JPS58601B2 - 長さ測定器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は角度の変位を電気抵抗値の変化に変換する素子
（以下変換抵抗という。

）の抵抗値をパルス巾に変換する抵抗−パルス巾変換回
路を用い計測値をディジタル表示するようにした長さ測
定器に関するものである。

第１図は従来、例えば新生児の頭部や胸部といったある
かぎられた身体の各部の長さを計測する際に使用される
測定器を示した図である。

第１図においてＬ１．Ｌ２はアーム、Ｍはあらかじめア
ーム間の角度に比例したアーム先端間の距離目盛を刻印
した目盛板、Ｐは支点、Ｄはアーム先端間の距離である
。

第１図に示す従来の測定器は２本のアームＬ１゜Ｌ２の
一端を交差させその交差点を支点Ｐとし、一方のアーム
Ｌ２を目盛板Ｍに固定し、他の一方のアームＬ１を支点
Ｐを中心に回転できるように構成されており、目盛板Ｍ
にはアームＬ１の回転角度がアームＬ１．Ｌ２の先端間
の距離となるように角度に比例した長さ目盛を刻印しで
ある。

この従来の測定器では角度に比例した長さを目盛板Ｍに
刻印する際その目盛のピンチに制約があって（アームＬ
１．Ｌ２の開角度とその先端間の距離りとは正弦的に比
例するので目盛板Ｍの目盛ピッチは等間隔とはならず正
確な刻印はむずかしい。

）、あまり正確な計測が出来ないし、かつ刻印記号が一
般には小さいため計測値の読み違いが生じるという不便
が生じる。

本発明はこの点に鑑みてなされたものであり、目的とす
る所は計測値がディジタル表示できる長さ測定器を得る
ことにあり、この目的のために本発明ではアーム間の角
度変位を電気抵抗値の変位に変換し、その電気抵抗値の
変位を更にパルス巾の変位に変換する抵抗−パルス巾変
換回路を用いてアーム先端間の距離をパルス巾による時
間巾により計測しその計測値をディジタル表示するよう
にした。

以下図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第２図は主要部を回路図で示した本発明の第１の実施例
のブロック図、第３図および第４図は第２図の一部を取
り出して示した回路図、第５図は第４図においてスイッ
チング素子５のオン・オフイに対するａ−ｂ間の電圧変
化口を示したタイムチャート、第６図は主要部を回路図
で示した本発明の第２の実施例のブロック図、第７図は
第２の実施例の動作を説明するタイムチャートである。

まず、本発明の第１の実施例について第２図〜第５図に
より説明する。

第２図において１は電圧がＥボルトの直流電源、２は直
流増巾器、３は入力電圧に応じてパルス巾が変化する電
圧制御型のパルス巾変調器、４はパルス巾変調器３を駆
動するための発振器、５はスイッチング素子で実施例で
はトランジスタ、６は周波数分割器、７はゲート、８は
カウンタ、９は表示器、１０は抵抗値がＲ１（変数）の
変換抵抗、１１〜１４はそれぞれ抵抗値がＲ２−Ｒ５の
固定抵抗、１５は容量がＣのコンデンサである。

変換抵抗１０はアームの支点に回転軸が固定され、第３
図に示す如く２本のアーム間の角度に比例して抵抗値が
直線的に変化する可変抵抗器１０１（全抵抗値をＲＶと
し、アームの開度に比例して変化した時の抵抗値をＲ８
とする。

）と、この可変抵抗器１０１の全抵抗と並列に抵抗値Ｒ
７の固定抵抗１０２を接続した時の一方の接続点ｃ′と
摺動端子ｄとの間の実効抵抗値で構成される。

すなわち変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１は抵抗値Ｒ８と抵抗
値（ＲＶ−Ｒ８）と抵抗値Ｒ７との合成抵抗値であり、
その値は となる。

この抵抗値Ｒ１は可変抵抗器１０１の回転軸の回転角度
に比例して変化する抵抗値Ｒ８を変数とする二次関数と
なる。

一方定長ｌのアーム２本の一端を交差させ、その交差点
を支点にして、一方のアームを固定させ、他の一方のア
ームを回転させたときのアーム間の角度をθ（回転させ
るアームの回転の中心には上記可変抵抗器１０１の回転
軸が固定されており、この角度θは上記可変抵抗器１０
１の回転軸の回転角度に対応する。

）とすると、支点としない２本のアーム先端間の距離り
は となり、この距離りは角度θを変数とする三角関数とな
る。

本発明では（２）式の角度θを例えば１０度≦θ≦９０
度の範囲内で変化させたときの距離りが示す正弦特性に
上記（１）式の二次関数の放物線が近似して対応するよ
うに上記可変抵抗器１０１の全抵抗値ＲＶと上記固定抵
抗１０２の抵抗値Ｒ７の数値が設定されている。

以下の表は理想的な正弦特性に対する（１）式の二次間
数の近似度を示す一例を示したものである。

この表では可変抵抗器１０１の全抵抗値ＲＶを１０にΩ
、固定抵抗１０２の抵抗値Ｒ７を１３．３にΩとし、可
変抵抗器１０１の回転軸を６０度回転させたとき、すな
わち抵抗値Ｒ８が約１．６７にΩのとき理想的な正弦特
性と一致するようにして比較してあり、このときの理想
的正弦特性の定数Ａは３．０９４となる。

この表かられかるように可変抵抗器１０１の回転軸が角
度１０度〜９０度の範囲で回転したときの変換抵抗１０
の抵抗値Ｒ１は理想的な抵抗値Ｒｘの２％以内の誤差範
囲で得られる。

以上は正弦特性の可変抵抗器が一般には入手できないた
めに直線特性の可変抵抗器を使用して近似的に正弦特性
を得るようにしたものであるが、回転軸の回転角に対し
て正弦特性で抵抗値が変化するような可変抵抗器が得ら
れれば以上に述べたような近似特性を得るための回路操
作（固定抵抗１０２の抵抗値Ｒ７を選定し、可変抵抗器
１０１の全抵抗値ＲＶに並列接続する操作）を必要とし
ないことは言うまでもない。

以上のようにして設定された変換抵抗１０は固定抵抗１
１〜１４とともにブリッジ回路を構成している。

発振器４は一定周波数ｆの信号を発生し、周波数分割器
６は発振器４からの周波数ｆの信号をｍルス巾変調器３
はこの一定周期Ｔの信号で駆動され周期Ｔ（一定）、パ
ルス巾ｔ（後述するように直流増巾器２の出力によって
変化する）のパルスを送出する。

スイッチング素子であるトランジスタ５のベース・エミ
ッタ間にはパルス巾変調器３からの上記パルスが供給さ
れ、当該トランジスタ５は第５図イに示す如く時間ｔの
間だけオンし、時間ｔ′（＝Ｔ−ｔ）の間だけオフする
ようにスイッチング動作する。

第４図はトランジスタ５のスイツチング動作による電流
を考察するための図であって、トランジスタ５のスイッ
チング動作によってコンデンサ１５の充放電が繰返され
、第４図において、ａ−ｂ間の電圧（漸くの間ブリッジ
の抵抗１３を除いて考察する）は第５図口に示す如く矩
形波を積分した略三角形状のものとなる。

この場合、コンデンサ１５の容量Ｃと抵抗１４の抵抗値
Ｒ５との積による時定数をパルス巾変調器３からのパル
スの繰返し周期Ｔより充分大きく選べば第４図のａ−ｂ
間の電圧が充分に平滑されて略一定の電圧Ｅｃとなる。

トランジスタ５がオンの期間に抵抗１４に流れる電流ｉ
２は、ａ−ｂ間の電圧がＥｃであるから１２＝Ｅｃ／Ｒ
５・・・・・・・・・・（３）である。

又、第４図で抵抗１４、トランジスタ５を通って抵抗１
２に出る平均電流をｉ１とすれば、ｉ・Ｔ＝ｉ２・ｔで
あるから、 １２＝ｉ１・Ｔ／ｌ・・・・・・・・・（４）である。

（３）式と（４）式から Ｅｃ／１１＝Ｒ５・Ｔ／ｌ・・・・・・・・・（５）が
得られ、Ｅｃはａ−ｂ間の電圧であり、ｉ１は抵抗１４
とトランジスタ５の分枝を通る実効電流と見做せるから
、（５）式のＥｃ／ｉ１はこの分枝の実効抵抗を示し、
これをＲｔとする。

Ｒｔ＝Ｒ５・Ｔ／ｌ・・・・・・・・・（６）即ち、ト
ランジスタ５を有する分枝の実効抵抗Ｒｔは周期Ｔが一
定であればトランジスタ５がオンする時間ｔに逆比例す
るが、このオンの時間ｔは変換抵抗１０が示す値に関係
する。

第２図において、変換抵抗１０と固定抵抗１１〜１３で
構成されるブリッジ回路の平衡状態がくずれ、ｃ点に電
圧Ｖｉが出力されているものとする。

ブリッジ回路の出力電圧Ｖｉは直流増巾器２で増巾され
、該増巾された出力電圧はパルス巾変調器３に入力され
て周波数分割器６を経由して発振器４から供給されてい
るパルス列のパルス巾を上記直流増巾器２の出力に対応
して変化させる。

このようにしてパルス巾変調を受けたパルス列はトラン
ジスタ５に入力され、該トランジスタ５は入力されたパ
ルス列によってオン・オフをくり返し、第４図における
トランジスタ５を含む分枝の実効抵抗値Ｒ１を制御する
。

パルス巾変調器３は入力電圧が減少（増加）する方向に
変化すると出力パルス列のパルス巾が増加（減少）する
方向に変化するように構成されており、パルス巾が増加
（減少）すれば（６）式の関係から第４図におけるトラ
ンジスタ５を含む分枝の実効抵抗値Ｒｔは減少（増加）
する方向に変化する。

いま、アームが開けられて変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１が
大きくなる方向に変化するとブリッジ回路の出力電圧Ｖ
１は低くなる方向に変化する。

この出力電圧Ｖｉは直流増巾器２によって増巾され、パ
ルス巾変調器３に入力されてその出力パルスのパルス巾
ｔを大きくする方向に変化させる。

すなわち、変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１が大きくなると、
第４図のトランジスタ５を含む分校の実効抵抗Ｒｔが小
さくなってブリッジ回路が平衡し、同様にして変換抵抗
１０の抵抗値Ｒ１が小さくなるとこの分枝の実効抵抗Ｒ
１が大きくなってブリッジ回路が平衡する。

このようにしてブリッジ回路は常に略平衡状態を保ち、
パルス巾変調器３から変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１の大き
さと対応したパルス巾ｔが変化する出力を得る。

また、ブリッジ回路の直流電源の極性を第２図に示すの
とは逆に接続した場合には、直流増巾器２の入力電圧が
増加する方向に変化したときパルス巾変調器３の出力パ
ルス列のパルス巾ｔが増加する方向になるように構成す
る。

このように構成することにより、変換抵抗１０の抵抗値
Ｒ１が増加（減少）する方向に変化するとブリッジ回路
の出力電圧Ｖｉは増加（減少）する方向に変化し、パル
ス巾変換回路３の出力パルス巾ｔは増加（減少）する方
向に変化するので結局第４図におけるトランジスタ５を
含む分枝の実効抵抗値Ｒｔは減少（増加）する方向に変
化してブリッジ回路は平衡状態となる。

このブリッジ回路が略平衡状態にあるときにおいて、直
流増巾器２の増巾度を例えば９０ｄＢと充分大きくすれ
ばブリッジ回路の出力Ｖ１は非常に小さくなり、ブリッ
ジ回路を完全に平衡させることができる。

このとき第２図のブリッジ回路において、ａ−ｂ間の合
成抵抗値をＲａとすると一般に知られているように次の
関係が成立する。

Ｒ２・Ｒ３＝Ｒ１・Ｒａ この関係から ブリッジ回路のトランジスタ５を含む分枝の合成抵抗値
Ｒａは前記第４図によって説明したａ−ｂ間の実効抵抗
値Ｒｔと固定抵抗１３の抵抗値Ｒ４とが並列接続された
ときの合成抵抗値であり、次の関係が成立する。

となる。

（７）及び（８）式よりブリッジ回路が略平衡した状態
では次の関係が成立する。

（９）式よりパルス巾ｔを求めると （１０）式に示す関係から明らかな如く、パルス変調器
３から出力されるパルスのパルス巾ｔは変換抵抗１０の
抵抗値Ｒ１に比例する。

そして変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１と上記パルス巾ｔとの
関係はブリッジ回路を構成する抵抗とパルスの繰返し周
期Ｔとのみに係り、実施例の如くパルスの繰返し周期Ｔ
が一定となるように構成してあれば上記パルス巾ｔは変
換抵抗１０の抵抗値Ｒ１の変化のみに関係するものであ
り、ブリッジ回路の直流電源１の電圧Ｅとは無関係であ
る。

ところでパルス巾変調器３は前記したように発振器４か
らの一定周波数ｆの信号を周波数分割器６でｍ分割した
後の一定周期Ｔなる周期毎に駆動される。

この周期Ｔはで表わされる。

一方、パルス巾変調器３から送出されるパルス巾ｔのパ
ルスはゲート７に入力され、該ゲート７を開き、発振器
４からのパルスを上記ゲート７が開いている期間だけカ
ウンタ８に供給し、該カウンタ８は供給されたパルスの
数を計数する。

カウンタ８がｎなるパルス数を計数したものとすれば、
上記パルス巾変調器３からのパルスのパルス巾ｔは で表わされる。

（１０）式、（１１）式および（１２）式からの関係が
成り立ち、これからカウンタ８で計数したパルス数ｎを
求めると、 となる。

（１３）式の関係から明らかなようにカウンタ８の計数
値ｎは変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１に比例する。

また（１３）の関係は無名数ｍおよびｎ、抵抗値Ｒ１〜
Ｒ５にのみ関係し、電圧変動、周波数の変動とは無関係
であり、これからも電圧変動、周波数変動等の外的条件
に左右されない。

ここで変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１は前記（１）式に示す
如く２本のアーム間の角度θに比例して直線的に変化す
る抵抗値Ｒ８を変数とする二次関数からなり、限られた
角度の範囲内において変換抵抗１０はその抵抗値Ｒ１の
変化がその伸度の範囲内における三角関数の正弦値の変
化と近似となるように可変抵抗器１０１と固定抵抗Ｒ７
とによって構成しであるため上記パルス変調器３から出
力されるパルスのパルス巾ｔの変化は三角関数の正弦値
の変化に相対的に近似となる。

従って上記パルス巾ｔの間だけカウンタ８で計数した計
数値ｎの変化は２本のアーム間の角度θを変数とする三
角関数の正弦値の変化に略比例したものとなる。

そして上記２本のアーム先端間の距離がＤである場合、
そのときの２本のアーム間の角度（可変抵抗器１０１の
回転軸の角度）θにおけるカウンタ８の計数値ｎが上記
距離りと対応するようにカウンタ８の回路を構成するこ
とにより、アーム間の限られた角度内においてカウンタ
８の計数値をアーム間の距離りに対応させることができ
る。

このようにしてカウンタ８で計数された計数値ｎは表示
器９に入力され、その内容すなわち測定しようとする距
離りが表示器９に表示される。

次に第６図および第７図によって第２の実施例を説明す
る。

以上に説明した第１の実施例ではパルス巾−抵抗変換部
を抵抗、コンデンサおよびスイッチング素子（トランジ
スタ）で構成した例であるが、以下に述べる第２の実施
例は直流増巾器２を公知の演算増巾器で構成して第１の
実施例と同等の動作を行うように構成した例である。

第６図において、２１は演算増巾器、２２は帰還のため
のインピーダンス、他は第２図と同帰還のためのインピ
ーダンス、他は第２図と同じものを示す。

また、第１図は第６図に示すＡ、Ｂ、Ｃ点の波形である
。

演算増巾器２１は公知のものでよく、抵抗１１゜１３お
よび１４の接続点を上記演算増巾器２１の負入力（−）
に接続し、変換抵抗１０と抵抗１２の接続点を正入力（
＋）に接続し、出力電圧を帰還インピーダンス２２を介
して負入力（−）に帰還する構成になっている。

上記帰還インピーダンス２２を容量性素子、例えばコン
デンサを使用すると、この直流増巾器２はよく知られて
いるようにミラー積分器となり、その出力の勾配は上記
帰還インピーダンス２２とブリッジ回路のインピーダン
スとによって定まる時定数および正入力（＋）と負入力
（−）間の電位差に従って変化する。

また、この第２の実施例ではパルス巾変調器３はフリッ
プフロップ回路で構成され、該フリップフロップ回路は
周波数分割器６から一定周期Ｔ毎に出力されるパルスで
セットされ、演算増巾器２１の出力が当該フリップフロ
ップ回路のリセットのスレッショールドレベルＥｔｈに
達するとリセットされるように接続されている。

ところで、第２の実施例のブリッジ回路では抵抗１１，
１３および１４の接続点ａの電圧は変換抵抗１０と抵抗
１２の接続点ｄの電圧に比べてトランジスタ５がオンの
とき、すなわち抵抗１４が抵抗１３と並列に接続された
とき若干低く、トランジスタ５がオフのとき、すなわち
抵抗１４が抵抗１３と並列に接続されないとき若干高く
設定しである。

すなわち、いま、トランジスタ５がオフのときを考える
とｄ点の電圧はａ点の電圧より低いため演算増巾器２１
の正入力（＋）が負入力（−）より低くなるため、その
出力は下降していく。

前記した第１の実施例と同様に周波数分割器にのパルス
がパルス巾変調器３に入力されると該パルス巾変調器の
出力が反転し、これによってトランジスタ５がオンしブ
リッジ回路のａ点の電圧がｄ点の電圧より低くなって演
算増巾器２１の正入力（＋）が負入力（−）より高くな
り、その出力は当該正入力（＋）と負入力（−）との間
の電位差、すなわちブリッジ回路のａ点とｄ点との間の
電位差に従った勾配で上昇していく。

演算増巾器２１の出力がパルス巾変調器３のリセットス
レッショールドレベルＥｔｈに達すると該パルス巾変調
器３の出力は再び反転して元に戻り、これによってトラ
ンジスタ５がオフとなるのでブリッジ回路のａ点の電圧
がｄ点の電圧より再び高くなって演算増巾器２１の正入
力（＋）が負入力（−）より低くなり、その出力は当該
正入力（＋）と負入力（−）との間の電位差、すなわち
ブリッジ回路のａ点とｄ点との間の電位差に従った勾配
で下降していく。

そして再び周波数分割器６からパルスが供給されるとパ
ルス巾変調器３は出力を反転し、トランジスタ５が再び
オンとなって上記した動作が行なわれ、以降は周波数分
割器６からパルスが出力される毎に上記動作が繰り返え
される。

ところで以上の動作において、ブリッジ回路のｄ点の電
圧は前記２本のアームの開角度に従って略正弦特性で変
化する変換抵抗１０の抵抗値Ｒ１によって変化するので
、それに従って演算増巾器２１の正負入力の電位差も変
化し、その電位差の変化に従って当該演算増巾器２１の
出力の上昇勾配が変化し、パルス巾変調器３からの出力
パルスのパルス巾ｔは結局上記変換抵抗１０の抵抗値Ｒ
１の変化に追従する。

このように、パルス巾変調器３からの出力パルスのパル
ス巾ｔに従ってオンとなるトランジスタ５を介して抵抗
１４がブリッジ回路のａ−ｂ間に接続されるので、ａ−
ｂ間の合成抵抗値Ｒａはトランジスタ５がオンの時間ｔ
と周波数分割器６からの出力パルスの周期Ｔによって決
まり、この抵抗値Ｒａのもとにブリッジ回路が平衡する
。

以上のようにしてパルス巾変調器３から出力されたパル
ス巾ｔの出力パルスがゲート７に入力され、この時間ｔ
の間該ゲート７が開いて発振器４からの信号がカウンタ
８に導かれ、それに基いて測定値が表示器９に表示され
ることは前記第１の実施例の場合と同様である。

以上の第１および第２の実施例においては、スイッチン
グ素子（トランジスタ）５を変換抵抗１０の対向辺に挿
入しているが、スイッチング素子５を変換抵抗１０の隣
接する辺に配置してもよく、このようにした場合には変
換抵抗１０の抵抗値Ｒ１とパルス巾変調器３の出力パル
スのパルス巾ｔとは逆比例関係となる。

すなわち、例えば第２図に示す第１の実施例において、
抵抗１１もしくは抵抗１２のうちどちらかを変換抵抗と
した場合、前記（１０）式の関係から該変換抵抗１１も
しくは１２の抵抗値Ｒ２もしくはＲ３が低い方向（高い
方向）に変化したとき、パルス巾ｔは大きく（小さく）
なる。

したがって、このようにスイッチング素子（トランジス
タ）５を変換抵抗の隣接辺に配置した場合は、２本のア
ームの開角度の変化と変換抵抗の抵抗値の変化とが逆比
例関係になるように、すなわち、アームの開角度を大き
く（小さく）すると変換抵抗の抵抗値が小さく（大きく
）なるように設定する。

又実施例において、スイッチング素子５にトランジスタ
を使用した場合、エミッタ接地としての例を示したがい
ずれの接地方式をとっても本発明は実施出来ることは明
らかである。

以上、詳細に説明した如く本発明においては負帰還ルー
プによりブリッジ回路を常に平衡状態となる方向に作動
させ、その帰還調整量の大きさをこの負帰還ループ内で
パルス巾に変換し、そのパルス巾の大小で得られた帰還
調整量によってブリッジ回路を不平衡状態に移行するよ
うに作用した外部の要素の程度、すなわち本実施例にお
いては変換抵抗の抵抗値、すなわち２本のアーム間の角
度を把持するようにしており、このように構成された回
路によればブリッジ回路の電源変動や環境温度等の外部
の条件による影響は殆んどなく、精度の高い測定が可能
である。

また、変換抵抗には正弦特性を呈する可変抵抗器もしく
は直線特性の可変抵抗器の特性を外付の固定抵抗器で略
正弦特性に近似させたものを使用しているので２本のア
ーム先端間の距離と変換抵抗の抵抗値変化とは極めて小
さな誤差範囲内で正確に比例するため正確な長さ測定が
可能である。

更に本発明はブリッジ回路が略平衡状態になる状態で測
定するので消費電力の点からみても有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図は現在使用されている長さ測定器の１例を示す図
、第２図は本発明の第１の実施例の要部を回路図で示し
たブロック図、第３図および第４図は第２図の部分回路
図、第５図は第１の実施例のタイムチャート、第６図は
本発明の第２の実施例の要部を回路図で示したブロック
図、第７図は第２実施例のタイムチャートである。 主な記号、２・・・・・・直流増巾器、３・・・・・
・パルス変調器、４・・・・・・発振器、５・・・・・
・スイッチング素子（トランジスタ）、６・・・・・・
周波数分割器、１０・・・・・・変換抵抗、１１〜１４
，１０２・・・・・・固定抵抗器、１５．２２・・・・
・・コンデンサ、１０１・・・・・・可変抵抗器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一端を支点として開閉する２本のアームの、該支点
   とは反対側の一対の先端間の距離を該２本のアームの開
   角度で把握するようにした長さ測定器において （Ａ）２本のアームの開閉に従って抵抗値が変化する変
   換抵抗と、 （Ｂ）スイッチング素子を有し、該スイッチング素子の
   平均導通時間によって実効抵抗値が定まる回路網と、 （Ｃ）上記変換抵抗を一辺とし、他の一辺に上記回路網
   が並列接続されたブリッジ回路と、 （Ｄ）該ブリッジ回路の不平衡出力によってパルス巾が
   制御され、上記スイッチング素子の導通時間を決めるパ
   ルスを出力するパルス巾変調器、を有し、上記変換抵抗
   の抵抗値変化によって生ずる上記ブリッジ回路の不平衡
   出力によって上記回路網の実効抵抗値を上記ブリッジ回
   路が平衡する方向に変化させ、この時の上記パルス変調
   器の出力パルス巾に基いて上記２本のアームの支点とは
   反対側の一対の先端間の距離を検出するようにしたこと
   を特徴とする長さ測定器。 ２ 変換抵抗を、回転軸の回転角に対して正弦特性で抵
   抗値が変化する可変抵抗器で構成したことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項に記載の長さ測定器。 ３ 変換抵抗を、回転軸の回転角に対して直線特性で抵
   抗値が変化する可変抵抗器と、該可変抵抗器の全抵抗値
   に並列接続された固定抵抗器とで構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項に記載の長さ測定器。 ４ 回路網を、ブリッジ回路の出力電圧で出力パルス巾
   が変化するパルス巾変調器の出力パルスでオン・オフを
   繰り返すスイッチング素子と、該スイッチング素子と直
   列に接続された抵抗素子と、上記スイッチング素子と抵
   抗素子との直列回路と並列に接続された容量性素子とで
   構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載
   の長さ測定器。 ５ 回路網を、ブリッジ回路の出力電圧を入力とするミ
   ラー積分器と、該ミラー積分器の出力でパルス巾が変化
   するパルス巾変調器の出力パルスでオン・オフを繰り返
   すスイッチング素子と、該スイッチング素子と直列に接
   続された抵抗素子とで構成したことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項に記載の長さ測定器。