、この種補正出力回路の第２の問題点として、出カ
ドランス４自体がすで゛に述べたように１次・２次巻数
ｎとｍにｎ＜ｍなる関係があるため、この出カドランス
４の１次・２次変換効率を高める必要がある。

このため、出カドランス４の１次側巻線４２に接続され
る補正出力回路はそのダイナミックレンジをより広くす
ることが望まれる。

第１図実施例回路では、このような観点からブリーダ抵
抗Ｒ６，Ｒ７によってコンプリメンタリ出力回路６の各
コレクタの接続点Ａの電位の安定化を計っている。

すなわち、この実施例回路では原理的にはブリーダ抵抗
Ｒ６，Ｒ７はなくてもコンプリメンタリ出力回路６は動
作するが、実際にはトランジスタＱ４．Ｑ５の内部イン
ピーダンスや、このトランジスタＱ４．Ｑ５に流れる電
流量が異なることなどによって、もしもブリーダ抵抗Ｒ
６，Ｒ７がない場合、Ａ点の電位は大きく変動する。

その結果、トランジスタＱ４．Ｑ５のダイナミックレン
ジは狭くなってしまう。

したがって、ブリーダ抵抗Ｒ６，Ｒ７によってＢ点に安
定化用の直流バイアスを与えると、コンプリメンタリ出
力回路６のトランジスタＱ４．Ｑ５のコレクタ電流の差
は、ブリーダ抵抗Ｒ６゜Ｒ７側に流れることによってＡ
点の電位を変化させ、この回路動作のダイナミックレン
ジにあまり影響を与えないようにすることができる。

このように、この種のコンプリメンタリ出力回路６は、
そのダイナミックレンジをより広くとるためには負荷と
接続される出力段の中位点Ａの電位をより安定に保つこ
とが重要である。

以上のようにして本案は５ＥＰＰ−ＯＴＬ回路で定電流
源の補正出力回路を構成し、かつ非直線性を有さない通
常の出カドランスでこの機能を実現することができるも
のである。

ところで、第１図実施例回路においてこのような目的で
接続されたブリーダ抵抗Ｒ６，Ｒ７は、実際にはこの抵
抗値をコンプリメンタリ出力回路６のトランジスタＱ４
．Ｑ５の内部インピーダンスに比して十分小さくしてや
らなければ、Ｂ点の電位は抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧比だけ
でなくトランジスタＱ４．Ｑ５の内部インピーダンスに
よって依然影響を受けるため、やはりこの回路のダイナ
ミックレンジが狭くなってしまう。

したがって、ブリーダ抵抗Ｒ６，Ｒ７の抵抗値は、一般
にトランジスタの内部インピーダンスが小さいから、そ
れ以上に小さな値としなければならない。

その結果、この抵抗Ｒ６゜Ｒ７での電力損失が大きくな
るため効率が悪くなる。

また、このことは中位点Ａの電位を安定化するために、
出カドランス４の１次側巻線４２には比較的大きな直流
電流が流れることとなり、出カドランス４の磁化特性に
悪影響を与えるとともに、トランス自体を大型化してし
まう。

そこで、本案ではこのような欠点を解決したものとして
第２図に示すような他の実施例回路を挙げて説明する。

この第２図実施例回路は便宜上第１図と同等もしくは同
一部分には同一符号を付している。

この実施例回路は上述の欠点をコンプリメンタリ出力回
路６から５ＥＰＰ−ＯＴＬ回路５のドライブ段に出カド
ランス４の１次側巻線４２を介して直流負帰還をかける
ことによって、コンプリメンタリ出力回路６の中位点Ａ
のバイアスを安定化したものである。

したがって、第２図実施例回路は第１図実施例における
Ｂ点とＣ点とを接続し、かつコンデンサＣ１とＣ３をひ
とつのコンテ゛ンサＣｏによって共用し、これによって
Ａ点の直流負帰還をかけ安定化している点で異なるもの
である。

この共用したコンデンサＣ８は、その充電が５ＥＰＰ−
ＯＴＬ回路５のトランジスタＱ２と負荷抵抗ＲＬを介し
、かつコンプリメンタリ出力回路６のトランジスタＱ４
と１次側巻線４２を介して行なわれ、放電は負荷抵抗Ｒ
ＬとトランジスタＱ３および１次側巻線４２とトランジ
スタＱ５を介して行なわれる。

その結果、出カドランス４の１次側巻線４２に流れる直
流電流は極くわずかなものとなる。

また直流負帰還ループは、Ａ点−１次側巻線４２−Ｂ点
（Ｃ点）−負荷抵抗ＲＬ−抵抗Ｒ３，Ｒ４を経て、５Ｅ
ＰＰ−ＯＴＬ回路５のドライブ段の１〜ランジスタＱ１
のベースに至るもので、仮りにＡ点の電位が上昇すると
１−ランジスタＱ１のベース電位も上昇し、結果的には
Ａ点の電位を下げるよう各１−ランジスタＱ２．Ｑ３．
Ｑ４．Ｑ５が働くものである。

その結果、第２図実施例回路では、出カドランス４の１
次側巻線に流れる補正波形の電流が１垂直走査期間内で
の平均値がほは゛等しい波形となるために、Ｂ点の直流
バイアス電位を電源電圧十ＥＢの士に定めることによっ
て、ダイナミックレンジを電源電圧十ＥＨにより定まる
最大レンジまでとることが可能となる。

このことは、コンプリメンタリ出力回路６の中位点Ａの
電位がより安定していることによって実現されるもので
、結果的には５ＥＰＰ−ＯＴＬ回路５の直流負帰還ルー
プを形成する抵抗Ｒ３，Ｒ４によって大きく変化する。

この負帰還量はトランス結合による場合とは異なり、自
由に任意量のものをとることかで゛きる。

ここで゛、５ＥＰＰ−ＯＴＬ回路５のＤｌ、Ｄ２はプッ
シュプル回路を形成するトランジスタＱ２．Ｑ３のバイ
アス用のダイオードで、第１図実施例回路では抵抗Ｒ８
で示したものと同等である。

このようにして第２図実施例回路は、安定したバイアス
電位を得るための直流負帰還ループを比較的簡便な回路
構成で実現し、このことによって通常の非直線性を有さ
ない出カドランス４の効率を高めるために、コンプリメ
ンタリ出力回路６のダイナミックレンジを最大限に広げ
ることができるものである。

以上のようにして本案は、この種の機能を遠戚するため
の手段として非直線性を有さない通常の出カドランスが
用いられた場合、考慮しなければならない幾つかの問題
点を解消し、かつ最も効率のよい補正出力回路を提供す
るものである。

また本案は、出力回路のダイナミックレンジを最大限に
広げることを可能とし、任意の負帰還量を自由にとるこ
とのできる比較的簡便な回路配置を提供するもので゛あ
る。

さらに、本案は出力回路のバイアスをより安定化した回
路を提供するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本案の一実施例を示す要部回路結線図、第２図
は本案の他の実施例を示す要部回路結線図である。 １・・・・・・垂直偏向出力回路、２，３・・・・・・
偏向コイル、４・・・・・・出カドランス、５・・・・
・・５ＥＰＰ−ＯＴＬ回路、５１・・・・・・入力端子
、６・・・・・・コンプリメンタリ出力回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. パラボラ状波形の補正電流を、偏向電流が垂直走査の前
   半では負の方向に、走査の後半では正の方向に増加する
   ように重畳し、上下糸巻ひずみを補正する方式において
   、前記補正電流のパラボラ状波形をもつ信号が入力され
   るシングルエンテ゛ツ１〜７０ツシュブル出カドランス
   レス回路と、この回路の出力信号を電力増幅し少なくと
   も一対のトランジスタで゛構成されるコンプリメンタリ
   出力回路と、１次側巻線がこの出力回路の各トランジス
   タのコレクタ共通負荷として接続され、２次側巻線が偏
   向コイルと直列に接続されてなる出カドランスとを備え
   、前記出カドランスの１次側巻線を前記コンプリメンタ
   リ出力回路のコレクタの共通負荷とすることによってこ
   の１次側巻線を定電流源で駆動してなることを特徴とし
   た上下糸巻ひずみ補正回路。