JPS5840389B2 - 同期利得制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はテレビジョン信号同期利得制御回路に関し、
特に自動利得制御（以後ＡＧＣと呼ぶ）雑音のセットア
ツプやロックアウトが起こるのをできるだけ少なくしな
がら、合成ビデオ信号から無雑音同期信号およびＡＧＣ
信号を生成する回路に関する。

テレビジョン伝送標準によると、合成ビデオ信号はテレ
ビ受像機の映像管に付随する走査回路とテレビ放送局の
撮像装置に付随する走査回路とを同期させるための周期
性水平垂直同期パルスを含んでいる。

合成ビデオ信号中では水平と垂直との同期パルスが表示
画像の特定の輝度条件（例えば任意の黒レベル）により
決定される基準レベルに対して実質的に同一振幅を有す
る。

テレビ受像機はビデオ信号の基準レベルすなわち黒レベ
ルと同期パルスの尖端との間の差を感知してその基準黒
レベルまたはその近傍で始まり、同期パルスを含む範囲
の信号だけを取出してこれに応答することができるよう
にする同期信号分離回路を含んでいる。

合成ビデオ信号には無用の雑音があってこの雑音が同期
パルスの尖頭を超えるレベルに達することが多いが、こ
のような大きな雑音は同期回路の擬似動作を起こしたり
、同期分離回路中に「雑音セットアツプ」として知られ
る状態を作ったりする。

テレビ受像機にはその無線周波（以後ＲＦと呼ぶ）段お
よび中間周波（以後ＩＦと呼ぶ）段に印加するに適した
制御電圧を引出すために普通ＡＧＣ回路が用いられてい
る。

その制御電圧はビデオ信号の同期パルス成分のレベルに
よってそれと反対にその段の利得を変え、合成ビデオ信
号のピーク振幅を一定にする働きをする。

テレビ受像機では合成ビデオ信号の同期パルス成分のピ
ークレベルをサンプリングすることによってＡＧＣ信号
を引出すことが通常行われている。

この同期信号のサンプリングにはピーク検知器を利用す
ればよいが、この検知器はパルス性雑音には極めて弱い
ため、一般に水平偏向系から生成された比較的短かい水
平帰線（フライバック）パルスの間だけＡＧＣ回路を閉
じる手段が設けられる。

この水平帰線パルスは普通同期分離器により生成される
同期パルスに位相的に固定され、これによって線走査期
間の残りの間にビデオ信号中に起こるパルス性雑音はＡ
ＧＣ回路の動作に影響し得ない。

しかし同期分離器中の雑音セットアツプ状態によって雑
音によって同期パルスが発生することがあり、これによ
って水平帰線パルスの位相が合成ビデオ信号に対して移
動して同期尖頭レベルの代わりにビデオ信号レベルのサ
ンプリングが起こる。

従来法の同期分離器およびＡＧＣ回路は普通同期分離器
の雑音セットアツプを避けるために雑音保護回路を有す
る。

この雑音保護回路の代表的なものはパルス性雑音を同期
尖頭レベルのすぐ上のレベルでクリップする。

この方法では合成ビデオ信号から大振幅の雑音パルスが
効果的に除去されるが、クリップされた雑音パルスが同
期分離器に結合され、これが同期パルスと誤解されるこ
とがある。

改良型の雑音保護回路は合成ビデオ信号中のパルス性雑
音を反転する雑音反転回路を備えている。

この雑音反転回路は直流閾値または交流閾値を利用して
パルス性雑音を検出して反転雑音パルスを発生する。

この反転雑音パルスが合成ビデオ信号に相加的に組合わ
されてパルス性雑音を消去する。

パルス性雑音の立上りを完全に消去するには、反転雑音
パルスと組合わせる前に合成ビデオ信号を遅延させるこ
とが望ましく、またパルス性雑音の立下りが完全に消去
されるように反転雑音パルスを引伸ばすことが望ましい
。

しかしビデオ信号を遅延させると合成ビデオ信号中の同
期信号の帯域幅が狭くなって、そのためにすでに短かい
等化パルスのパルス幅が著しく狭くなることがある。

またビデオ信号をあまり遅らせると同期分離器の入力に
許容し得ないような狭い帯域幅の信号が生じ、これによ
って公称パルス幅以下の同期パルスが発生する。

この発明の１実施例によれば、合成ビデオ信号中の雑音
の反転に直流閾値雑音反転器が用いられる。

これは交流閾値回路の検知閾値が高エネルギ雑音のバー
ストにあうと不都合に上昇するからである。

その上交流閾値回路は容易に集積回路構成にならないＲ
Ｃ成分を用いている。

合成ビデオ信号はまた能動ｐ波器に供給され、これによ
り遅延され、雑音反転器から生成する反転雑音パルスと
組合わされてその出力に雑音消去合成ビデオ信号を生成
する。

信号を遅延させるのは反転雑音パルスによって信号中の
雑音の立上りを実質的に全部消去するためである。

この能動Ｆ波器はまた反転雑音パルスの立下りを遅延さ
せて雑音パルスの立下りを実質的に完全に消去する。

この沢波器は同期信号成分の立上りの遷移時間を改善す
る手段を有し、これによって同期分離器による検知分離
動作に適当な持続時間の同期および等化パルスが得られ
るようになる。

雑音消去ビデオ信号はピーク検知同期分離器に供給され
る。

この同期分離器は無雑音同期信号を生成し、これを出力
波形整形回路を介してテレビ受像機の水平垂直偏向系お
よびラッチ回路に供給する。

ラッチ回路は同期パルスと水平偏向系に付属する変成器
からの水平帰線（フライバック）パルスとの一致に応じ
てＡＧＣキーイング信号を発生する。

このキーイング信号はピーク検知サンプル保持ＡＧＣ回
路に印加され、ここでそのキーイングパルス期間中同期
パルスの尖頭をサンプリングされる。

ＡＧＣ回路はＡＧＣ制御電圧を発生してテレビ受像機Ｒ
ＦおよびＩＦ増幅段の利得を調節する。

最初テレビ受像機のスイッチを入れたとき、または弱い
信号チャンネルから強い信号チャンネルに切換えたとき
、直流閾値同期分離器に与えられる信号の振幅が、ＲＦ
およびＩＦ増幅段が高利得状態のとき雑音反転器の閾値
を連続して超えることが可能である。

このような信号は定線音信号として雑音反転器で処理さ
れ、能動ｐ波器の出力において全ビデオ信号の消去を行
う。

同期分離に供給されたこの消去された信号は未変調直流
信号に近く、同期分離器は分離された同期パルスを生じ
ない。

ラッチ回路は同期パルスと水平帰線パルスとの一致時の
みＡＧＣキーイング信号を発生するから、キーイング信
号はＡＧＣ回路に供給されず、ＲＦおよびＩＦ増幅段の
利得は変らない。

強いビデオ信号によって同期分離器が動作不能になり、
ＡＧＣ回路がロックアウトされるこの状態を１０ツクア
ウト状態」と呼ぶ。

この発明においてはＡＧＣロックアウト状態をピーク検
知同期分離器を用いて防止する。

雑音反転器からの未変調直流信号の受信と共に、ピーク
検知器の時定数によって同期分離器が連続的に「高い」
同期信号を発生する。

この「高い」同期信号によって水平帰線パルス受信時に
ラッチ回路が付勢され、これによってＡＧＣキーイング
信号が発生される。

ＡＧＣ回路はＡＧＣ電圧を迅速に変形することにより強
力な合成ビデオ信号に応答し、ＲＦおよびＩＦ増幅段の
利得を低減する。

従ってロックアウト条件が克服され、テレビ受像機の正
規の動作が迅速に回復される。

テレビ受像機が強い信号チャンネルから弱い信号チャン
ネルに切換えられたときにもロックアウトに似た問題が
起こる。

この場合はＲＦおよびＩＦ増幅段が最小利得状態にあり
、同期分離器に与えられる合成ビデオ信号か弱過ぎて同
期信号が発生しない。

このためＡＧＣ制御電圧を迅速に変えてＲＦおよびＩＦ
段の利得を増大することが望ましいが、ラッチ回路に同
期信号がないからＡＧＣキーイング信号が発生しない。

この問題はこの発明において新規なラッチ回路により解
決される。

同期パルスと一致しない水平帰線パルスが受信されると
、このラッチ回路はＡＧＣ回路をパルス駆動してＲＦお
よびＩＦ増幅段の利得を次第に増大する方向にＡＧＣ制
御電圧を除々に変えると同時に、同期分離器回復回路を
付勢してピーク検知が低レベルの信号を検知し得るよう
になる方向にその閾値を迅速に変化させる。

従ってビデオ信号レベルはＲＦおよびＩＦ増幅段の利得
の増大と共に上昇し、ピーク検知同期分離器は合成ビデ
オ信号の同期信号成分の検知能力を速やかに回復する。

次に添付図面を参照しつつこの発明をその実施例につい
てさらに詳細に説明する。

第１図において破線区画１０はモノリシック半導体集積
回路板を略示する。

ここで用いる「集積回路」という用語は能動回路素子お
よび受動回路素子を相互結線した回路網と等価の単板型
すなわちモノリシック型の半導体装置を表わす。

回路板１００周辺には多数の接触領域すなわち端子が配
置され、これを介してこの回路板上の各回路に外部接続
を行うことができる。

テレビ受像機の同調器から供給されるビデオ信号はＲＦ
増幅器２、ＩＦ増幅器３を経てビデオ増幅器４０入力に
印加される。

これらの増幅器２゜３．４はビデオ信号源を構威し、以
下に述べるように、この源においてビデオ信号の利得は
自動利得制御電圧によって制御される。

合成ビデオ信号はビデオ増幅器４によって検波増幅され
、抵抗６および分路コンデンサ８より戒る低域Ｆ波器を
通って集積回路１００入力端子１２に供給される。

この合成ビデオ信号はさらに端子１２から直流閾値雑音
反転器３０、ＡＧＣ回路２０および能動沢波遅延器５０
に供給され、能動沢波遅延器５０により遅延された信号
は雑音反転器３０の出力に結合される。

雑音反転器３０の出力はピーク検出同期分離器４０に供
給される。

同期分離器４０は合成ビデオ信号の同期信号成分の尖頭
を検知するピーク検知器を含み、このピーク検知器の時
定数回路は端子１４と基準電圧点（接地点）との間に接
続されたコンデンサ２８および端子１４と電源十Ｂとの
間に接続された抵抗２６とを含んでいる。

抵抗２６およびコンデンサ２８は回路板１０の外部に接
続され、端子１４から内部の同期分離器４０に結合され
ている。

同期分離器４０の出力は出力波形整形回路６０およびラ
ッチ回路７０に導線５２を介して結合され、出力波形整
形回路６０は回路板端子１６に整形増幅された同期信号
を生成する。

ラッチ回路７０はキーイングパルス源５４から端子１８
を介して第２の入力信号を受け、キーイング回路５４は
例えばテレビ受像機の水平偏向回路に付属する変成器か
ら引出された反復水平帰線（フライバック）電圧パルス
を供給する。

同期パルスと水平帰線パルスが一致すると、ラッチ回路
７０はＡＧＣ回路２０に直接結合された導線２６４にＡ
ＧＣキーイング信号が生成する。

ラッチ回路７０と同期分離器４０との間には同期分離器
回復回路２５０が結合され、弱いビデオ信号の受信によ
って同期が失われたとき導線２６６に小さい電圧パルス
を生成する。

ＡＧＣ回路２０は導線２６４，２６６の信号に応じて回
路板端子２２にＡＧＣ制御電圧を発生する。

このＡＧＣ制御電圧はＡＧＣ転送回路によりテレビ受像
機のＲＦおよびＩＦ増幅段に分配されると同時に、外部
のコンデンサ２４に蓄積される。

第１図の回路は動作時に合成ビデオ信号から雑音不感性
同期信号とＡＧＣ制御信号とを生成する。

直流閾値雑音反転器は外部回路素子を必要とせず、同期
分離器のピーク検知器は合成ビデオ信号の同期信号成分
を追跡する機能と、ＡＧＣロックアウトを防ぐ機能との
２つの機能を行う。

このように構成された方式は性能がよく、安価である。

パルス性雑音を含む合成ビデオ信号が端子１２に印加さ
れたとき、その雑音が雑音反転器３０の直流閾値を超え
るとその雑音反転器が反転雑音パルスを含む出力信号を
生成する。

合成ビデオ信号は能動ｐ波遅延器５０によって遅延され
、雑音反転器３０の出力に結合される。

この能動Ｆ波遅延器５０によって雑音反転器３０の出力
に結合された帯域幅制限ビデオ信号は、その信号中のパ
ルス性雑音が相関する反転雑音パルスの発生後雑音反転
器の出力に生ずるように遅延されている。

反転雑音パルスの持続時間が能動沢波遅延器５０の出力
のパルス性雑音のパルス幅より大きいため、同期分離器
４０に供給された合成ビデオ信号中のパルス性雑音は消
去される。

帰還コンデンサ４６は同期分離器への入力から雑音消去
ビデオ信号を能動ろ波遅延器５０に帰還させ、合成ビデ
オ信号の同期信号成分の立上りの遷移時間を改善する。

合成ビデオ信号の同期信号は同期分離器４０によってピ
ーク検知され、水平同期、垂直同期および等化の各パル
スのピーク値はピーク検知器に記憶され、ビデオ信号と
比較されて同期信号の発生を行う。

この場合能動ｆ波遅延器５０によって与えられた帯域幅
の低下は、同期信号の遷移時間が帰還コンデンサ４６の
動作によって短縮されているため、同期パルスのピーク
検知されたパルス幅に著しい悪影響は与えない。

このようにしてこの発明は同期パルスのパルス幅低下量
をできるだけ小さくしてピーク検知器に正確なピーク値
が記憶されるようにすると同時に、雑音消去同期信号を
生成する。

ピーク検知器に記憶された直流信号レベルはビデオ同期
信号の尖頭レベルが変わると変わるから、同期分離器は
信号レベルの突然の変化（例えばテレビチャンネルの切
換えによる変化）に迅速に応動する。

直流閾値雑音反転器をピーク検知同期分離器を介して結
合することによって、テレビ装置を強いビデオ信号に切
換えたとき雑音反転器による全ビデオ信号の消去によっ
て起こるＡＧＣロックアウトが防止される。

このような条件で同期分離器４０は一定の「高い」同期
信号を生成してＡＧＣ回路２０をキーイングするラッチ
回路を付勢する。

同期分離器４０により生成された雑音消去同期信号は出
力波形整形回路６０およびラッチ回路ＴＯに供給され、
波形整形回路６０はこの同期信号に数種の改良を行う働
きをする。

第１に同期信号は増幅されたときにこれを他の受像機成
分に送る導線に輻射の問題を生ずることのある迅速な降
下速度を有するが、波形整形回路６０は回路板１１０の
端子１６に生ずる同期信号の降下速度を遅くして輻射の
問題を低減する働きをする。

第２に波形整形回路６０は同期信号を増幅して端子１６
に２５Ｖ、５ｍＡの駆動信号を生成する。

ラッチ回路７０は同期パルスとキーイングパルス源５４
からの水平帰線パルスとが一致したときＡＧＣ回路２０
用のキーイングパルスを発生する論理アンドゲートであ
って、これらのパルスの一致によってラッチされてキー
イングパルスがＡＧＣ回路２０に印加されるようにする
トランジスタラッチ素子を含んでいる。

導線２６４によりＡＧＣ回路２０に結合されたキーイン
グ信号の持続時間は、同期パルス幅に関係なく水平帰線
パルスの持続時間に実質的に等しい。

同期信号と水平帰線パルスとが一致しないときはラッチ
回路は導線２６４にキーイング信号を発生しない。

同期分離器４０とラッチ回路７０とは共働して同期分離
器による強いビデオ信号の突然の受信に原因するＡＧＣ
ロックアウトを防止する。

この条件において同期分離器４０は水平帰線パルスの受
信時にトランジスタラッチ素子を付勢する一定の「高い
」同期信号を発生し、これによってキーイング信号を導
線２６４を介してＡＧＣ回路２０に伝送してＲＦおよび
ＩＦ増幅段のＡＧＣ制御を確実にする。

ＡＧＣ回路はラッチ回路７０が導線２６４にキーイング
信号を印加すると合成ビデオ信号の同期尖頭レベルをサ
ンプリングするサンプル保持ピーク検知器を含んでいる
。

キーイング信号の持続時間約１２μ秒の間ビデオ信号レ
ベルがサンプリングされ、最大同期尖頭レベルがピーク
検知器により記憶されてＡＧＣＰ波コンデンサ２４に送
られる。

このコンデンサ２４の両端間に発生したＡＧＣ制御電圧
は従ってピーク検知器に記憶された同期尖頭振幅の関数
であり、サンプリングされた同期パルスの持続時間に無
関係である。

従ってＡＧＣ回路２０はサンプリングされたパルスが狭
い等化パルスであるか、水平同期パルスであるかまたは
広い垂直パルスであるかには関係なく振幅依存ＡＧＣ制
御信号を発生する。

第２図は直流閾値雑音反転器３０およびピーク検出同期
分離器４０の暗示回路図である。

この回路の詳細な説明は１９７８年８月１８日付米国特
許願第９３４８２９号明細書（特開昭５５２８６９６）
に記載されている。

ビデオ増幅器４からの負向き合成信号は直列信号は直列
抵抗６および分路コンデンサ８より成る低域沢波器を介
し、端子１２において雑音反転器３０および能動沢波遅
延器５０に結合される。

このビデオ信号はコレクタが接地されたトランジスタ１
０１のベースに印加され、そのエミッタから雑音反転器
３０、能動ろ波遅延器５０およびＡＧＣ回路２０に分配
される。

ビデオ信号は抵抗１１２を介して雑音反転器のトランジ
スタ１０２０ベースに印加される。

雑音反転器のトランジスタ１０２，１０４はビデオ信号
中の雑音パルスを検出する差動増幅器を構成する。

トランジスタ１０２のベースはツェナーダイオード１１
６により過電圧状態から保護されている。

このツェナーダイオード１１６の陰極は抵抗１１２とト
ランジスタ１０２０ベースとの接続点に結合され、陽極
は接地されている。

トランジスタ１０２０ベースに対するバイアス電流は抵
抗１１２と端子１２との接続点と電源十Ｂとの間に結合
された抵抗１１４によって供給される。

トランジスタ１０２のコレクタは電源十Ｂに結合され、
そのエミッタはトランジスタ１０４のエミッタおよびト
ランジスタ１０６のコレクタに結合されている。

差動増幅器用の定電流は、エミッタを接地し、ベースを
Ｖｂｏ電源８０に結合したトランジスタ１０６を介して
供給される。

■ｂ８電源８０はトランジスタ１０８，１１０および抵
抗１１８，１２６から成り、Ｖｂ８電圧を雑音反転器３
０および同期分離器４０に供給する。

トランジスタ１１０はエミッタ電極が接地され、コレク
タ電極がトランジスタ１０８のベースおよび抵抗１２６
に結合されている。

抵抗１２６は電源十Ｂに結合されている。

抵抗１１８はトランジスタ１１０のベースとトランジス
タ１０８のエミッタとの接続点を接地し、この条件でト
ランジスタ１１００ベースに電圧１ｖｂｅ（約６００
ｍＶ ）、トランジスタ１０８のベースに２Ｖｂｏ（約
１．２Ｖ）が印加される。

Ｖｂｅ電源８０は電流源トランジスタ１０６，１４０，
１４８のベースに電圧ｌＶｂｅを、トランジスタ１０４
のベースに電圧２ｖｂｅを印加する。

差動増幅器のトランジスタ１０４のコレクタ電極はトラ
ンジスタ１２００ベースおよびバイアス抵抗１２２に結
合され、抵抗１２２は陽極を電源十Ｂに結合されたダイ
オード１２４の陰極に結合されている。

ダイオード１２４はトランジスタ１２０のベース電圧を
電源十Ｂより少なくともＩＶｂｏ低いレベルに制限する
働きをする。

トランジスタ１２０はエミッタ電極を抵抗１２８を介し
て電源十Ｂに結合したＰＮＰ）ランジンタで、そのコレ
クタに反転されたパルス性雑音が生成して抵抗５４とト
ランジスタ１３２のベースとの接続点に印加される。

ツェナーダイオード１３０は陰極をトランジスタ１２０
のコレクタ電極に、陽極を接地点に接続され、トランジ
スタ１２０のコレクタ電極を７Ｖの最大値にクランプす
る。

このツェナーダイオードのクランプ動作により、トラン
ジスタ１２０が抵抗４２，４４゜５４によって飽和する
のが防がれ、また同期分離器のトランジスタ１４６のベ
ース・エミッタ接合が逆耐降伏してピーク検知器のコン
デンサ２８が過誤充電されるのが防がれる。

合成ビデオ信号はまた抵抗４２、コンデンサ４６より成
る低域沢波器および能動Ｐ波遅延器５０の抵抗４４、コ
ンデンサ４８、抵抗５４を介してトランジスタ１２０の
コレクタに印加される６抵抗４２，４４，５４はトラン
ジスタ１０１のエミッタからトランジスタ１２０のコレ
クタとトランジスタ１３２のベースとの接続点までの間
に直列に接続され、抵抗４４．５４０接続点はコンデン
サ４８を介して接地されている。

ホロワトランジスタ１３２はそのベース電極に印加され
る雑音消去信号の電圧レベルを変換するにのトランジス
タ１３２のコレクタ電極は接地され、エミッタ電極は抵
抗１３４を介してホロワトランジスタ１３８のベースに
結合されている。

トランジスタ１３２の電源電流およびトランジスタ１３
８のバイアス電流は電源子Ｂと抵抗１３４とトランジス
タ１３８のベースとの接続点との間に挿入された抵抗１
３６を介して供給される。

ホロワトランジスタ１３８のコレクタ電極は電源子Ｂに
、エミッタ電極は抵抗１４２、トランジスタ１５０のベ
ース、トランジスタ１４０のコレクタおよび帰還コンデ
ンサ４６に結合されている。

電流源トランジスタ１４０はエミッタ電極が接地され、
ベース電極がＶｂ。

電源８０のＩＶ７電位点に結合されてトランジスタ１３
８のエミッタに対する定電流源となっている。

コンデンサ４６はトランジスタ１３８のエミッタに生成
した信号を抵抗４２，４４の接続点において能動ろ波遅
延器５０のビデオ信号入力に帰還させる。

同期分離器４０はピーク検知器に結合された差動増幅器
を含み、その差動増幅器はトランジスタ１４４．１４６
を含む。

トランジスタ１３８によって供給される雑音消去ビデオ
信号は抵抗１４２を介して差動増幅器のトランジスタ１
４４０ベースに印加される。

トランジスタ１４４のコレクタは電源子Ｂに結合され、
エミッタは差動増幅器のトランジスタ１４６のエミッタ
とトランジスタ１４８のコレクタとに結合されている。

トランジスタ１４８はこの差動増幅器に対する定電流源
となり、エミッタを接地点に、ベースをｖｂｅ電源８０
のＩＶ８電位点に結合されている。

トランジスタ１４６はベース電極が抵抗１５６を介して
ピーク検知器のコンデンサ２８に結合され、コレクタ電
極がトランジスタ１６００ベース電極に結合されている
。

トランジスタ１４６の電源電圧はそのコレクタとダイオ
ード１６４の陰極との間に挿入された抵抗１５８を介し
て印加される。

ダイオード１６４の陽極は電源子Ｂに結合され、トラン
ジスタ１６００ベースの最高電圧を電源子Ｂの電圧より
ＩＶｂ８低Ｌ−７レベルに制限する。

同期分離器の出力信号は負荷抵抗１６８を介して接地さ
れたトランジスタ１６０のコレクタに生ずる。

過電圧保護は陽極を接地し、陰極をトランジスタ１６０
のコレクタに結合したツェナーダイオード１６６によっ
て行われる。

同期分離器の出力信号はまたラッチ回路１０および出力
波形整形回路６０に供給される。

トランジスタ１３８によって供給される雑音消去合成ビ
デオ信号はまたピーク検知器のトランジスタ１５００ベ
ースに印加される。

トランジスタ１５０は端子１４を介して外部コンデンサ
２８に結合され、コレクタを接地点に、エミッタをコン
デンサ２８と抵抗１５６，２６の接続点に結合されてい
る。

コンデンサ２８と抵抗２６との接続点はまた同期分離器
回復回路２５０の出力に結合されている。

端子１２に印加される代表的な負向き合成ビデオ信号２
００を第３図に示す。

このビデオ信号は９ｖの最大値（白レベル）と４Ｖのペ
デスタルレベル（黒レベル）トラ有スる。

同期パルス２０２の振幅はこのペデスタルレベルより２
Ｖ低く、同期パルス尖頭は接地電位より公称２Ｖ高い。

ビデオ信号２００は図においてパルス性雑音２０４を含
んでいる。

そのパルス性雑音２０４の破線部２０６は直流閾値雑音
反転器３０の０．６ Ｖ閾値レベルを超えるパルス部分
を表わす。

第２図の雑音反転器および同期分離器の端子１２にビデ
オ信号２００が印加されたときの動作を以下に説明する
。

ビデオ増幅器４からのビデオ信号はトランジスタ１０１
によって１ｖｂｅ押上げられてトランジスタ１０２０ベ
ースに印加される。

雑音反転器のトランジスタ１０２は通常飽和しているが
、トランジスタ１０４は通常非導通である。

トランジスタ１０４０ベースはＶｂｅ電源８０によって
直流閾値１．２Ｖに維持されている。

トランジスタ１０２０ベースの雑音パルス２０４が１．
２ｖの閾値より１００ｍＶ以上降下するとトランジスタ
１０２が飽和から脱し始めてトランジスタ１０４が導通
を始める。

トランジスタ１０４のコレクタ電流はトランジスタ１２
００ベース電位を低下させてこれを導通させる。

依って反転雑音パルスがトランジスタ１２０のコレクタ
に生成する。

雑音反転器３０によるパルス性雑音の処理と同時に、雑
音を含む合成ビデオ信号がコンデンサ４６．４８および
抵抗４２，４４，５４から戒る能動沢波遅延器５０を介
してトランジスタ１２０のコレクタに印加される。

能動沢波遅延器５０の各成分はビデオ信号のトランジス
タ１２０への印加を遅延させ、雑音パルス２０４の到着
以前に反転雑音信号がトランジスタ１２０のコレクタに
現われるようにする。

能動Ｆ波遅延器５０はまたコンデンサ４６，４Ｂに蓄積
された電荷によりトランジスタ１２０のコレクタの反転
雑音信号の終端を遅延させる。

このように反転雑音信号はトランジスタ１２０のコレク
タの雑音パルス２０４の持続時間に対して早く始まり遅
く終ることになり、この結果トランジスタ１３２のベー
スに印加される合成ビデオ信号中の雑音パルス２０４は
実質的完全に消去されてしまう。

この雑音消去ビデオ信号は能動沢波遅延器５００２つの
エミツターホロフトランジスタ１３２゜１３８を介して
印加され、トランジスタ１３２のエミッタに低インピー
ダンス信号を生成する。

この信号はコンデンサ４６を介して雑音反転器の出力に
帰還され、合成ビデオ信号中の同期パルスの立上り時間
を改善する働きをする。

この帰還信号によって同期パルスは少量の行き過ぎをも
ってより早くその最大値に達する。

トランジスタ１３８のエミッタによりコンデンサ４６に
与えられる低インピーダンスにより、雑音を含むビデオ
信号がこのコンデンサ４６を介して同期分離器に入るの
が防がれる。

トランジスタ１３８はまたＰＮＰ）ランジスタ１３２だ
げが働いているとき以上に周波数応答のよい信号を生成
する。

雑音消去ビデオ信号は差動増幅器のトランジスタ１４４
のベースにおいて同期分離器４０に印加されると同時に
ピーク検知器のトランジスタ１５００ベースにも印加さ
れる。

正常状態において約３ｖのピーク検知器のコンデンサ２
８の電荷は差動増幅器のトランジスタ１４６のベースに
印加される。

トランジスタ１４４０ベースの同期パルスの前線がトラ
ンジスタ１４６のベース電位３Ｖより１Ｖｂｅ（６００
〜７００ｍＶ）低いレベルまで降下したとき、トランジ
スタ１４４は導通を止め、トランジスタ１４６が導通を
始める。

トランジスタ１４６のコレクタ電流によってトランジス
タ１６０が導通し、そのコレクタに正向きの同期パルス
を生成する。

同期パルス２０２の２■の同期尖頭レベルはトランジス
タ１０Ｌ１５０によって２Ｖｂｏに変換され、コンデン
サ２８に蓄積される。

同期パルス２０２の終端においてトランジスタ１４４０
ベースにおけるそのパルスの立上り端が同期尖頭レベル
より１ｖｂｏだけ高いレベルに上昇してトランジスタ１
４６，１６０が再び遮断され、トランジスタ１６０のコ
レクタの同期パルス出力が終了する。

同期尖頭レベルは次の同期信号期間までピーク検知器に
よりコンデンサ２８に記憶される。

同期パルス相互間において抵抗２６を介して電源子Ｂか
ら流れる充電電流により、コンデンサ２８の電圧は僅か
に上昇する。

出力波形成形回路６０は導線５２を介して同期分離器４
０の出力に結合されている。

この回路は端子１６にＲＦおよびＩＦの同期出力信号が
生成されるのを防ぐもので、その詳細を第４図に示す。

第４図において同期分離器４０から抵抗６１８を介して
出力波形整形回路６０に正の同期信号が印加される。

この同期信号は抵抗６１８から抵抗６０２を介して共通
エミッタトランジスタ６１２０ベースに印加されると共
に、抵抗６０４を介してミラー積分トランジスタ６１０
０ベースに印加される。

同期信号はまた抵抗６０６を介して抵抗６１８．６０２
，６０４の接続点において接地されている。

トランジスタ６１２はそのコレクタ電極に反転同期信号
を生成し、これを出カドランジスタロ２００ベースに印
加する。

トランジスタ６１２のエミッタは接地されている。

トランジスタ６１０はそのベースとコレクタとの間にミ
ラー積分コンデンサを有し、エミッタは接地されている
。

トランジスタ６１０のコレクタは抵抗６１６を介してト
ランジスタ６２００ベースに結合されている。

トランジスタ６２０のベースバイアス電流はトランジス
タ６１０のコレクタと抵抗６１６の接続点と電源十Ｂと
の間の抵抗６１４を介して供給される。

トランジスタ６２０のベースはダイオード６２２と抵抗
６２４との直列回路を介して接地されている。

ダイオード６２２は陽極をトランジスタ６２０のベース
に、陰極を抵抗６２４に結合され、抵抗６２４はダイオ
ード６２２の陰極を接地している。

同期出力信号はトランジスタ６２０のコレクタに生威し
、外部端子１６に印加される。

トランジスタ６２０のエミッタは接地されている。

同期分離器４０の出力に生成される正向きの同期パルス
は鋭い立上りおよび立下りを示す。

この信号が直接出力端子１６に印加されるとその鋭い立
下りは充分なエネルギをもってＲＦおよびＩＦの不都合
な雑音を発生する。

この発明は同期パルスの後縁の立下り時間を長くするこ
とによりこの不都合な雑音発生を防ぐと共に、端子１６
から外部の回路には高電圧の同期信号を供給するもので
ある。

トランジスタ６２０は通常飽和しており、電源十Ｂと接
地点との間の抵抗６１４，６１６、ダイオード６２２、
抵抗６２４の直列回路によりバイアスされている。

トランジスタ６２０のエミッタ領域はダイオード６２２
のそれより大きく、抵抗６２４の抵抗値と共にトランジ
スタ６２０の飽和電流が５ｍＡの最小値を持つようにし
ている。

同期分離器４０によって回路６０に同期パルスが与えら
れると、トランジスタ６１２，６１０が導通を始めるが
、帰還コンデンサ６０８の積分作用によりトランジスタ
６１０の方がより遅い速度で導通し始める。

トランジスタ６１２の導通によってトランジスタ６２０
が遮断され、これによって生成スる出力同期パルスの立
上り時間が端子１６ＲＣ負荷（図示せず）の関数となる
。

トランジスタ６２００ベースに結合されたトランジスタ
６１２のコレクタ・エミッタ飽和抵抗が低い（２００Ω
）ことによってトランジスタ６２０のコレクタにおける
２５Ｖの最小コレクタ・エミッタ降伏電位が保証される
。

抵抗６１４，６１６を介してトランジスタ６２００ベー
スに供給される電源十Ｂからのバイアス電流は、またト
ランジスタ６１０の導通によって分路され、トランジス
タ６２０が同期パルス中非導通を維持するのをさらに確
実にする。

同期パルスの終端においてトランジスタ６１２は遮断さ
れ、トランジスタ６２０が飽和を回復し得るようになる
が、トランジスタ６２０はベースバイアス電流をトラン
ジスタ６１０によって分路されているため急激には導通
しない。

トランジスタ６１０は積分コンデンサ６１０のため徐々
に遮断され、これによってトランジスタ６２０の遷移が
確実に遅（なる。

依ってトランジスタ６２０のコレクタに生成される出力
同期パルスはその後縁が僅かに指数曲線になって端子１
６における同期パルスの立下りによる雑音発生を防止す
る。

ラッチ回路７０および同期分離器回復回路２５０は第５
図に暗示されている。

ラッチ回路７０の詳細な説明は１９７８年８月１８日付
米国特許願第９３４８３５号明細書（特開昭５５−３７
０９５）に記載され、同期分離器回復回路の詳細な説明
は同日付米国特許願第９．３４８２１号明細書（特開昭
５５−２８６９８）に記載されている。

第５図の回路素子の中の数個は前掲の図面について説明
したからその説明は省略する。

同期分離器４０で生成された同期信号はトランジスタ２
１００ベース、トランジスタ２１２のコレクタに印加さ
れると共に抵抗２１６を介してトランジスタ２２００ベ
ースに印加される。

トランジスタ２１０，２１２は結合されて集積回路型に
構成し易いラッチ装置を形成している。

トランジスタ２１０のエミッタは接地され、コレクタは
トランジスタ２１２のベースに結合されている。

トランジスタ２１２０ベースは抵抗２１４を介してその
エミッタに結合されている。

またトランジスタ２２０のエミッタは接地され、コレク
タは抵抗２２６．２２４の接続点およびトランジスタ２
２２のコレクタに結合されている。

キーイングパルス源５４からの水平帰線パルスは端子１
８を介してラッチ回路７０に結合されている。

ダイオード２４４は陽極を接地点に、陰極を端子１８に
接続され、ラッチ回路を水平帰線パルスの負の部分から
保護する働きをする。

この負の部分はトランジスタ２３０によりトランジスタ
２４０を介して行われるＡＧＣ回路への寄生キャリア注
入を起こすことがある。

トランジスタ２４２はエミッタ電極を端子１８に、コレ
クタ電極を接地点に、ベース電極を電源十Ｂに接続され
、端子１８の直流電位を電源電位十ＢよりＩＶｂ８高く
維持する働きをする。

抵抗２４６は端子１８から導線２６４への帰線バルク用
信号路を与えるために挿入されており、抵抗２３８はト
ランジスタ２１２のエミッタにおいてラッチ装置に帰線
パルスを印加する。

抵抗２３８はまたキーイングパルスをトランジスタ２３
０のコレクタに印加すると共に抵抗２３２を介してその
トランジスタ２３０のベースに印加スる。

トランジスタ２３０のエミッタはトランジスタ２２２０
ベースに結合されると同時に抵抗２３６を介してトラン
ジスタ２４００ベースに結合されている。

トランジスタ２３０のエミッタはまた導線１７０を介し
て同期分離器回復回路２５０に結合されている。

トランジスタ２３００ペース、エミッタ間には抵抗２３
４が挿入され、トランジスタ２４０のコレクタ・エミッ
タ電路は導線２６４と接地点との間に挿入されている。

トランジスタ２２２はダイオード接続され、そのエミッ
タを接地し、ベース、コレクタ間に抵抗２２４が挿入さ
れている。

トランジスタ２２２のコレクタは抵抗２２６および導線
２６６を介してＡＧＣ回路２０に結合されている。

正常動作においてはトランジスタ２１００ベースに同期
パルスが到着する′と同時に端子１８に水平帰線パルス
が印加される。

その同期パルスによってトランジスタ２１０が導通し、
これによってトランジスタ２１２が導通する。

帰線パルスからの電流はトランジスタ２１２のエミッタ
に供給され、トランジスタ２１０，２１２の導通を維持
する。

同期パルスはまたトランジスタ２２０を導通させ、導線
２６６を介してＡＧＣ回路に電流が全（流れないように
する。

トランジスタ２２０のコレクタ電流がトランジスタ２４
００ベースかう抵抗２２４を通って流れるため、トラン
ジスタ２４０は非導通状態にあり、このトランジスタ２
４０の遮断により端子１８の帰線パルスは抵抗２４６、
導線２６４を介してＡＧＣ回路２０に印加され、ＡＧＣ
回路は動作状態に固定される。

トランジスタ２１０，２１２は実質的に一定パルス幅の
キーイング信号をＡＧＣ回路に伝送するために設けられ
たものであることが判るが、これは抵抗２１４およびト
ランジスタ２１２のエミッタに印加される水平帰線パル
スの持続時間中ラッチングトランジスタ２１０，２１２
が導通を続けるかラッチされたままになるからである。

トランジスタ２１００ベースの同期パルスとトランジス
タ２１２のエミッタの帰線パルスが一致して一度ラッチ
装置がラッチされると、トランジスタ２１２のエミッタ
・コレクタ電路を介してトランジスタ２１００ベースに
印加される水平帰線パルスからの電流により、トランジ
スタ２１００ベース電流が供給される。

２．５μ秒の等化パルスマたは５μ秒の水平同期パルス
が終った後でも、トランジスタ２１０，２１２はこの水
平帰線パルスからの電流によりラッチされたままになる
。

その上このラッチは水平帰線パルスが終った後はトラン
ジスタ２１０のベースのパルス２９μ秒の広い垂直パル
スであっても導通を止める。

それはトランジスタ２１０のコレクタ電流およびトラン
ジスタ２１２のエミッタ電流がもう得られないためであ
る。

このようにしてラッチングトランジスタ２１０．２１２
は同期分離器４０が生成する同期パルスの持続時間に関
係なく、確実に実質的に一定持続時間のキーイングパル
ス信号が導線２６４を介してＡＧＣ回路２０に供給され
るようにする。

キーイングパルスおよび同期パルスが非同期のときはＡ
ＧＣ回路は動作状態にキーイングされず、代わりに微小
パルスが導線２６６を介してＡＧＣ回路に供給され、Ａ
ＧＣＦ波コンデンサ２４を接地電位に向って僅かに充電
してテレビ受像機の利得を徐々に増大する。

この動作は次のように起こる。

トランジスタ２１００ベースに端子１８の帰線パルスと
同時性なく同期パルスが達するとトランジスタ２１０，
２１２はラッチされない。

トランジスタ２１０は導通しようとするが、そのコレク
タまたはトランジスタ２１２のエミッタに帰線パルス電
流が得られないため、これらのトランジスタはラッチさ
れない。

導線２６４を介してＡＧＣ回路に供給されるキーイング
パルスが端子１８に生じないため、ＡＧＣ回路は動作状
態にキーイングされない。

端子１８にトランジスタ２１００ベースの同期パルスと
共に帰線パルスが供給されると、ラッチ回路は導線２６
４を介するキーイングパルスのＡＧＣ回路への伝送を阻
げるため、僅かのキーインクハルスミ流がトランジスタ
２３０のコレクタ・エミッタ電路を介してトランジスタ
２４００ベースに流れ、このトランジスタを導通させる
。

抵抗２４６と導線２６４との接続点の帰線パルスは従っ
てトランジスタ２４０により接地され、キーイングパル
スがＡＧＣ回路に伝送されるのを防止する。

トランジスタ２３０の通す帰線パルス電流はまた抵抗２
２４およびトランジスタ２２２．２５２のベースに供給
される。

ＡＧＣ回路２０にはトランジスタ２３０のエミッタから
抵抗２２４，２２６および導線２６６を介して正のパル
スが印加され、トランジスタ２２２の導通によって実質
的に減衰される。

このパルスによってＡＧＣ回路２０はＡＧＣＦ波コンデ
ンサを接地電位に向って徐々に充電し、テレビ受像機の
ＲＦおよびＩＦ増幅段の利得を徐々に上昇する。

トランジスタ２５２に電流が流れることによって同期分
離器回復回路２５０が付勢される。

トランジスタ２５２はそのベース電極に流入する電流に
応じて導通し、コレクタ抵抗２５４、そのコレクタ・エ
ミッタ電路およびエミッタ抵抗２５８を介して接地点へ
電流を導く。

抵抗２５４と電源子Ｂとの間にはトランジスタ２６０の
エミッタ、ベース間電圧降下を合わすためにダイオード
。

２５６が結合されている。

トランジスタ２５２の導通によってトランジスタ２６０
が導通し、電源子Ｂからエミッタ抵抗２６２を介して電
流を流す。

トランジスタ２６０からのコレクタ電流は同期分離器の
ピーク検知コンデンサ２８をさらに高レベルまで充電す
るため、ピーク検知器は速やかに上方に追跡して失われ
た同期信号を再び獲得する。

このようにして同期分離器回復回路２５０は同期分離器
がその通常の緩慢動作が許容するより速やかに非同期状
態から回復し得るようにする。

第１図のＡＧＣ回路２０は第６図に暗示形式で示されて
いる。

第１図のその他の素子は第６図ではブロック形式で示し
、同じ引用数字を付しである。

ＡＧＣ回路２０の完全な説明は１９７８年８月１８日付
米国特許願第９３４８２３号の明細書（特開昭５５−２
８６９４）に記載されている。

トランジスタ１０１のエミッタに発生したビデオ信号は
抵抗３０６を介してトランジスタ３０２゜３０４を含む
入力スイッチに供給される。

トランジスタ３０２のエミッタ電極は抵抗３０８を介し
て接地され、コレクタ電極はトランジスタ３０４０ベー
スに結合されている。

トランジスタ３０４のコレクタは接地され、エミッタは
トランジスタ３０２のベースに結合されると共に抵抗３
１０を介して接地されている。

トランジスタ３０２用のコレクタ電圧はコレクタ電極を
電源子Ｂに、エミッタ電極を抵抗３１２を介してトラン
ジスタ３０２のコレクタに結合されたトランジスタ３１
４によって維持される。

トランジスタ３１４用のバイアス電流はそのベースと電
源子Ｂとの間に結合された抵抗３１６およびトランジス
タ３１４０ベースとＶｂｏ電源８０の２Ｖｂ８点との間
の抵抗３１８によって生成される。

反転ビデオ信号はトランジスタ３０２のコレクタからエ
ミッタホロワ構成に接続された双エミッタトランジスタ
であるトランジスタ３２００ベースに印加される。

トランジスタ３２０のコレクタは電源子Ｂに結合され、
一方のエミッタはトランジスタ３２８のコレクタに、他
方のエミッタは抵抗３２２を介してトランジスタ３２８
のベースにそれぞれ結合されている。

トランジスタ３２８はエミッタを接地され、ベースを順
バイアスダイオード３２６と抵抗３２４との並列回路を
介して接地されている。

トランジスタ３２０の第１エミツタとトランジスタ３２
８のコレクタとの接続点は抵抗３３２を介してピーク検
知コンデンサ３３０に結合され、コンデンサ３３０は抵
抗３３２と接地点との間に接続されている。

抵抗３３２とコンデンサ３３０との接続点にはまたサン
プリングトランジスタ３７００ベースおよびダイオード
３４０の陽極が結合されている。

ダイオード３４０はその陰極から抵抗３４２．３４４．
３４６を介して接地点に至る直列回路と共にコンデンサ
３３０の可変放電路を形式している。

サンプリングトランジスタ３７０はコレクタ電極が接地
され、エミッタ電極がトランジスタ３７２０ベースに結
合されている。

スイッチングトランジスタ３５０はラッチ回路７０から
導線２６４を介してそのベース電極にキ−イングパルス
を印加されてキードＡＧＣ回路２０を動作状態に転換す
る。

トランジスタ３５０はコレクタ電極を電源子Ｂに、エミ
ッタ電極を抵抗３４２．３４４の接続点に結合されてい
る。

抵抗３４４，３４６の接続点はトランジスタ３５２のベ
ース電極およびダイオード３４８の陽極に電流ミラー結
合されている。

ダイオード３４８の陰極およびトランジスタ３５２のエ
ミッタ電極は接地されている。

トランジスタ３５２のコレクタ電極は抵抗３５６とトラ
ンジスタ３６０のベースとの接続点に結合され、抵抗３
５６は陽極を電源子Ｂに結合されたダイオード３５４の
陰極に結合されている。

ＰＮＰ ）ランジスタ３６０はＡＧ（Ｊ”波コンデンサ
２４の電流源を構成し、そのエミッタ電極を抵抗３６２
を介して電源子Ｂに、コレクタ電極を端子２２において
ＡＧＣｆ’波コンデンサに結合されている。

端子２２はまたＡＧＣ制御電圧をテレビ受像機のＩＦ増
幅段３、ＲＦ増幅段２（第１図に印加するＡＧＣ転送回
路４００に結合されている。

導線２６４からのキーイングパルスはまたコレクタ電極
を抵抗３７４とトランジスタ３８００ベースとの接続点
に結合されたトランジスタ３７２のエミッタに印加され
る。

抵抗３７４はダイオード３７６の陽極とラッチ回路７０
からの導線２６６とに結合され、ダイオード３７６の陰
極は接地されている。

ＮＰＮ）ランジスタ３８０はＡＧＣＩＰ波コンデンサ２
４の電流排出路を構成し、その電流は電流源トランジス
タ３６０により供給される。

トランジスタ３８０はエミッタ電極を接地され、コレク
タ電極をＡＧＣＰ波コンデンサおよび端子２２において
トランジスタ３６０のコレクタに結合されている。

動作中同期信号成分を含む負向きビデオ信号はトランジ
スタ１０１により入力スイッチングトランジスタ３０２
０ベースに印加され、トランジスタ３０２によって反転
されてトランジスタ３２００ベースに正向きの信号とし
て現れる。

弱いビデオ信号または高い（９ｖ）白レベルビデオ情報
を含む正規のビデオ信号によってトランジスタ３０２は
飽和されるが、このトランジスタ３０２が飽和されその
コレクタ電極の電圧がそのエミッタ電極の電圧まで降下
すると、ベース電流がそのコレクタに注入されて、コレ
クタ電圧が上昇し始める。

この過飽和状態ではピーク検知コンデンサ３３０で誤っ
た信号レベルの検知が起こる。

この不都合な動作条件はトランジスタ３０２が飽和レベ
ルに達した後そのコレクタから余分の電流をベース・コ
レクタ電路を介して接地点へ導く働きをするトランジス
タ３０４により防止される。

トランジスタ３１４はトランジスタ３２００ベースの反
転ビデオ信号の最大電圧を８ボルトに制限する。

この電圧制限によりピーク検知器のコンデンサ３３０の
８ボルトの耐電圧を超えることがない。

トランジスタ３２０はそのベースの正のビデオ信号によ
って導通し、抵抗３３２を介して電流を流してピーク検
知器のコンデンサ３３０をビデオ信号の同期信号成分の
振幅まで充電する。

同期尖頭の最大振幅はコンデンサ３３０に記憶される。

トランジスタ３５００ベースに印加されたキーイングパ
ルスはそのトランジスタ３５０を導通させ、そのキーイ
ングパルスの持続時間中ダイオード３４０を逆バイアス
する。

これによってコンデンサ３３０がそのキーイングパルス
の持続時間中ダイオード３４０および抵抗３４２，３４
４，３４６を介して放電するのが防がれる。

コンデンサ３３０がトランジスタ３２０のベースの電圧
レベルまで充電すると、トランジスタ３２０と抵抗３３
２との接続点におけるエミッタインピーダンスが上昇す
ることが判る。

このインピーダンスの上昇によってコンデスサ３３０が
等化パルスのような短かい同期パルス中に同期尖頭以下
の値に充電される。

このようにしてコンデンサ３３０に蓄積された電圧レベ
ルは純粋に同期パルス振幅の関数となる代わりに同期パ
ルスの持続時間および振幅の関数となる。

この問題はこの発明においてはトランジスタ３２０の第
２エミツタにより制御されるトランジスタ３２８の動作
によって解決される。

トランジスタ３２０はその２つのエミッタを介して電流
を流すが、トランジスタ３２８はその第２エミツタから
の電流によって導通する。

トランジスタ３２８がそのコレクタ・エミッタ電路を介
して導通すると、そのコレクタ電流によってトランジス
タ３２０の第１エミツタ電極のインピーダンスは低いま
まになる。

トランジスタ３２８のコレクタ電流はトランジスタ３２
０の上昇するエミッタインピーダンスを抵抗３３２のイ
ンピーダンスに比して低いレベルに固定し、これによっ
てコンデンサ３３０が最大同期尖頭レベルまで充電し得
るようにする。

前述のようにラッチ回路７０からのキーイングパルスは
トランジスタ３５０を導通させ、ダイオード３４０を逆
バイアスする。

トランジスタ３５０はまたトランジスタ３５２０ベース
に電流を導き、これを導通させる。

コンデンサ３３０の電圧レベルはトランジスタ３７０．
３７２のベース・エミッタ接合により２Ｖｂｅ（１，２
Ｖ）押上げラレ、トランジスタ３５００ベース・エミッ
タ接合によりＩＶｂｏ押下げられるため、トランジスタ
３５０のエミッタの整流キーインク信号のレベルはコン
デンサ３３０の電圧レベルで決まる。

従ってトランジスタ３５２０ベースに導かれる電流はコ
ンデンサ３３０に蓄積された同期尖頭レベルの関数にな
る。

トランジスタ３５２が導通するとトランジスタ３６０が
導通し、これによってＡＧＣｒ波コンデンサ２４に充電
電流が供給される。

トランジスタ３６０が導く充電電流の一部または全部は
次に述べるように電流吸込みトランジスタ３８０により
ＡＧＣＦ波コンデンサから持出される。

ラッチ回路７０によって供給されるキーイングパルスは
またトランジスタ３７２のエミッタ電流源を与える。

トランジスタ３７２０ベースはピーク検知トランジスタ
３３０に蓄積された電圧レベルにより決まる信号を生成
するトランジスタ３７０のエミッタに結合されている。

トランジスタ３７２が比較的大きいベース電流を要する
低βトランジスタのため、トランジスタ３７０はコンデ
ンサ３３０とトランジスタ３７２０ベースとの間に結合
されている。

トランジスタ３７０はコンデンサ３３０に蓄積された電
荷には悪影響のない比較的小さいベース電流しか必要と
しない高βトランジスタである。

トランジスタ３１２のエミッタ・コレクタ電路を流れる
電流は電流吸込みトランジスタ３８０のペースに供給さ
れ、このトランジスタを導通させる。

この電流吸込みトランジスタ３８０は受像機の利得を向
上すべき弱い信号状態においてＡＧＣｐ波コンデンサ２
４を接地電位に向けて放電する働きをする。

この信号状態において電流源トランジスタ３６０は電流
吸込みトランジスタ３８０の導通電流より小さい充電電
流を供給し、ＡＧＣＦ波コンデンサ２４の正味放電を招
く。

強い信号状態では電流源トランジスタ３６０は電流吸込
みトランジスタ３８０の導通電流より大きい電流を供給
して、ＡＧＣ？波コンデンサ２４の正味充電を招く。

ビデオ信号の同期尖頭が適正な電圧レベルにあってＡＧ
Ｃ利得調節が不要なときは、電流源トランジスタ３６０
から供給される電流が電流吸込みトランジスタ３８０の
導通電流と精密に一致し、ＡＧＣＦ波コンデンサ２４の
電圧レベルに正味変化はない。

このように供給電流と吸込み電流とが一致するときはＡ
ＧＣ濾過コンデンサ２４の電圧レベルに関係なく同じ大
きさになる。

ラッチ回路７０が水平走査期間中ＡＧＣ回路２０を動作
させていないときは、トランジスタ３２０がコンデンサ
３３０をビデオ信号の最大振幅まで充電しようとするが
、この間ダイオード３４０が順バイアスのままでそのコ
ンデンサ３３０を抵抗３４２，３４４，３４６を介して
連続しで放電させるため、コンデンサ３３０は走査期間
中顕著な電荷を保つことができない。

この放電路は走査期間中ビデオ信号のピーク振幅および
パルス性雑音がコンデンサ３３０に保存されるのを防ぐ
。

このような電荷が保存されるとＡＧＣ回路が次のキーイ
ングパルス期間中に雑音パルスに応じて誤って調整され
る。

このようにこの放電路によってＡＧＣ回路２０に複雑な
雑音保護回路を設ける必要がなくなる。

電流源トランジスタ３６０と電流吸込みトランジスタ３
８０とは水平走査期間中ＡＧＣＦ波コンデンサ２４に高
インピーダンス出力を与えるが、これはトランジスタ３
６０，３８０がこの期間中導通せず、その高インピーダ
ンスのコレクタ電極においてＡＧＣＰ波コンデンサ２４
に結合されているからである。

このようにして端子２２における高インピーダンスによ
って走査期間中の電流漏洩によるＡＧＣ制御電圧の不都
合な変化が防止される。

この発明において用いた電流源および電流吸込みトラン
ジスタは、端子２２と電源子Ｂまたは接地点との間に挿
入した抵抗のようなＡＧＣＰ波コンデンサ２４用の低イ
ンピーダンス充放電手段を無用にする。

このような低インピーダンス充放電手段は従来法におけ
るＡＧＣ制御電圧の不都合な変動の普通原因である。

ラッチ回路７０が同期パルスと一致しない水平帰線パル
スを受けたときは、導線２６４にキーイングパルスは発
生せず、導線２６６に小さい正のパルスが発生する。

この小さい正パルスは抵抗３１４を介してトランジスタ
３８００ベースに印加され、そのトランジスタを僅かに
導通させる。

この電流吸込みトランジスタ３８０の僅かな導通によっ
てＡＧＣＦ波コンデンサ２４が接地電位に向って僅かに
放電し、テレビ受像機のＲＦおよびＩＦ開回路利得が少
し上昇する。

この非同期状態は通常弱いビデオ信号の受信に原因する
ため、利得の僅かな上昇によって同期分離器４０および
ラッチ回路７０が同期を獲得し得るようになる。

トランジスタ３８０の僅かな導通により、またＡＧＣ転
送回路４００からｐ波コンデンサ２４への不都合な充電
電流の僅かな流れがすべて相殺される。

テレビチャンネルを切換えたときまたは受像機のスイッ
チを入れたとき等に、ビデオ増幅器４から端子１２に極
めて強いビデオ信号が印加されると、ｒＡＧＣロックア
ウト」として知られる現象が起こることがある。

この場合は、ビデオ信号全体が雑音反転器３０の直流閾
値を充分超えるほど強いことがあり、雑音反転器３０は
このビデオ信号全体を定常状態の雑音パルスと解釈して
このビデオ信号全体を反転し、その出力においてこれを
消去してしまう。

雑音反転器の出力が直接ＡＧＣ回路のビデオ信号入力に
結合された形式の従来法回路においては、ＡＧＣ回路が
弱いビデオ信号であるかのようにこの雑音反転器の定常
状態出力に応動して、ＲＦおよびＩＦ開回路利得を増大
する。

従ってこの利得の増大のためにＡＧＣロックアウト状態
が長引くことになる。

しかしこの発明においては雑音反転器３０がピーク検知
同期分離器４０に結合されている。

定常状態信号は第２図のトランジスタ１４４０ベースと
同時にトランジスタ１５０のベースに結合され、これに
よって信号レベルを１ｖｂ８だげ押上げられてトランジ
スタ１４６のベースに印加すれる。

トランジスタ１４４，１４６のベースの信号レベルの差
ＩＶｂ８のためにトランジスタ１４６は導通してトラン
ジスタ１６０を導通させる。

これによって同期分離器４０はトランジスタ１６０のコ
レクタに連続する高レベル同期信号を発生し、これがラ
ッチ回路１０に供給される。

この連続高レベル同期信号によって導線２６４を介する
″各水平帰線パルスのＡＧＣ回路２０への供給が可能に
なり、第５図の導線２６６をトランジスタ２２０を介し
て接地することによって装置の利得増大がすべて防止さ
れる。

抵抗２２４およびトランジスタ２２０を介して導線１７
０から電流が引取られるため同期分離器回復回路２５０
も遮断され、ピーク検知コンデンサ２８の上方移行が完
全に防止される。

従ってＡＧＣ回路２０は導線２６４のキーイングパルス
によりＡＧＣロックアウト状態中動作状態におかれ、端
子１２およびトランジスタ３２００ベースの強い信号レ
ベルに速やかに応動してＲＦおよびＩＦ開回路利得を低
減するため、ビデオ信号との同期が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理により構成された同期分離器お
よびＡＧＣ回路を示すブロック回路図、第２図は第１図
に示すこの発明の実施例に使用し得る雑音反転器、能動
ｐ波器およびピーク検知同期分離器を示す部分ブロック
部分暗示回路図、第３図はパルス性雑音を含む合成ビデ
オ信号を示す図、第４図は第２図に示すピーク検出同期
分離器と共に使用し得る出力波形整形回路の部分ブロッ
ク部分暗示回路図、第５図は第１図に示すこの発明の実
施例に用い得るラッチ回路および同期分離器回復回路を
示す部分ブロック部分暗示回路図、第６図は第１図に示
↑この発明の実施例に用い得るピーク検知サンプル保持
ＡＧＣ回路を示す部分ブロック部分暗示回路図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ テレビ受像機において、同期信号成分と映像情報成
   分とを含み、パルス性雑音を含むこともあるビデオ信号
   の利得が制御されるビデオ信号源と；このビデオ信号源
   に結合され、所定閾値レベルを超える上記ビデオ信号中
   のパルス性雑音を反転させる手段と：上記ビデオ信号源
   に結合され、上記ビデオ信号を遅延させる手段と；上記
   雑音反転手段の出力および上記遅延手段の出力に結合さ
   れ、上記遅延されたビデオ信号を上記反転されたパルス
   性雑音と相殺的に組合わせて雑音の消去されたビデオ信
   号を生成する信号組合わせ手段と：正常時に上記同期信
   号と実質的に一定の位相関係にある反復パルスのパルス
   源ど：上記組合わせ手段の出力に結合され、上記雑音の
   消去されたビデオ信号の同期信号成分に関係する基準電
   圧を発生するピーク検知手段と：上記組合わせ手段の出
   力信号と上記基準電圧とに応じて、（イ）上記組合わせ
   手段の出力信号が実質的に無雑音のビデオ信号を含み、
   この実質的に無雑音のビデオ信号の同期信号成分だけが
   上記基準電圧のレベルを超えるとき同期信号パルスを生
   成し、（ロ）上記ビデオ信号の映像情報成分が上記所定
   の閾値レベルを超え、上記組合わせ手段の出力信号が上
   記基準電圧のレベルを超えるとき第１の信号レベルを生
   成し、（′→ 上記組合わせ手段の出力信号が上記基準
   電圧のレベルを超えないとき第２の信号レベルを生成す
   る手段と；上記同期信号パルス生成手段の出力に結合さ
   れ、上記反復パルスに応じて、（イ）同期信号パルスと
   反復パルスとが一致したときまたは上記第１の信号レベ
   ルと反復パルスとが一致したときキーイング信号を生成
   し、（ロ）上記第２の信号レベルと反復パルスとが一致
   したとき同期外れ信号を生成する手段と：上記ビデオ信
   号源に結合され、上記キーイング信号に応じて上記ビデ
   オ信号のレベルの関数として自動利得制御電圧を生成し
   、また上記同期外れ信号に応じて上記自動利得制御電圧
   を上記ビデオ信号源の利得を増す方向に変化させる自動
   利得制御手段とを含む同期利得制御回路。