JPS5858867B2 - イソウセイギヨソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は位相制御装置に関するものである。

増巾器、変調器、周波数スケーラ−１偏向回路等の信号
調整回路は、変形される信号中にスプリアス或いは制御
出来ない位相偏移（シフト）を導入することが多い。

これら位相シフトは、温度変化或いは回路中の電圧又は
電流の変化に起因する回路の動作特性、又は値の変化を
来してしまい、且つそれ等は、屡々、予測出来ないもの
であり、いずれの場合にも予測することは困難なもので
ある。

特に時間が因子である時は、これら位相シフトは回路の
動作に悪影響を与えるものである。

例えば、電気回路中に於ける時間遅れ或いは信号の位相
関係を測定する装置に於ては、測定回路中の位相シフト
の量が正確に知られていない限り斯る測定の結果は、極
めて不正確となる。

斯る困難を除去するための従来の方法は、それが用いら
れている状態下に於ては、その性質が変化しない成分を
作るか、回路内に於て等しいか或いは反対の影響をなし
得る他の成分と、各回路の成分とを出来得る限り密接に
整合するということであった。

然し乍ら、多くの実施例に於て、之等は不可能であった
。

本発明は、テレビジョンモニタに関連して開発されたも
のである。

このテレビジョンモニタは、テレビジョン装置の偏向回
路内の種々の信号間の位相関係の決定及び斯る位相関係
の安定性を含むテレビジョン回路の動作をチェックする
ために用いられるものである。

斯るテレビジョンモニタは、好ましくは極めて安定な偏
向回路を有し、偏向回路及びモニタされるべき装置の補
助回路に対する比較の基準となす。

モニタの水平偏向回路は、典型的には水平偏向コイル及
び適切なるコンデンサにより形成される共振回路を含む
。

斯る共振回路は、高ベーターパワートランジスタにより
駆動される高電圧トランジスタにより駆動される。

これら２つのトランジスタは、縦続接続され、且つ飽和
状態にまで駆動される。

なかんずく斯るトランジスタのキャリア蓄積効果は偏向
コイル内の偏向電流の時間遅れ、即ち位相シフトを引き
起し、又、偏向回路の帰線電圧から引き出されるブラン
キングパルスの同様の遅れをも引き起す。

一定の遅れは、妨害とはならないが、実際の遅れは、予
期出来ぬ方法で変化する。

本発明によれば、入力信号に対する偏向回路の出力信号
の全遅れ時間は、実質的に一定の時間となる如く予め定
められ得る。

これは、テレビジョンモニタの水平偏向回路に供給され
る入力信号の位相を遅らせる位相変調器を用いることに
よって達成され、又、偏向回路の出力信号の選択された
部分と、入力信号の選択された部分とを比較する位相比
較器を用いることによって行われる。

位相比較器は、斯る選択された信号部分間の時間差に応
じて変る位相変調器に対する制御電圧を発生する。

この制御電圧を用いて、位相変調器により作られる位相
シフトをして、偏向回路内に生ずる位相シフトのすべて
の和と等しく且つ反対の量だけ変え、出力信号及び入力
信号間の全遅れ、即ち位相シフトを既知の量となす。

この量は、実験的に得られる誤差の限度内に於て一定で
ある。

即ち、出力信号及び入力信号間の所定の遅れ時間と実際
の遅れ時間との誤差は、位相変調器をして誤差を補正す
る誤差信号となる。

上述の説明より、本発明による遅延制御は、入力信号及
び出力信号間の位相シフト即ち、遅延を起し、且つ、斯
る位相シフトは一定ではないところの全ての信号変形回
路に適用し得ることは明らかであろう。

以下、図面を参照して本発明を説明しよう。

本発明による位相制御装置は、入力パルスに対して所定
の位相関係を有すると共に周波数が入力パルスの周波数
の半分となる出力パルスを発生する位相制御装置におい
て、入力パルス及び出力パルスにより制御される双安定
マルチバイブレーク４４及びこのマルチバイブレーク４
４の出力で制御される積分回路５８を有し、出力パルス
の特定のレベル変化部分の位相及び上記人力パルスの特
定のレベル変化部分の位相を比較する位相比較手段（位
相比較器）１４と、第１のレベル変化部分が上記入力パ
ルスの上記特定のレベル変化部分で制御され第２のレベ
ル変化部分が上記位相比較手段１４の出力に応じて制御
されるパルスを発生する位相変調手段（位相変調器）１
２と、この位相変調手段１２からのパルスの第２のレベ
ル変化部分によりレベル状態が変化するパルスを発生す
るカウント・ダウン回路（カウンター）２２と、このカ
ウント・ダウン回路からのパルスに応じて出力パルスを
発生する回路手段とを具備するものである。

第１図に示す本発明の一例は、入力信号用の入力端子１
０を有する。

この入力信号は、位相変調器１２及び位相比較器１４に
供給される。

位相変調器１２は、入力信号の少くとも一部に、制御さ
れた位相シフトを生じせしめる。

位相変調された入力信号は、信号調整回路１６に供給さ
れる。

この信号調整回路１６は、入力信号を変形して、それを
特別の使用目的に適する如くなす。

斯る信号調整回路１６は、変形されるべき信号内の予測
出来ない或いは予測するのが非常に困難な遅延即ち、位
相シフトを引き起してしまうものである。

信号調整回路１６より遅延且つ調整された出力信号を、
位相比較器１４へ帰還する。

この位相比較器１４内に於て、出力信号の選択された部
分が、入力信号の選択された部分と比較され、制御電圧
を発生する。

この制御電圧は、位相変調器１２に供給され、位相変調
器１２により作られた入力信号の位相シフトの量を制御
する。

入力信号及び出力信号の選択された部分間の時間間隔は
、位相変調器１２及び信号調整回路１６内の全遅延時間
の関数で、位相比較器１４は、この時間間隔及び所定の
時間間隔間の差を検出するものである。

入力信号及び出力信号の選択された部分間の時間間隔が
、上述の所定の時間間隔よりも太きければ、位相比較器
１４からの制御信号は、位相変調器１２をして、斯る位
相変調器１２により生じる時間遅れを減少する。

又、逆の或場合も同様である。斯くして全時間遅れを有
効に一定となす。

出力端子１８へ供給される信号は、斯くして、信号調整
回路１６が予測出来ないように遅れを変えたとしても、
一定の予め定められた遅延、即ち位相シフトをなす。

次に、より詳細に本発明を示す第２図を参照して説明し
よう。

同図に於て、信号調整回路１６をテレビジョンモニタの
電磁偏向型陰極線管用の水平偏向回路として示す。

斯る陰極線管の偏向ヨークの水平偏向コイルを２０で示
す。

この偏向回路の詳細は本発明の要旨ではないが、この偏
向回路及びその動作を、本発明を具体化する動作回路の
完全な記載をなすために、以下説明する。

偏向回路１６はカウント・ダウン回路としての÷２カウ
ンター２２とその他の回路手段を含む。

この÷２カウンター２２は位相変調回路１２から位相変
調入力信号２４を受け、テレビジョンモニタの走査線周
波数と同じ対称方形波出力２６を発生する。

位相変調回路１２は、一対のＮＰＮ ｌ−ランジスタ２
８及び３０と、入力コンデンサ３２とを含む。

この入力コンデンサ３２は、トランジスタ２８のベース
と位相変調回路１２及び位相比較器１４に対する入力端
子１０との間に接続される。

入力端子１０は、図に於ては水平発振器３６の出力端で
もある。

この入力信号は対称方形波電圧３４で、テレビジョンモ
ニタの走査線周波数の約２倍の周波数を有する。

方形波電圧３４の正極性（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｇｏｉｎ
ｇ）の電圧変化部分のみが、位相変調回路１２で位相シ
フトされる。

その負極性（ｎｅｇａｔｉｖｅ ｇｏｉｎｇ）の電圧変
化部分（特定のレベル変化部分）は、位相シフトされず
、位相変調された電圧２４の負極性電圧変化部分（第１
のレベル変化部分）と入力信号３４の負極性電圧変化と
は、依然として一致している。

以下、述べられる如く、正のブランキングパルス３８が
、水平偏向回路１６の出力端１８に於て作られ、このパ
ルスの負極性電圧変化部分（特定のレベル変化部分）は
、位相比較器１４に於て、位相変調された信号２４の負
極性電圧変化部分従って水平発振器３６からの入力信号
３４の負極性電圧変化部分と比較され、位相変調器１２
に供給される制御電圧を得る。

位相比較器１４は、双安定マルチバイブレーク１４を形
成する一対のたすき掛に接続されたナントゲート４０及
び４２を含む。

この双安定マルチバイブレーク４４は、第１の安定状態
から第２の安定状態に電圧２４の負極性電圧変化部分に
より変えられる。

尚、この電圧２４は、入力電圧３４の負極性電圧変化部
分と一致し、ナントゲート４２の入力端子に供給される
。

双安定マルチバイブレーク４４は、水平偏向回路１６の
出力端１８に於けるブランキングパルス３８の負極性電
圧変化と一致する負極性電圧変化部分により、第１の安
定状態にリセットされる。

この負極性電圧変化を、ナントゲート４０の入力端に端
子１８及びナントゲート４０の入力端間に直列に接続さ
れたダイオード４６及びコンデンサ４８を含むＤＣレベ
ル設定回路を介して供給する。

このダイオード４６のカソードは端子１８に接続され、
そのアノードはコンデンサ４８に接続されると共に、抵
抗器５０を介して正電位源に接続されているので、コン
デンサ４８はブランキングパルス３８の隣り合ったパル
ス間に充電し、ブランキングパルス３８の負極性電圧変
化をして、ナントゲート４０の入力端を負電位に駆動す
る。

抵抗器５２及び５４を正の電位源とアースとの間に直列
に接続し、それらの共通端をナントゲート４０の入力端
に接続し、この入力端を、ブランキングパルス３８の負
極性電圧変化の間を除いては、所定の正のレベルに維持
する。

ナントゲート４０の入力端に供給される負極性電圧変化
は、双安定マルチバイブレーク４４をその第１の安定状
態にリセットし、ナントゲート４０の出力端に、正レベ
ルの電圧を発生する。

信号２４の次に来る位相がシフトされない負極性電圧変
化は、双安定マルチバイブレーク４４をして、その第２
の安定点に変化せしめる。

ここに於て、ナントゲート４０の出力端の電圧は、負の
レベルとなる。

この結果非対称方形波出力電圧５６が積分回路５８に積
分ゲート電圧として供給される。

積分ゲート電圧５６の周波数は、偏向回路の走査線周波
数と等しく、その電圧は端子１０に於ける入力信号３４
と端子１８に於ける出力信号との間の全遅延時間、即ち
位相シフトの増大と共に増大する期間中負電圧レベルと
して継続する。

逆にゲート電圧５８は、斯る遅延時間の増大と共に減少
する期間中、正のレベルとして継続する。

積分器５８は一対のダイオード６０及び６２を有し、２
等ダイオード６０及び６２のアノードは互に結合され、
且つ抵抗器６４と直列に接続されている。

この直列回路は、双安定マルチバイブレーク４４の出力
とＮＰＮＩ−ランジスタロ６のベースとの間に接続され
ている。

このトランジスタ６６は、そのエミッタがアースされ、
そのコレクタは抵抗器６８を介して正の電位源に接続さ
れると共に、積分コンデンサ７０を介してそのベースに
接続されている。

トランジスタ６６のベースは、又、抵抗器７２を介して
負の電位源に接続されている。

２つのダイオード６０及び６２のアノードは、抵抗器７
４を介して正の電位源に接続され、トランジスタ６６の
ベースから離れたダイオード６０のカソードは、抵抗器
７６を介して負電位源に接続されている。

ゲート電圧５６が正レベルにある時は、ダイオード６０
は遮断状態で、ダイオード６２は導通状態である。

この時、抵抗器７４及びダイオード６２を介して正電位
源から流れる電流は、抵抗器７２を通じて負の電位源に
流れる電流よりも大きい。

これらの電流差は、積分コンデンサ７０を一定速度で充
電する。

この間に於けるトランジスタ６６のコレクタに於ける積
分器５８の出力電圧は、積分電圧波形７８の負極性傾斜
部分である。

積分ゲート電圧５６がその負レベルに変るとき、ダイオ
ード６２は遮断となり、コンデンサ７０は抵抗器７２を
通じて一定速度で放電し、斯る波形７８の正極性の直線
的傾斜部分を発生する。

トランジスタ６６のコレクタを、直列に接続した抵抗器
７９及び８０を介して、位相変調回路１２のトランジス
タ２８のベースに接続する。

尚この直列に接続した抵抗器７９及び８０は、それらの
接続点とアースとの間に側路コンデンサ８２を有する。

トランジスタ６６のコレクタ電圧はトランジスタ２８の
ベースに対して、常に正の電位であり、抵抗器７９及び
８０とコンデンサ３２と８２とを有する回路は、積分器
５８の出力電圧７８を平滑即ちＦ波して、実質的に均一
な電流が、コンデンサ３２及びトランジスタ２８のベー
ス間の端子に流れるようになす。

この電流は、然し乍ら、積分器５８の出力電圧７８の正
及び負極性の傾斜部の相対的長さに応じて変る。

この電流は、電圧７８の正極性の傾斜部の長さが増大し
、且つ、その負極性傾斜部の長さが減少する時に増大し
、又、その逆のときは、逆となる。

斯くして、この電流は位相変調器１２及び水平偏向回路
１６尚の全時間遅れが増大する時に増大し、又、その逆
のときは、逆となる。

トランジスタ２８のエミッタは、接地され、そのコレク
タは負荷抵抗器８４を介して正電位源に接続され、その
ベースは抵抗器８６を介して正電位源に接続されている
ので、実質的に均一な電流が、抵抗器８６を介してコン
デンサ３２及びトランジスタ２８のベース間の接合部に
流入する。

トランジスタ２８のベースの電圧が正で、且つベース・
エミッタ接合の順方向電圧と等しい時には、このトラン
ジスタ２８は導通となり、抵抗器８０及び８６を通じて
流れる全電流は、トランジスタ２８のベース・エミッタ
接合を通じてアースされるので、このトランジスタ２８
のベース電圧は、この順方向電圧、即ち、トランジスタ
２８のベース電圧８８の正レベルに於て、クランプされ
る。

トランジスタ２８のコレクタは、トランジスタ３０のベ
ースに接続される。

このトランジスタ３０のエミッタをアースし、そのコレ
クタを負荷抵抗器９０を介して、正電位源に接続する。

トランジスタ２８がオンになると、トランジスタ３０は
オフとなり、トランジスタ３０のコレクタ電圧２４は正
レベルとなる。

入力電圧３４が正から負のレベルに変ると、トランジス
タ２８のベースの電圧８８は、負力向に駆動され、この
トランジスタ２８を非導通となし、トランジスタ３０を
オンとなし、その結果、トランジスタ３０のコレクタの
電圧２４をその負レベルに変える。

この電圧２４の負極性電圧変化は、それ故、位相シフト
することなく入力信号電圧３４の負極性電圧変化と一致
する。

トランジスタ２８が不導通となると、抵抗器８０及び８
６を通じて流れる電流は、コンデンサ３２を充電し、電
圧８８の正極性傾斜部を作る。

この傾斜部の傾斜は、積分回路５８の一部を形成するト
ランジスタ６６のコレクタより、抵抗器８０を通じて流
れる電流の関数となり、この傾斜部は、この電流が増大
すると増大し、又、その逆の場合には逆となる。

電圧８８の正極性傾斜部が、トランジスタ２８のベース
・エミッタ順方向電圧に到達すると、このトランジスタ
２８はオンとなり、トランジスタ３０のコレクタの電圧
２４は、再び正極性となる。

電圧２４が負である時間間隔は、電圧８８の傾斜部が作
られる時間間隔であり、位相変調器１２が入力信号３４
の一部分を遅延させる時間遅れである。

斯くして入力信号３４の一部と同相である電圧２４の負
極性電圧変化は、位相比較回路１４内に於て、水平偏向
回路１６の出力信号と比較される。

電圧２４の負極性電圧変化の後に、制御された時間遅れ
時点で信号調整回路１６のカウンタを駆動するのに用い
るのは、信号電圧２４の正極性電圧変化である。

：２カウンク２２の対称方形波出力電圧２６の負極性電
圧変化部分は、位相変調器１２の出力に於ける電圧２４
の位相シフトされた正極性電圧変化（第２のレベル変化
部分）の各々と一致している。

この電圧２６を、ＰＮＰ型水平増巾トランジスタ９２の
ベースに供給する。

このトランジスタ９２のエミッタを、正電位源に接続し
、そのコレクタを抵抗器９４を介して、高ベータ且つ高
電流ＮＰＮ形トランジスタ９６のベースに接続する。

このトランジスタ９６のエミッタをアースし、そのコレ
クタを抵抗器９８を通じて、高電圧且つ高電流トランジ
スタ１００のエミッタに接続する。

このトランジスタ１００のベースを、チョークコイル１
０２を通じて正電位源に接続し、且つコンデンサ１０４
を通じてアースする。

トランジスタ１００のコレクタを、チョークコイル１０
６を介して変調器１０８に接続する、−力この変調器１
０８を正電位源に接続し、トランジスタ１００及び９６
の電流源を作る。

トランジスタ１００のコレクタに接続されている電力の
端子１０９を有する水平偏向コイル２０の他端をコンデ
ンサ１１０を通じてアースする。

この端子１０９を又、高電圧コンデンサ１１２を通じて
アースする。

トランジスタ９６のベースに於ける偏向回路駆動電圧１
１４は、対称方形波であり、これは÷２カウンタ２２か
らの方形波電圧２６と同一周期であるが、この方形波電
圧２６に関して反転されている。

電圧１１４がその最大負レベルに到達すると、トランジ
スタ９６及び１００は共に非導通となる。

偏向コイル２０に隣接して示す矢印１２０と反対力向で
あるこの時点に於ける水平偏向コイル２０を流れる電流
は、斯るコイルの誘導特性により、同一方向に流れ続け
なければならない。

コンデンサ１１２は、コンデンサ１１０に比して、その
キャパシタンスは小さい値であり、端子１０９に於ける
回路は、偏向コイル２０を通ずる負の電流の継続流に対
して、高インピーダンスとなり、この電流を電流曲線１
２２の点１２８で示す如く、急速にＯとなす。

、（第３図参照）この電流は、然し乍らコンデンサ１１
２を充電し、偏向コイル内の磁界の「へこみ」により作
られる高帰線電圧１２９まで充電する。

これは、第３図の電流曲線１２２の正極性傾斜部１２８
の初期負電流部分間の高い電流変化率で示されている。

端子１０９に於ける高い正極性電圧１２９は、偏向コイ
ル２０内の電流を反転し、正方向に急速にコンデンサ１
１２を放電せしめ、帰線電圧を迅速に減少せしめる。

トランジスタ１００のコＬ・フタ・ベース接合目、ダン
ピングダイオードとして働き、このコレクタの電圧が負
になるのを阻止する。

コンデンサ１０４は、カレント・シンクとして働く。

トランジスタ１００のコレクタの電圧は、斯くして偏向
コイル入力電圧１１８のレベル１１６に戻る。

この時、偏向コイル２０に与えられる一定電圧は、電流
をして０に向って直線的に減少せしめる。

回路の時定数は偏向駆動電圧１１４が正となり、トラン
ジスタ１００及び９６を導通となす時間に、電流が略々
０となるよう選択される。

偏向コイル電流の反転及びトランジスタ１００及び９６
の導通に際し、トランジスタ１００のコレクタの電圧及
び端子１０９の電圧は電圧曲線１１８により示す如く、
少量増大する。

コンデンサ１１０は、偏向コイルに対してカレント・シ
ンクとなり斯るトランジスタをして第３図に示す偏向コ
イル電流曲線１１２の負極性電流傾斜部の負極性電流部
分１２４を作る。

偏向コイル２０を通ずる負電流は、偏向駆動電圧１１４
が再び負となり、トランジスタ１００及び９６を遮断す
るまで継続する。

上述した偏向サイクルが繰り返され、これは偏向駆動電
圧１１４の制御下に於て行われる。

この電圧１１４は、力、位相変調回路１２の出力電圧の
正極性の位相シフトにより制御される。

変調器１０８は、垂直偏向回路からの搬物状電圧に応じ
てチョークコイル１０６を通じて水平偏向回路１６に供
給される電流を垂直偏向電流の周波数で変調し、水平偏
向回路の水平糸巻歪を補正する。

水平偏向回路への電流源の変調は、斯る偏向回路の素子
を通ずる電流値に影響を与え、斯る偏向回路内に於て作
られる位相シフトの変化に貢献する。

ブランキングパルス形成回路は、ＮＰＮトランジスタ１
３０を含む。

このトランジスタ１３０のベースを直列に接続したダイ
オード１３２、コンデンサ１３４及び抵抗器１３６を通
じて、端子１０９に接続する。

このダイオード１３２のカソードを端子１０９に接続し
、そのアノードを抵抗器１３７を通じて、正電位源に接
続する。

トランジスタ１００のコレクタがアース電位に近づくと
、ダイオード１３２のアノード及び斯るアノードに接続
されたコンデンサ１３４の端子は、アー入電位に近づく
。

コンデンサ１３４のダイオード１３２から離れた端子を
、抵抗器１３８を通じて負電位源に接続すると共に、抵
抗器１３６を通じてトランジスタ１３０のベースに接続
する。

トランジスタ１３０のベースを、ダイオード１４０のカ
ソードに接続する。

そのアノードをアースする。トランジスタ１３０のエミ
ッタを、負荷抵抗器１４２を通じて負電位源に接続し、
そのコレクタを抵抗器１４４を通じて、正電位源に接続
するので、このトランジスタ１３０は、エミッタフロア
形として作用する。

ダイオード１４０及び抵抗器１３８を含む回路は、通常
トランジスタ１３０のベースの電圧をアースに比して僅
かに負にクランプするので、トランジスタ１３０のエミ
ッタは、アースに対して同様負になされる。

トランジスタ１３０のエミッタを、又、ＰＮＰ）ランジ
スタ１４６のベースに接続する。

このトランジスタ１４６のコレクタをアースし、そのエ
ミッタを抵抗器１４８を通じて正電位源に接続する。

トランジスタ１４６は、斯くしてエミッタフロア形に接
続されるので、２つのトランジスタ１３０及び１４６は
、トランジスタ１３０のベースに供給される波形に対す
る電流増巾器を形成する。

この波形は、トランジスタ１４６のエミッタに於けるパ
ルス３８と同じ波形の正パルスとなり、トランジスタ１
００のコレクタに於ける帰線電圧１２９と同相である。

トランジスタ１００のコレクタの電圧が、アース電位に
近づくと、ダイオード１３２のアノードの電圧は、又、
同様にアース電位に近づく。

帰線電圧１２９がその正極性電圧変化をなすと、コンデ
ンサに供給される電圧は、ダイオード１３２が正電位に
於て遮断されるまで正となる。

この正電位にはダイオード１３２のアノードが接続され
ている。

この電圧は、トランジスタ１３０のベースを正に駆動す
る。

帰線電圧１２９の負極性電圧変化は、正帰線電圧の値が
ダイオード１３２のアノードに接続されている正電圧源
の電位よりも低くならない限りは、何の影響も与えない
。

この時、負極性電圧変化はトランジスタ１３０のベース
に供給される。

この結果、トランジスタ１４６のエミッタに於ける正極
性でクリップされた正パルス３８となる。

上述した如く、パルス３８の負極性電圧変化は、双安定
マルチバイブレーク４４を第２の安定状態からその第１
の安定状態にリセットするように使用し、比較回路の積
分回路用のゲート電圧５６の正レベルを作る。

又、入力信号３４の負電圧変化により双安定マルチバイ
ブレーク４４を上述の第２の安定状態に変え、ゲート電
圧５６を正レベルにする。

第３図を参照するに、水平偏向回路によりおこされる遅
延、即ち位相シフトを水平駆動電圧１１４の負極性電圧
変化とトランジスタ１００及び９６が実際に非導通とな
る時間との間の時間間隔により決定し、偏向コイル２０
の入力端子１０９に於ける帰線電圧１２９の正極性部分
を作る。

この時間遅れは、第３図の垂直線１５０及び１５２間の
時間間隔により示す。

位相変調器１２による入力信号の一部の遅れを、第３図
の垂直線１５４及び１５０間の時間間隔で示す。

従って、入力信号の位相変調器を含む回路内の全遅延時
間は、垂直線１５４及び１５２間の時間間隔となる。

積分器ゲート電圧５６が負レベルである時間間隔は、こ
の全遅延時間及び２つの一定遅れ時間の合計である。

これら２つの一定時間遅れの一つは、垂直線１５６及び
１５４間の時間間隔で、これは入力電圧３４の１サイク
ルと等しい。

他の一定遅れは垂直線１５２及び１５８間の時間間隔で
、これはブランキングパルス３８の時間間隔である。

積分器ゲート電圧５６の斯る負レベルの時間間隔は、斯
くして回路内の全遅れの直線関数となる。

積分器ゲート電圧５６の正レベルの時間間隔は、入力信
号３４の２サイクルの時間間隔からゲート電圧５６の負
レベルの時間間隔を引いたものである。

負レベルの時間間隔が増大すると、積分器ゲート電圧５
６の正レベル期間は減少し、又その逆の場合には逆とな
る。

上述した如く、回路内の全時間遅れの増大による電圧５
６の負レベル期間゛の増大は、積分器回路５８から位相
変調器１２への制御電圧を増大し、斯くして位相変調器
により時間遅れを減少し、全遅れを略々一定に保持する
。

説明のために、図示せる水平偏向回路内の時間遅れは、
ＮＰＮトランジスタ９６及び１００を非導通とする水平
駆動電圧１１４の負極性変化と、これ等トランジスタを
実際に非導通となす間の時間と定めたが、これは斯る回
路内に於ける可変遅れの大部分であるので、斯る回路内
で生ずるであろう他の遅延時間の変化は、本発明の遅れ
制御回路により補正される。

補正が行われる速度は、積分回路５８の素子の値を変え
ることにより、相当の広い範囲に亘って行い得る。

本発明によれば、図示せる素子の値を用いることにより
、この速度を充分大きくなし得るので、−秒当り６０サ
イクルのフィールド周波数に於いて水平偏向回路へ供給
される電流の変調による位相シフト、即ち遅延を実質的
に減少することが出来る。

本発明回路とテレビジョンモニタの他の回路との関係を
更に示すために、水平発振器３６を同期回路により制御
する。

これは水平偏向回路１６の端子１８の出力端からのブラ
ンキングパルス３８間の位相関係を、斯るモニタのビデ
オ回路からの同期パルス１６２と比較し、斯る同期パル
ス及び偏向コイル２０内の偏向電流間に所定の位相関係
を維持する。

上述の説明から判るように、本発明による位相制御装置
は、同期パルスである周期的入力信号に応じてその２倍
の周期（即ち半分の周波数）で動作する例えば偏向回路
の如き回路手段の同期回路であって、この入力信号の特
定のサイクルの選択された特定の点をシフト（時間的に
遅延）させるよう変調し、この変調信号で回路手段を駆
動すると共にこの回路手段の出力と入力信号の次のサイ
クルの特定の点とを比較してシフト量を制御することに
より、この回路手段の不確定な遅延時間に拘らずその出
力を入力信号に正確に関連付けることができるという顕
著な効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の路線的ブロック線図、第２図は従
来の回路部分をブロックとして含む第１図に示す本発明
回路の一例の詳細説明に供する路線図、第３図は第２図
に示す回路の信号波形を示す図である。 １２は位相変調手段、１４は位相比較手段、２２はカウ
ント・ダウン回路、２４は位相変調手段１２の出力、２
６はカウント・ダウン回路２２の出力、３４は入力パル
ス、３８は出力パルス、４４は双安定マルチバイブレー
ク、５６はマルチバイブレーク４４の出力、５８は積分
回路を夫々示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 人力パルスに対して所定の位相関係を有すると共に
   周波数が上記人力パルスの周波数の半分となる出力パル
   スを発生する位相制御装置において、上記人力パルス及
   び上記出力パルスにより制御される双安定マルチバイブ
   レーク及び該マルチバイブレークの出力で制御される積
   分回路を有し、上記出力パルスの特定のレベル変化部分
   の位相及び上記人力パルスの特定のレベル変化部分の位
   相を比較する位相比較手段と、第１のレベル変化部分が
   上記入力パルスの上記特定のレベル変化部分で制御され
   第２のレベル変化部分が上記位相比較手段の出力に応じ
   て制御されるパルスを発生する位相変調手段と、該位相
   変調手段からのパルスの上記第２のレベノ、し変化部分
   によりレベル状態が変化するパルスを発生するカウント
   ・ダウン回路と、該カウント・ダウン回路からのパルス
   に応じて上記出力パルスを発生する回路手段とを具えた
   ことを特徴とする位相制御装置。