JPS58501977A - 干渉相殺法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 干渉相殺法と装置 本発明は複数個のデータ信号値を表わす伝送チャネノしかう受信された信号を処 理する装置に関する。この装置は受信信号に応動してデータ信号ｆ直に関する一 時的な羽］定を表わす信号を提供する第１の判定回路と、一時的な判定に応動し て相殺信号を形成するキャンセラを含んでいる。

データ信号は種々の干渉によって変化させられて一゛る。

例えば、音声帯域の電話回線のよ５な伝送回線で生ずる位相および／あるいは振 幅ひずみによってシンポＪＬ間干渉が生ずることがある。これ（工従来の受信機 で：↓６庖応的旧約−ドフォワード形の等化技術によって取扱力）ゼつれていた 。これは例えば受信したデータ信号の通過帯域のサンプルの重み付けしｒこ和を 使用して１本質β勺に干渉のない等化された出力の流れを発生する。通過帯域の 等イヒ器出力は復調されてベースバンド出力θ）流スｔを形成し、これに応動し てどのようなデータが送出さｉｔた力）しζ関する判定が行なわれる、各々のへ −スノ＼ンドの出力と対応する判定の間の差に応動して形成さ、ｈた誤差信号ｉ ま、５１ｊえば、誤差信号の二乗の平均を最小化するような方法で等化器の重み 係数を適応的に更新するのに使用さｉする。

適応等化器−あるいは適応等化器と同１集に＠［乍する装置−は、まＴこチャネ ル歪みによって５も起さり、だのではない干渉を取扱かうためにも使用される。

例えばディジタル伝送における適応的アンテナシステムでは、干渉はいわゆる方 向性雑音あるいはジャミング信号によって形成される。これらの信号は所望の方 向以外の方向からアンテナに入射するが、適応等化（あるいはこの場合には適応 フィルタプロセスと呼んだ方がより適切である）によって受信された干渉によっ てくずれた信号から実効的に除去される。これについては９例えば、Ｐｒｏｃ　 ＩＥＥＥＶｏｌ、５５．Ｎｏ１２　１９６７年１２月ＰＰ、２１４３−５９のＢ 、ウィドロー（Ｗｉｄｒｏｗ　）他の　「適応化アンテナ・システムＪ　（Ａｄ ａｐｔｉｖｅ　Ａｎｔｅｎｎａ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　）　を参照されたい。

上述したタイプの等化器および前に行なわれたデータの判定の重み付けた組合せ を形成して、これを受信信号と組合わせるべく組合わせるいわゆる判定帰還形等 化器の不利な特性は、伝送回線の歪みが補償されると同時に。

チャネルおよび等化器の前にある回路の雑音が一少くとも歪みがチャネルで誘起 されるような応用に２いては−強められてしまうということである。このような 雑音強化の結果として、雑音レベルも高く、またその振幅（勾配）歪みと位相歪 みがあるようなチャネルを通して、高速データ伝送のよ５な応用を実行する場合 に、許容できる程度の低いデータ誤り率を実現することは不可能になる。電話交 換回線を通して９６００ビット／秒のデータを伝送するのは、そのような場合に 当る。

雑音強化の問題を処理するひとつの周知の方法は２例えば、米国特許３，６４８ ，１７１に示されている。この特許においては、受信信号のサンプルは通常の適 応等化器に与えられ、その他に処理されて、とのよ５なデータが送信されたかに ついて上述した特許では１次”判定と呼ぶが、ここでは“一時”判定と呼ばれる 判定を形成するように処理される。一時判定は上述の特許では“最終等化器”と 呼ばれるが、ここでは“キャンセラ”と呼ばれるプロセッサに与えられ、これが 一時判定の重み付けした和を形成する。このような重み付けした和は一以降“相 殺信号”と呼ばれるが−それぞれの受信信号サンプルの干渉成分を表わし、それ と組合わされる。これによって相殺されたサンプルの流れが形成され、これから 最終のデータ判定が行なわれる。キャンセラで使用される重み係数は各々の最終 判定と対応する相殺されたサンプルの間の差から誘導された誤差信号に応動して 適応的に更新される。

本発明に従えば、雑音強化の問題は、その中から位相歪みに起因する干渉が本質 的に除去され、相殺信号の各々は第１のサンプルのそれぞれの干渉と本質的に等 しくなったよ５な受信信号の第１のサンプルを発生するための位相相殺回路と、 第１のサンプルと相殺信号とに応動してデータ信号値に関する最終の判定値を表 わす信号を形成するための回路とを含む信号処理装置によって解決される。本発 明に従えば、相殺信号は受信信号のサンプルそのものと組合わされるのではなく 、その位相補償されたサンプルと組合わされる。これによって受信信号サンプル の周波数スペクトルがＹ（→−Ｉ　Ｙ（（＝ｌ）　Ｉ　ｅ　ＪＯ”　で表わされ るなら１位相補償されたサンプルの周波数スペクトルはｆＹ（ｍ）ｆの関数では あるが１本質的にθＹ（ω）とは独立であるということになる。干渉がチャネル の歪み。

例えばシンボル間干渉に起因するよ５な応用においては。

位相補償されたサンプルはそれからチャネルの位相歪みに起因する干渉成分が本 質的に除去された受信信号のサンプルを表わすことになる。本発明は９例えばデ ータ信号が大きな振幅および位相歪みを持つ雑音のあるチャネルを通してデータ 信号が伝送されるよ５なときには、従来の特許の方法に比べてより優れた誤り率 を実現することが知られている。

受信されたデータ信号の位相補償されたサンプルは本質的にｌ　ｙ　（ｕ）　Ｉ 　ｅ−ｊ””（ロ）すなわちＹ　（１）と共役な伝達関数を持つ整合フィルタ、 によって受信信号サンプルをトランスバーサルフィルタ処理することによって発 生することができる。この場合には２位相補償されたサンプルの周波数スペクト ルは本質的にＩＹ（ω）【２　に等しい。整合フィルタ特性を実現するために使 用される重み付は係数は例えば、キャンセラに使用される重み付は係数を適応さ せるのに使用する上述した誤差信号と同一のものに応動して適応すなわち更新す ることができる。

この代りに１位相補償されたサンプルはｅ、１ｌＪＹ（１）　に本質的に等しい 伝達関数を持つ全位相補償器によって発生することもできる。この場合には９位 相補償されたサンプルの周波数スペクトルは本質的にＩｙ（ω）１に等しい。

主なチャネル汚染が大きな振幅歪みであるような音声帯域のデータ伝送システム においては１本発明は２４００ポーの場合従来のフィードフォワード等化器に比 べて出力の信号対雑音比（５ＮＲｏ）で約２ｄＢの改善となり、フィードフォワ ード判定帰還を組合せた場合に比べて５ｉｉｒ。

でｉｄＢの改善となる。このように本発明はこのよ５な従来技術に比べてビット 誤り率で１〜２桁の大きさの改善を生ずることになる。

図面の簡単な説明 図面は唯一であり、これは本発明の原理の一実施例たるデータ信号受信機のブロ ック図を示している。

詳細な説明 第１図は音声電話回線を通して遠隔の送信機（図示せず）から送信された両側波 帯直交手段送波（ＤＳＢ　−ＱＣ）データ信号を示している。送信機においては 、二つのすなわち実および虚の成分が所定の値の集合のひとつをとるよ５な複素 データ信号値が時間幅Ｔのホー間隔の連続の間に発生される。各々の複素データ 信号値の実および虚成分を表わす二つの信号値はそれぞれの１８００Ｈ２の同相 および直角の搬送波を振幅変調し、これが組合わさって、受信機１０に送信され るＤＳＢ−ＱＣを形成する。複素データ信号値は送信されるべき２進データの流 れを代表的に表わす。−例としては、２次元方式が使用され、その中で各々の複 素データ信号値が、それ自身でＰビットのデータを表わす。このような方式にお いては。

各々の複素データ信号値は独立なデータシンボルを表わす。この代りに、ｎ〉２ であるようなｎ次元方式を用いてもよい。例えば、ｎ／２の連続したボ一時間で 送信される複素データ信号値の各々でｎ　Ｐ　／　２ビツトのデータを表わして も良い。このような方式においては、各々のデータシンボルはｎ　／　２個の連 続した複素データ信号値から成る。

受信機１０においては、受信されたＤＳＢ−ＱＣ信号ｓ　ｒ　（ｔ）　が入力回 路１５に与えられる。通常のように、入力回路は１問題となる伝送帯域の外側の 信号ｓ　ｒ　（ｔ）のエネルギーをｆ波するアナログ帯域フィルタと、自動利得 制御回路と、アナログ位相分割器と、ａ／ａ変換器とを含んでいる。後者は位相 分割器の二つの出力をサンプルし。

複素帯域ライン、サンプルＹｋ　を含むサンプルされ定ライン信号を提供する。

サンプルＹｋ　はこの例ではホーレートの２倍で、すなわち２　／　Ｔ複素サン プル／秒の割合で形成され、インデックスにはその速度で歩進する。サンプルＹ ｋ　の周波数スペクトルはｙ（ｏ）＝ＩＹ（ω）ｌｅＪＯＹ（ｃ′））である。

ラインサンプルＹｋ　は位相補償器４０に与えられる。

これは複素通過帯域サンプルＱｍ　を含む位相補償された通過帯域信号を与える 。サンプルＱｍ　の周波数スペクトルはＱ（ω）である。これはｆＹ（ω）【の 関数であり、θ７（句とは本質的に独立である。特に位相補償器はこの例では本 質的にｒ　Ｙ（（Ｊ）　ｒ　ｅ　”Ｙ（′）に等しい伝達関数を有する整合フィ ルタであり、従ってＱ　（０＞］は本質的にＩＹ（ω）］　に等しい。その代り ２位相補償器４０はその伝達関数が本質的に　Ｊ　ｆｊｙ（０＞）に等しいいわ ゆる全位相補償器でもよく。

このときにはＱ（ω）は本質的にｆｙ（ω）【に等しい。

いずれの場合でも、サンプルＱｍ　は受信された帯域ｒ波された信号のサンプル を表わし、伝送チャネルの位相歪みて起因するシンボル間干渉は本質的に除去さ れている。サンプルＱｍ　はボー周波数１７７で与えられ、従ってインデックス ｍはその速度で進む。サンプルＱｍ　は復調器５０に与えられ、これは複素位相 補正されたあるいは位相歪みが除かれたベースバンドのサンプルＵｍ　かも成る ヘースバンド信号を発生する。サンプルＹＫ　のベースバンドの重み付けられた 組合せは次に組合せ回路５５のｔ”の入力に与えられる。サンプルＵ、＋１　は 次式に従って復調器によって発生される。

相の推定値である。図には明確には示されていないが。

一時判定形成器２０（後述する）における復調に用いられる位相推定値の遅延さ れたものは、サンプルＵｍ　を形成するために（そして後述するように再復調器 τ０　で誤り信号Ｅｍ　を形成するために）復調器５ｏで使用される。

（これらの位相推定値はできるだけ正確でなければならない。もしきびしいシャ ッタや他のチャネルの汚染のために位相推定値が不正確になれば、システムの誤 り特性がかなり劣化することがわかっている。

ラインサンプルＹｋ　はまた一時判定形成器２ｏにも与えられる。この回路は送 信された複素データ信号値がどのような値であるかについての一時複素判定Ａｍ −Ｍ　の流れを与える。（添字ｍ　−ＩＡについて１ｍは再びボーインデクスで あり、以下に述べるＭはキャンセラろ０のボー間隔の長さの半分である。） 一時判定形成器２ｏは伝送された複素データ信号の値に関する判定を形成するこ とができるどのような回路であってもよい。これは例えば米国特許４，２４５， ３４５゜米国特許４，２４７．９４０オヨヒ米［］％許４．２３７．５５４に示 されるよ５な適応的トランスバーサル等化／復調／判定形成回路のような従来は 最終判定を形成するのに用いられていたよ５な回路でもよい。一時判定形成器２ ゜はまた通信工学のＩ　ＥＥＥ会報（Ｔｒａｎｓ　、　ｏｎ　Ｃｏｍｍ　、　Ｔ ｅｃｈ）　。

Ｖｏｌ、ＣｏＭ−１９，４３ＰＰ２８１−２９３（１９７１年６月）のり、Ａ、 ジョージ（Ｏｅｏｒｇｅ　）　他「適応化決定帰還等化器Ｊ　（Ａｎ　Ａｄａｐ ｔｉｕｅ　Ｄｅｃｉｓｉｎ　ＦｅｅｄｂａｃｋＥｑｕａｌｉｚｅｒ　）および通 信のＩ　ＥＥＥ会報（Ｔｒａｎｓ、ｏｎＣｏｆｆｌｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　）　 Ｖｏｌ　：　ＣｏＭ　−２４４１０ＰＰ１１５９−１１６６（１９７６年１０月 ）＋７）Ｄ、　Ｄ、７オークナー（Ｆａｌｃｎｅｒ　）の［２次元通信システム におけるバスハンド決定帰還等化器の応用Ｊ　（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ 　Ｐａ５ｓｂａｎｄＤｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔ ｉｏｎ　ｉｎ　Ｔｖｏ　−Ｄｉｍｅｎｔｌｏｎａ、ＩＤａｔａ　Ｃｏｍｍｕｎｉ ｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍｓ　’）　に示されたような判定フィードバック等 化回路を含んでいてもよい。一時判定形成器２０はまた米国特許４．２１３．　 Ｏ９５および４、１８１．８８８に示された非線フィードフォワードおよびフィ ードバック等価回路を含む。

一時判定Ａ−ｍ　Ｍは以下に詳述するキャンセラ３ｏに与えられる。今のところ キャンセラろ０は一時判定に応動して複素信号■ｍ　を含む相殺信号を発生する ように動作すると言うだけである。複素信号＝Ｊｍ　の各々は対応するＵｍ　の シンネル間干渉成分の推定値である。サンプルＵｍ　は位相補償されているから 、そのシンネル間干渉成分は主にチャネルの振幅歪みの結果である。信号−ｖ− ｍ　は組合せ回路５５の１−パ入力に与えられ、ここでその各々はサンプルＵｍ 　の対応するものと組合わされて、相殺されたヘースハンドサンプルＰｍヲ含む 相殺さｉｔた信号を提供する。（組合せ回路５５に対して−ｒ”ｍと’Ｌｍが本 質的に同時に与えられることを保証するために１位相補］賞器４０はサンプルＹ ｋ　を適切な時間だけ遅延するバルク遅延ユニットを含んでも良い。） サンプルＰｍ　は最終判定回路６０に与えられるが、これはサンプルＰｍ　を素 子化して伝送されたデータ信号値が河であるかについての複素数による最終判定 の流れＡｍ　を形成する。（もし必要であれば、この最終判定↑ｍを一時判定し て用いて、さらに次段の信号処理回路に与える一時判定として用いることにして もよい。）先に述べたよ５に１位相補償器４ｏはこの例では本質的にｌｙ（ω、 　、　ｅｌ（ｊｌｗ）の伝達関数を有する整合フィルタである。この例ではこれ は次式に従って２Ｌ個の最近のサンプルＱｍ　の各々を発生するトランスバーサ ルフィルタとして実現される。

ここでＷｋ（ｍ）は２Ｌ個の複素重み付は係数の集合であり。

その値は以下に述べるように各々のポ一時間で適応的に更新され、従ってｍの関 数になっている。（この代りに。

位相補償器４０は端数間隔のラインサンプルではなく。

ポー間隔のラインサンプルで動作するよ５に構成されていてもよい。しかし、前 者とは異り、後者はサンプラのタイミング位相を正確に制御する必要がない点で 利点がある。） 上述の関係のパラメータＬは位相補償器４ｏがチャネルのインパルス応答にわた ってとられるように選択されている。すなわち、サンプルＹ２ｍ−（Ｌ−１）と サンプル”２ｍ＋Ｌの発生の間の時間幅は少くともチャネルのインパルス応答の 長さにわたるよ５になっており、これはこの場合には、ろ１ボ一時間である。サ ンプルＹｋ　はホーレートの２倍の速度で生ずるから、各々のＱｍ　を発生する のに使用されるサンプルの数はその数の少くとも２倍でなげればならない。従っ てＬ＝３１である。Ｌは各Ｕｎ　が対応するＶｍ　と本質的に同時に発生される ことを保証する量だけチャネルのボー間隔のスパンより大きく選択しておくのが 有利である。

キャンセラ３０もまたこの例ではトランスバーサルフィルタであり、これは一時 判定の複素線形組合せを形成することによって信号’Ｖｍを発生する。特定の最 終判定Ａｍ　を発生するために、対応する一時判定Ａｍはシンボル間干渉推定値 Ｖｍ　を発生するためには使用されない。

特に、キャンセラ３０は次式に従って（２ｍ−１）個の最近の一時判定（Ａｍ　 を除く）の複素の線形の組合せを形成することによって信号Ｖｍの各々を発生す る。

Ｏ ここでｃｋ（ｍＪは（２Ｍ−１）個の適応的に更新される重み係数であり、Ｍは キャンセラ３０がチャネルのインパルス応答にわたるように選択されている。一 時判定Ａｍはポー周波数で発生するから、各々のＶｍ　を発生するのに使用され る一時判定の数は、少くともポ一時間で数えたインパルス応答の長さに等しい。

従ってＭ　＝　１６である。

この例では、キャンセラ３０および位相補償器４ｏに使用される重み係数は、同 一の誤差信号　εニー±（ＰｍＡＩｎ）に応動して適応的に更新される。この図 示の実施例においては特にεｍ　＝　＋　（Ｐｍ　−Ｋｍ）　である。誤差信号 εｍは組合せ回路６５によって形成され、これは各々の最終判定Ａｍ　を対応す る相殺されたサンプルＰｍ　から減算する。

キャンセラ６０で使用されるＣｋ（ｍｌの更新は次の更新関係によって実現され る統系的勾配条件を利用してキャンセラの中で実現される。

ここで星印は共役複素数を表わし、αはその符号が誤差信号εｍ　の選択された 極性（（へ）によって決定される選択されたステップの大きさであり、（この実 施例では、αは正の数である。）、δ、はいわゆる漏洩項である。漏洩項の機能 はｃｋ（ｍ）が大きな値にわたってドリフトするのを防止するものであり、これ はいくつかの形式のどのようなものを使っても良い。そのひとつの可能性はであ る。ここでＭは定数であり、ＳＧＮは±１±Ｊであるような複素符号である。符 号はその変数の実および虚成分の符号によって決まる。この形の漏洩によって。

Ｃｋ（ｆｏ）が２の補数の形式で記憶されるような実施列に減・て更新関係を実 行するのに特に容易にする。詳しく述べれば、まずαεＡｍ−にの項はＣｋ（ｍ ）と組合わされて１部分的に更新された係数を形成する。更新ｔ、７１係の漏洩 部分はそのとき部分的に更新された係数１・各成分の符号ヒツトをその成分の特 定のビット位置と組合わせることによって実現される。ビット位置はＭの所望の 値により決定されるが、これは実験的に定めても良い。もし係数のドリフト現象 が特定の実施例で現われて来なげれば、δ、をＯにしておいても良い。

（キャンセラ３０の動作を解析して見ると、少くとも理論的にはＣｋ（ｍ）＝０ ４（ｍ）であることがわかる。すなわち−に番の係数はに番目の係数の共役複素 数となっている。

従って、係数の内の半分の値だけを記憶して更新しておくことにすればよいこと になる。他の半分はそれから容易に決定することができる。実験的にはＣｋ（ｍ ）　＝　Ｃ”’ｋｆｍｌという関係は正確には成立しないことがわかっている。

しかしＣｋ（Ｉｎ）の内の半分だけを記憶して更新することにしても、キャンセ ラの性能に検知できる劣化を与えないことがわかっている。） 位相補償器４０は通過帯域のサンプルについて動作するから、その重み係数は通 過帯域の誤差信号に応動して更新しなげればならない。この目的のために、誤差 信号εｍは再変調器７０に与えられ、これは次式に従って通過帯域の誤差信号を 発生する。

（この実施列においては、Ｅ、＝＋（Ｐｌ］１−Ａりａ　Ｊ（”ｏ　ｍＴ＋１３ 　）である。）　Ｗｋ（ｍ）の更新関係は再び稲計的勾配条件に従い９％に Ｗｋ（ｍ＋１）−Ｗｋ（ｍ）−βＥｍＹ２ｍ−に一δ２．　ｋ＝−Ｌ、＝・、（ Ｌ−１）の１関係となる。ここでβは第２の選択されたステップの大きさで、α に等しくてもよい。δ２　は他のタップ漏洩環である。δ２　の形式とこの更新 関係が実行される方法は、キャンセラの係数の更新に関連して上述したことと類 ［以している。

上述の更新関係で使用したステップの大きさαおよびβはその大きさが より小さくなげればならないといつ条件を満足しなければならない。ここで＜ｘ ２〉は平均大刀信号電力である。

実際に、その値は適切に高速な係数値の収束を実現するためて充分大きい直に選 定されるが、動作を不安定にするほど大きくてはならない。実際に、ステップサ イズの各々で二つあるいはそれ以上の値を使用することにしてもよい。例えば、 データ信号成分値±１．±６が使用されるような実施例においては、理想的な規 準データを用いて初期収速を゛実現するためにα−β−０，０００５を使用し、 そのあとでα−β−０，００００５に切替える。

受信機１０は任意の所望の方法で始動することができる。例えば、すべての係数 値なＯに設定し、一時判定形成器２０の中の等化器で使用される係数が理想的規 準データ（すなわち、夢信機で既に知られているデータ）に応動して、適切な一 時判定が得られる点まで適応され。

次に位相補償器とキャンセラで使用される係数が理想参照データに応動して共に 適応するよ５になっている。

受信機はまた判定向きのモードで始動することができる。しかし、この場合には 誤差信号ε迅　は始動の間最終判定Ａｍ　に応動して発生されるべきではなく、 むしろ一時判定Ａｍ　に応動すべきである。さもなければ、受信機は退化モード で始動して良く、この場合はすべての迅に対してＵｎ　＝　Ｑ　、Ｖｍ　＝　Ｐ ｍ　＝　Ａｍ　、εｍ　＝　０　である。

実際に、受信機が正しく始動されても、εｍ＝±（Ｐｍ　−Ａｍ）に応動した前 述の更新によって、ＣＫ（ｍ）とｐｋ（ｍ）の値は時間的にドリフトしてゆき、 受信機が上述の退化モードに入ってしまうこともある。この問題は±（Ｐｍ　− Ａｍ）に等しい誤差信号に応動して更新する。すなわち、誤差信号を最終判定で はなく一時判定によってめることによって解決される。この目的のためには受信 機１０を改造して、その入力が一時判定形成器２０の出力からとられ、その出力 が最終判定回路６０の出力の代りに組合せ回路６５の１−”（減算）入力に与え られるようなＭホーの遅延ユニットを設けてもよい。

漏洩環はＣｋ（ｍ）の更新関係に含預牙ｔてはいるが、その値は不当に大きく、 特にチャネルに大きな２次歪みがあるときはそうであることが実験的に観察さ２ ｔでいる。この問題を解決する有利な方法は、漏洩の代りにあるいはそれと組合 せて使用する方法であるが、係数の大きさに上限を設け、どの係数もその上限を 越えないよ５にする方法である。このような″飽和゛限界に対する適切な値は予 期される最長の正規化チャネル歪みインパルス応答から直接に決定することがで きる。尖頭値のサンプル値が１であるような実験例では、約すの飽和レベルが使 用された。他の方法としては係数の大きさを時間的にランダムに丸める方法があ る。

この例ではキャンセラ３ｏと位相補償器４ｏとビ含む適応トランスバーサルフィ ルタを実現するには種々の回路構造が考えられる。例えば各フィルタｔまプログ ラム方式による汎用プロセッサ（マイクロプロセッサ）で構成しても良いし、あ るいはマイクロコード命令の制御下にある専用ＬＳ１回路で構成してもよい。こ のような等化区間はキャンセラ３０および／あるいは位相補償器４゜を実現する のみならず、一時判定形成器２ｏの中の等化器を実現するのにも使用することが できる。実際、受信機の一部あるいは全体の機能は８例えば、ひとつあるいはそ れ以上の汎用処理装置、マイクロコードによる装置。

ディスクリート回路およびそれらの組合せによって実現することができる。従っ て、受信機１０の構成要素は便宜上側々の、自己完結的な装置として示されて− ・るが。

各構成要素は実際にはａ）全体としであるいは部分的に他の構成要素と共用され る回路、ｂ）問題の構成要素の機能を実現するよう回路を動作させるプログラム 命令と組合わさったものから成る。

本発明の特定の実施例についてここでは述べているが。

このようなものは本発明の原理を単に例示しているにすぎない。例えば９位相補 償器およびキャンセラで使用される重み係数又はここに述べた更新１Ａ係とは異 る更新関係を利用して更新することができる。ここではＶｍ　、　Ｑｍ　。

Ｕｎ、Ｐｍ、　Ａｍ、εｍ、およびＥｍ　は時間福τの同一のボー間隔で発生す るものとして便宜的に仮定されていた。

しかし典型的な応用ではこれを行なうことはできないか。

あるいは望ましくない場合がある。このよ５な実現法では、キャンセラと位相補 償器の更新関係を変更してＣｋ（ｍ）とｗｋ（ｍｌを更新するのに誤差信号εｍ とＥｍ　の一方あるいは両方が利用できないことがあるといつ事実を考慮に入れ るよ５にしなげればならない。特に５次式の更新関係を用いることができる ここでｄｌ（ｄ２）は少（ともＶｍ　（Ｑｍ　）の発生と誤差信号（εｍ）Ｅｍ 　の発生の間の遅延のホー間隔の数に等しい。一般にｄｌとｄ２は０を含む任意 の整数値をとることができる。

０の場合はもちろんここで最初に述べた更新関係に対応する。

４次元の変調を使用したシステムで使用できる他の可能な方法は次式て従って更 新を行なうことである。

Ｗｋ（ｍ＋２）＝Ｗｋ（ｍ＋１）−β（γＥｍ＋−Ｉ　Ｙ？ｍ、、、ｃ−ａ２− １”；％−ｉ、４４□）−δ２に＝−Ｌ、・・・（Ｌ−１） ここでｍは偶数で、ｄｌは奇数、ｄ２は偶数である。パラメータγ、ア、αおよ びβの適切な値はαとβの値については上述の条件下で、さらに０くＹくγ　ｒ ＋７＝１とい５追加の条件下で決定される。

さらに前述のように１位相補償器４０はまた本質的にｅ−Ｊ　ｆｊＹ（ＧＪ）に 等しい伝達関数を有するいわゆる全位相補償器でよい。このような全位相補償器 は１例えば　ａ）サンプル４　の複素周波数領域の線スペクトルを発生し。

ｂ）位相補償器の出力としてその線スペクトルの振幅成分から誘導されたホー間 隔の時間領域のサンプルを発生する高速フーリエ変換回路によって実現すること ができる。

他の変形は位相補償器４０に対してラインサンプルではなく一時判定形成器２０ の中からの等化されたサンプルを供給することである。しかし、これはシステム をより複雑なものにしてしま５可能性がある。さらに、一時判定Ａｍ−（Ｍ＋１ 　）の代りに最終判定＾ｍ−（Ｍ＋１）・・・Ａｍ　をキャンセラ３０で使眉す るためにフィードバックしてもよい。最終判定は一時判定より小さい誤差を含ん でいるはずであるから、これによっていくらかは正確なＶｍ　を生じ、従ってい くらかは低い最終判定誤り率となろう。

さらにもし必要であれば９１位相補償器４０の前に復調器５０を設けることもで きる。この場合には、もちろん位相補償器はサンプルＹｋ　の重み付けられた組 合せでＱまなく、復調器出力サンプルの重み付けられた組合せを形成する。そし てもちろんｗｋ（ｍｌ　の更新関係は通過帯域の誤差信号Ｅｍ　ではなくベース バンドの誤差信号εｍ　を含むことになる。このように変形すれば、このよ５に 変更しても、記法の問題としてＹ（局をベースバンドのスペクトルであると理解 すれば３位相補償器の入力サンプル乞Ｙ（ω）と記すことができる。同様に１位 相補償器４０の伝達関数は（Ｙ（ω）Ｈｅｊ″Ｙ（ｏｌ　（あるいはｅ−ｊｏＹ （ｏ）））と表わすことができろ。出力サンプルのスペクトルｉｔ　Ｉ　Ｙ（ω ）１２（あるいはＩＹ（ω）１）である。

本発明は通過帯域のシステムのみならずベースバンドのシステムにも適用でき、 またｎ次元（ｎ≧２）変調のシステムのみならず１例えば振幅変調のよ５な１次 元の変調を用いたシステムにも適用することができろ。

さらに本発明は音声帯域の電話チャネルを通しての伝送のみならず、マイクロ波 無線回線のような他の形の回線を用いた伝送にも使用でき、シンボル間干渉に対 する対処のみならず、適応アンテナシステムに関して前述したよった他の形態で の干渉に対処するためにも使用できることを強調しておきたい。このように本発 明は工、Ｂ。

Ｍ、Ｔｅｃｈ、Ｄｉｓｃｌ、Ｂｕｌｌ　Ｖｏｌ、　２０．７ｇ２１９７７年７月 号頁５２３以下に示されたレコード績み出し装置のようなシステムにも応用でき るのである。

従って１本明細書中には明確に図示あるいは記述されていなくても９本発明の内 容を利用して、その精神と範囲を逸脱することなく、当業者は種々の装置を工夫 することができることは明らかである。

国際調査報告 第１頁の続き

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．　複数のデータ信号値を表わす信号を伝送回線から受信して処理する装置で あって、該装置は受信された信号に応動してデータ信号値に関する一時判定（Ａ ｍ　−Ｍ）を表わす記号を生ずる第１の判定回路（２０）と。 一時判定に応動して相殺信号（７ｍ）を形成するキャンセラとを含む受信信号処 理装置において。 該装置はさらに。 それから位相歪みに起因する干渉が本質的に除去された受信信号の第１のサンプ ル（Ｖｍ）Ｙ発生する位相補償回路（４２，５０）を含み； 相殺信号の各々は第１のサンプルのそれぞれにおける干渉と本質的に等しくなっ ており： さらに第１のサンプルと相殺信号とに応動してデータ信号値に関する最終判定（ Ａｍ）ヲ表わす信号を形成する回路（５５，６０，６５）を含むことを特徴とす る受信信号処理装置。 ２、請求の範囲第１項に記載の装置において。 回路が複数個の相殺されたサンプルの少なくともひとつに応動じて最終判定を表 わす信号の各々を形成し。 各々の相殺されたサンプルは該第１のサンプルと相殺信号のそれぞれのものの間 の差であり１位相補償回路はその重み付は係数が相殺されたサンプルと一時判定 および最終判定の内の選択されたものから誘導された誤差信号に応動して更新さ れるトランスバーサルフィルタを含むことを特徴とする受信信号処理装置。 ３、請求の範囲第２項に記載の装置において。 受信信号の周波数スペクトルはｌ　ｙ（ｍ）　Ｉ　ｅＪｌ′Ｙ（（９）であり１ 位相補償回路の重み付は係数は第１のサンプルの周波数スペクトルがｌＹ（ω） Ｉの関数であり、θＹ（ω）に本質的に独立であるように更新されることを特徴 とする受信信号処理装置。 ４、請求の範囲第２項に記載の装置において。 受信信号の周波数スペクトルはＹ（（ロ）−１Ｙ（ＧＪ）　ｌｅ”？’であり１ 位相補償回路の重み係数は第１のサンプルの周波数スペクトルが本質的にＩｙ（ →Ｉ２　に等しいよ５に更新されることを特徴とする受信信号処理装置。 ５、請求の範囲第４項に記載の装置に２いて。 誤差信号の各々は相殺されたサンプルの内の個々のものと選択された判定のいず れかの個々のものの間の差に本質的に等しく１位相補鷹回路に使用される重み付 は係数は統計的勾配条件に従って誤差信号に応動して更新されることを特徴とす る受信信号処理装置。 ６　請求の範囲第５項に記載の装置においてキャンセラはトランスバーサルフィ ルタを含み、キャンセラで使用される重み係数は統計的勾配条件に従って誤差信 号に応動して更新されることを特徴とする受信信号処理装置。 Ｚ　請求の範囲第１項に記載の装置において。 受信信号の周波数スペクトルばＹ（句−１ｙ（ω）１ｅＪ０Ｙ（６））であり１ 位相補償回路は本質的ＫｒＹ（ω）ｒ　ｅｊ″Ｙ（句ニ等しい伝達関数を有する ことを特徴とする受信信号処理装置。 ８、　請求の範囲第７項に記載の装置において。 位相補償回路はその重み付は係数が適応的に更新されるようなトランスバーサル フィルタを含むことを特徴とする受信信号処理装置。 ９、　請求の範囲第８項に記載の装置において。 回路はその各々が第１のサンプルの内のひとつとそれぞれの相殺信号の関数であ る相殺された信号に応動して最終判定を表わす信号を形成し１位相補償回路はそ の各々が相殺された信号のひとつと一時判定あるいは最終判定の内の選択された 一方の関数である誤差信号に応動して係数を更新することを特徴とする受信信号 処理装置。 １０、請求の範囲第９項に記載の装置において。 旧約に更新されるトランスバーサルフィルタを含むことを特徴とする受信信号処 理装置。 １１、請求の範囲第１０項に記載の装置において。 トランスバーサルフィルタの少なくともυ・とつの重み係数は統計的勾配条件に 従って更新されることを特徴とする処理装置。 １２、特許請求の範囲第１項に記載の装置において。 受Ｍ　（ｇ　号〕周波数スペクトルはＹ　［ω）−１Ｙ（句１　ｅｊ　０Ｙ（（ Ｊ））であり１位相比較回路は本質的に　Ｊ　ｆｊ　Ｙ（（＋７１に等し−・伝 達関数を有することを特徴とする処理装置。 １３、請求の範囲第１項、第７項、第８項あるいは第１２項に記載の装置におい て。 キャンセラはその重み付は係数が適応的に更新されるトランスバーサルフィルタ を含むことを特徴とする受信信号処理装置。 １４　請求の範囲第１項、第７項あるいは第１２項に記載の装置にお（・て。 位相比較回路の少なくとも一方とキャンセラはトランスバーサルフィルタを含み 、トランスバーサルフィルタの少なくとも一方は統計的勾配条件に従って不質的 に更新することを特徴とする受信信号処理装置。 １５　受信信号に応動して信号の一時判定を形成し。 その各々が一時判定の重み付きの組合せに等しい相殺信号を形成し。 それから位相歪みに起因する干渉が本質的に除０・れた受信信号の第１のサンプ ル乞発生し。 第１のサンプルと相殺信号とに応動してデータ信号値に関する最終判定を表わす 信号を形成する段階から成ることを特徴とするデータ占号乞処理する方法、 １６、請求の範囲第１５項に記載の方法において、干渉しτよって汚染された信 号の周波数スペクトルはＹ（ω）−ｒＹ（ω）、　、、１＃Ｙ（ｃｕ）であり、 係数はその周波数スペクトルがＩＹ（ω）１の関数であり、θＹ（ω）に独立で あるよ５に発生されることを特徴とするデータ信号を処理する方法。 １ス　請求の範囲第１５項に記載の方法におし・て、受信信号の周波数スペクト ルはＹ（ω）＝　ｌ　Ｙ（匈１　ａ”Ｙ（旬であり、第１のサンプルはその周波 数スペクトルが本質的にＩＹ（ω）１２　に等しいように発生されることを特徴 とするデータ信号を処理する方法。