JPS5869497A - 電流ｐｗｍインバ−タによる電動機制御方式 - Google Patents
電流ｐｗｍインバ−タによる電動機制御方式Info
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- JPS5869497A JPS5869497A JP56167848A JP16784881A JPS5869497A JP S5869497 A JPS5869497 A JP S5869497A JP 56167848 A JP56167848 A JP 56167848A JP 16784881 A JP16784881 A JP 16784881A JP S5869497 A JPS5869497 A JP S5869497A
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- current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はパルス巾変調（以下、単にＰＷＭともい５゜
）インバータによる交流電動機の駆動制御方式に関する
。
）インバータによる交流電動機の駆動制御方式に関する
。
一般に、電流形インバータを用いて交流電動機、例えば
誘導電動機の駆動制御を行な５場合には、電動機のトル
ク脈動を減少させるために電流截断またはパルス巾変ｇ
ｉｌｌ（ＰＷＭ）することが行われる。このよ５な鳩舎
においては、電動機速度が高くなって誘起電圧が増大す
ると、インバータの転流動作が不安定となることが知ら
れている。
誘導電動機の駆動制御を行な５場合には、電動機のトル
ク脈動を減少させるために電流截断またはパルス巾変ｇ
ｉｌｌ（ＰＷＭ）することが行われる。このよ５な鳩舎
においては、電動機速度が高くなって誘起電圧が増大す
ると、インバータの転流動作が不安定となることが知ら
れている。
この点について、図面を参照して説明する。
旧
第１図は一般的な電流形インバータを示すｕ路、△
＃Ｅ２図は電流の相順を示す説明図、第３図はインバー
タの出力電流波形を示す波形図、第４図は電動機に与え
らｈる電流と逆起電圧（相電圧）との関係を示す線形図
、籐５図は転流動作を説明するための第１ａｉ１の要部
抽出図である。
タの出力電流波形を示す波形図、第４図は電動機に与え
らｈる電流と逆起電圧（相電圧）との関係を示す線形図
、籐５図は転流動作を説明するための第１ａｉ１の要部
抽出図である。
第１図においてＩＭは一導横等の交流電動機、Ｌａは電
流平滑用リアクトル、ＣＯはコンバータ（順変換）部、
ＩＮはインバータ（逆変換）部で、該インバータ部ＩＮ
は主サイリスタＴＵ−Ｔｚ、ダイオードＤａ 〜Ｄｚお
よび転流コンデンｔｃＵＶ−ＣＹＺから構成されている
。このように構成される電流形インバータの各サイリス
タ１’Ｕ −’ｒｚのゲートに対して、第２図の如き相
順でゲートパルスを与えると、誘導機ＩＭには第３図（
ａ）で示されるよ５な１２０’ｅｔ巾の矩形波電流が流
れる。この矩形波電Ｅｌ＜は低次の高調波電流が含まれ
、誘導機に脈動トルクが発生するので、一般的には第３
図（ｂ）の如く牛サイクル（θ″〜１８０’ｅｔ）の間
に複数回の転流を行なわせて電流をパルス状に変えるこ
と（電流ＰＷＭ運転）Ｋより、低次高調波成分を減少さ
せることが行なわれている。ところで、電流形インバー
タにおいては、コンバータ部とインバータ部との関に直
流リアクトルＬａが存在し、インバータ部で直流中間電
流Ｉａ（第１図参照）を裁断（パルス化）することがで
きないので、電流ＰＷＭ運転を行なうには、例えば第４
図に示される如く、２相関（Ｒ相と８相）で直流中間電
流Ｉａのやりとりが必要となる。なお、第４図において
”８ ｔ ｅＲは誘導機の逆起電圧を示し、■〜■はモ
ードを示すものである。この電流Ｉａのやりとり、つま
り転流が第３図（ｂ）の如く行なわれるが、その転流動
作は大きく分けて２つの転流パターンに分けられる。
流平滑用リアクトル、ＣＯはコンバータ（順変換）部、
ＩＮはインバータ（逆変換）部で、該インバータ部ＩＮ
は主サイリスタＴＵ−Ｔｚ、ダイオードＤａ 〜Ｄｚお
よび転流コンデンｔｃＵＶ−ＣＹＺから構成されている
。このように構成される電流形インバータの各サイリス
タ１’Ｕ −’ｒｚのゲートに対して、第２図の如き相
順でゲートパルスを与えると、誘導機ＩＭには第３図（
ａ）で示されるよ５な１２０’ｅｔ巾の矩形波電流が流
れる。この矩形波電Ｅｌ＜は低次の高調波電流が含まれ
、誘導機に脈動トルクが発生するので、一般的には第３
図（ｂ）の如く牛サイクル（θ″〜１８０’ｅｔ）の間
に複数回の転流を行なわせて電流をパルス状に変えるこ
と（電流ＰＷＭ運転）Ｋより、低次高調波成分を減少さ
せることが行なわれている。ところで、電流形インバー
タにおいては、コンバータ部とインバータ部との関に直
流リアクトルＬａが存在し、インバータ部で直流中間電
流Ｉａ（第１図参照）を裁断（パルス化）することがで
きないので、電流ＰＷＭ運転を行なうには、例えば第４
図に示される如く、２相関（Ｒ相と８相）で直流中間電
流Ｉａのやりとりが必要となる。なお、第４図において
”８ ｔ ｅＲは誘導機の逆起電圧を示し、■〜■はモ
ードを示すものである。この電流Ｉａのやりとり、つま
り転流が第３図（ｂ）の如く行なわれるが、その転流動
作は大きく分けて２つの転流パターンに分けられる。
すなわち、１つは電ｆＩＬＭ１本波の相回転の方向に転
流する、つまり第２ＬＩＡの矢印で示す如（Ｕ−＋Ｚ→
Ｖという願に転流する動作で、これを仮りに転流人と呼
び、この転流と逆方向、つまりＶ−＋Ｚ→ＵのＩＩＩＫ
転流する動作を転流Ｂと呼ぶことにする。
流する、つまり第２ＬＩＡの矢印で示す如（Ｕ−＋Ｚ→
Ｖという願に転流する動作で、これを仮りに転流人と呼
び、この転流と逆方向、つまりＶ−＋Ｚ→ＵのＩＩＩＫ
転流する動作を転流Ｂと呼ぶことにする。
電流ＰＷＭ運転の際には鋏転流Ａ、Ｂが交互に繰り返さ
れるが、インバータは通常各相対称なので、こ−ではＵ
ｓとＶ相間の転流についてだけ、１ｔｌＳ図を参照して
親羽する。なお、９５図の点線内は誘導電動機部を示す
。
れるが、インバータは通常各相対称なので、こ−ではＵ
ｓとＶ相間の転流についてだけ、１ｔｌＳ図を参照して
親羽する。なお、９５図の点線内は誘導電動機部を示す
。
転流Ａは、通常の電流形インバータの転流と同じモード
で行なわれる。すなわち、第５図においてサイリスタＴ
ＵとＴｚがオンしており、直流中間電流■６がＴＵ −
＋ ＤＵ→電動機のＲ相→電動機のＴ相→Ｔｚなるルー
トで流れているものとし、転流コンデンサｃＫは矢印の
向きに電圧ｖＯで充電されているものとする。このとき
サイリスタＴＶを点弧すると、転流コンデンサＣＫはＣ
Ｋ−＋ＴＵ−４ＴＶ→ＣＫというループで放電し、この
放電々流の大きさが電流り札等しくなるとサイリスタＴ
Ｕが消弧し、電流はＴｖ→ＣＫ −＋ ＤＵ−＋ Ｒ相
→Ｔ相→Ｔｚというループで流れる。
で行なわれる。すなわち、第５図においてサイリスタＴ
ＵとＴｚがオンしており、直流中間電流■６がＴＵ −
＋ ＤＵ→電動機のＲ相→電動機のＴ相→Ｔｚなるルー
トで流れているものとし、転流コンデンサｃＫは矢印の
向きに電圧ｖＯで充電されているものとする。このとき
サイリスタＴＶを点弧すると、転流コンデンサＣＫはＣ
Ｋ−＋ＴＵ−４ＴＶ→ＣＫというループで放電し、この
放電々流の大きさが電流り札等しくなるとサイリスタＴ
Ｕが消弧し、電流はＴｖ→ＣＫ −＋ ＤＵ−＋ Ｒ相
→Ｔ相→Ｔｚというループで流れる。
これによって、転流コンデンサＣＫはＢ点が高電位とな
る向きに再充電され、骸コンデンサ電圧（−Ｖｏ）が誘
導機の８相とＲ相の線間電圧ｅＢＲより大きくなるとダ
イオード坂が導通し、サイリスタ物を流れる電流はＲ相
と８相間に分流し始める。そして、Ｒ相の電流ＩＲが次
第に減少してＩＲ＝Ｏになったとき転流は完了し、電流
Ｉａは次の転流が行なわれるまでＴＶ→Ｄｙ →８相→
Ｔ相→Ｔｚのルートで流れ続ける。なお、このとき転流
コンデンサＣＩは図示とは逆極性に充電され、次の転流
に備えられる。
る向きに再充電され、骸コンデンサ電圧（−Ｖｏ）が誘
導機の８相とＲ相の線間電圧ｅＢＲより大きくなるとダ
イオード坂が導通し、サイリスタ物を流れる電流はＲ相
と８相間に分流し始める。そして、Ｒ相の電流ＩＲが次
第に減少してＩＲ＝Ｏになったとき転流は完了し、電流
Ｉａは次の転流が行なわれるまでＴＶ→Ｄｙ →８相→
Ｔ相→Ｔｚのルートで流れ続ける。なお、このとき転流
コンデンサＣＩは図示とは逆極性に充電され、次の転流
に備えられる。
転流Ｂは転流人の後に行なわれる。このとき。
サイリスタＴＶとＴｚがオンしており、直流中間電流Ｉ
ａはＴｖ −＋ Ｄｖ −＋ ８相→Ｔ相→Ｔｚなるル
ートで誘導機に流れている。転流Ｂは進み力率運転時の
転流と同じ動作で行なわれ、誘起電圧ｅｓＲ（８相とＲ
相との線間電圧）は正となっており、サイリスタｈから
ＴＵへの転流の場合には、転流コンデンサによらずども
サイリスタＴｖをオフできる状−にある。
ａはＴｖ −＋ Ｄｖ −＋ ８相→Ｔ相→Ｔｚなるル
ートで誘導機に流れている。転流Ｂは進み力率運転時の
転流と同じ動作で行なわれ、誘起電圧ｅｓＲ（８相とＲ
相との線間電圧）は正となっており、サイリスタｈから
ＴＵへの転流の場合には、転流コンデンサによらずども
サイリスタＴｖをオフできる状−にある。
、また線間電圧６８Ｒの向ぎは、転流コンデンサｃＫの
極性反転を妨げる方向にあるので、ｅ８Ｒが大きいとき
、すなわち電動機の速度が高いとき、または電流Ｉａが
小さいとき、すなわち負荷の軽いときには転流コンデン
サの再充電が充分に行なわれない。そのため再びサイリ
スタＴＵからＴＶへ転流する際に転流エネルギーが不足
する結果、転流動作が不能となることがある。
極性反転を妨げる方向にあるので、ｅ８Ｒが大きいとき
、すなわち電動機の速度が高いとき、または電流Ｉａが
小さいとき、すなわち負荷の軽いときには転流コンデン
サの再充電が充分に行なわれない。そのため再びサイリ
スタＴＵからＴＶへ転流する際に転流エネルギーが不足
する結果、転流動作が不能となることがある。
この発明は上記に鑑みなされたもので、電動機の高速回
転領域においても電流形インバータが転流不能となるこ
とがないようにし、電動機の運転をその全動作領域で良
好になしうるインバータの制御方式を提供することを目
的とするものである。
転領域においても電流形インバータが転流不能となるこ
とがないようにし、電動機の運転をその全動作領域で良
好になしうるインバータの制御方式を提供することを目
的とするものである。
この発明の特徴は、電動機速度が所定範囲内にあるとき
は電流ＰＷＭ運転を行ない、電動機の誘起電圧が高くな
って転流動作が不良となる領械、または電流ＰＷＭ運転
が不要であるときには速やかに電流ＰＷＭ運転を停止し
、電動機を低速から高速へと滑らかに運転するようにし
た点にある。
は電流ＰＷＭ運転を行ない、電動機の誘起電圧が高くな
って転流動作が不良となる領械、または電流ＰＷＭ運転
が不要であるときには速やかに電流ＰＷＭ運転を停止し
、電動機を低速から高速へと滑らかに運転するようにし
た点にある。
ところで、インバータの電流ＰＷＭ運転を行なうには、
インバータを構成する各サイリスタの点弧順序を予めメ
モリに記憶させておき、該順序にもとづいてサイリスタ
の点弧制御を行なう方法と、インバータをリレー要素（
非線形要ｌＡ）とする自励振動（発振）系を形成してそ
の発振動作を利用する方法とがあるが、この発明では後
者の方法を採用する。
インバータを構成する各サイリスタの点弧順序を予めメ
モリに記憶させておき、該順序にもとづいてサイリスタ
の点弧制御を行なう方法と、インバータをリレー要素（
非線形要ｌＡ）とする自励振動（発振）系を形成してそ
の発振動作を利用する方法とがあるが、この発明では後
者の方法を採用する。
とへで、その自励振励系について説明する。
第６Ａ図はか−る自励振動系を示す構成図であり、第６
Ｂ図はリレー要素のヒスプリシス特性を示す特性図であ
り、第６Ｃ図は第６Ａ図の各部波形を示す波形図である
。
Ｂ図はリレー要素のヒスプリシス特性を示す特性図であ
り、第６Ｃ図は第６Ａ図の各部波形を示す波形図である
。
第６Ａ図において、１は第６Ｂ図に示されるようなヒス
テリシス特性を有するヒステリシス（非線形）−１！素
、２は１／（１＋ＳＴ）なる伝達関数で表わされる一次
遅れ要素、３はゲイン可変回路である。
テリシス特性を有するヒステリシス（非線形）−１！素
、２は１／（１＋ＳＴ）なる伝達関数で表わされる一次
遅れ要素、３はゲイン可変回路である。
こ〜で、要素１の出力ピーク値をＭｌ ヒステリシス巾
をｄ、ゲイン可変回路３のゲインをＫｌとすると、該系
の発振条件はその入力量ｅＢの絶対値１ ｅｓ ｌが Ｉ ｅｓ ｌ ＜Ｋｒ Ｍ−ｄ −＝＝＝・＜１
＞なる式を満足するときである。すなわち、出力ピーク
値Ｍおよび入力量ｃ８が一定のときには、ゲイン、可変
回路３のゲインに１が大で、ヒステリシス巾ｄが小なる
ときに（１）式が満足される。したがって、逆に系の発
振を停止させるためにはゲインに１を減少させるか、あ
るいはヒステリシス中通を増加させればよいことがわか
る。なお、上記の如き自動振動系の構成お・よび作用に
ついては公知であって、例えば東京大学生産技術研究所
発行、［生巌技術ヨ第１９巻第１０号に発表されている
。この場合における要素ｌの入力（ｅｌ）と出方（ＳＯ
）との関係は第６Ｃ図（ａ）および虞）の如（表わされ
、要素１の出力平均値６と、その発振角周波数−０はそ
れぞれｇｏ ＝ （１１−ｔ２）／ （ｔｔ ＋ｔｚ）
ωＯ＝２π／（ｔｘ十ｔｚ） の如く表わされる。
をｄ、ゲイン可変回路３のゲインをＫｌとすると、該系
の発振条件はその入力量ｅＢの絶対値１ ｅｓ ｌが Ｉ ｅｓ ｌ ＜Ｋｒ Ｍ−ｄ −＝＝＝・＜１
＞なる式を満足するときである。すなわち、出力ピーク
値Ｍおよび入力量ｃ８が一定のときには、ゲイン、可変
回路３のゲインに１が大で、ヒステリシス巾ｄが小なる
ときに（１）式が満足される。したがって、逆に系の発
振を停止させるためにはゲインに１を減少させるか、あ
るいはヒステリシス中通を増加させればよいことがわか
る。なお、上記の如き自動振動系の構成お・よび作用に
ついては公知であって、例えば東京大学生産技術研究所
発行、［生巌技術ヨ第１９巻第１０号に発表されている
。この場合における要素ｌの入力（ｅｌ）と出方（ＳＯ
）との関係は第６Ｃ図（ａ）および虞）の如（表わされ
、要素１の出力平均値６と、その発振角周波数−０はそ
れぞれｇｏ ＝ （１１−ｔ２）／ （ｔｔ ＋ｔｚ）
ωＯ＝２π／（ｔｘ十ｔｚ） の如く表わされる。
そこで、ヒステリシス要素１として電流形インバータを
使用し、１次遅れ一１！索２として例えば調節器を使用
すれば、インバータに発振動作を行なわせることができ
るから、この発明ではこのようなインバータの発振動作
−を利用して異なる２相間のすイリスタの点弧制御を行
なうことにより、転流を行なわせ、パルス中制御をする
ものである。
使用し、１次遅れ一１！索２として例えば調節器を使用
すれば、インバータに発振動作を行なわせることができ
るから、この発明ではこのようなインバータの発振動作
−を利用して異なる２相間のすイリスタの点弧制御を行
なうことにより、転流を行なわせ、パルス中制御をする
ものである。
なお、第６Ｃ図（ｄ）にはＵ相とＶ相との間で交互にゲ
ート制御が行なわれる場合が示されている。
ート制御が行なわれる場合が示されている。
しかし、このような転流動作によって電流ＰＷＭ運転を
行なう場合においても、電動機の誘起電圧が高くなると
転流動作が不安定となることは前述の通りである。した
がって、この発明では電動機速度が高くなったときは第
６Ａ図におけるゲイン可変回路３のゲインを低下させる
ことによって発振を停止させ、以って電流ＰＷＭ這転を
停止させるものである。そのために、ゲイン可変回路３
は電動機の速度信号１を導入し、蚊速度ａが所定の値を
超えたとき第６Ｃ図（Ｃ）の如くゲインをに１からに３
に低下させることにより発振を停止させ（第６Ｃ図（ａ
）参照）、第６Ｃ図（ｄ）の斜線で示す如（ゲートパル
スの供給をいずれか１万の相（同図の場合はＵ相）Ｋ固
定して転流を止めるものである。
行なう場合においても、電動機の誘起電圧が高くなると
転流動作が不安定となることは前述の通りである。した
がって、この発明では電動機速度が高くなったときは第
６Ａ図におけるゲイン可変回路３のゲインを低下させる
ことによって発振を停止させ、以って電流ＰＷＭ這転を
停止させるものである。そのために、ゲイン可変回路３
は電動機の速度信号１を導入し、蚊速度ａが所定の値を
超えたとき第６Ｃ図（Ｃ）の如くゲインをに１からに３
に低下させることにより発振を停止させ（第６Ｃ図（ａ
）参照）、第６Ｃ図（ｄ）の斜線で示す如（ゲートパル
スの供給をいずれか１万の相（同図の場合はＵ相）Ｋ固
定して転流を止めるものである。
次にゲイン可変回路について説明する。第７Ａ図はかよ
る１路を示す回路図であり、第７Ｂ図は第７Ａ図の各部
波形を示す波形図である。
る１路を示す回路図であり、第７Ｂ図は第７Ａ図の各部
波形を示す波形図である。
第７ＡＩｇにおいて、４はコンパレータ、５は演算増巾
器、６はスイッチであり、ａは電動機速度信号、Ｊは入
力量、Ｍはインバータの出力ピーク値である。こへで、
第７Ｂ図（暑）に示す如く電動機速度１が所定時ｊｌｌ
ｌｔａＫ所定の値（ａｌ）になると、第７Ａ図のコンパ
レータが第７Ｂ図Φ）の如く動作し、これによってスイ
ッチ６が閉成される。このため、演算増巾器５の帰還抵
抗凡の値が小さくなって、そのゲインが低下し、一定の
入力量ｅ１（第７Ｂ図（Ｃ）参照）Ｋ対し、第７Ｂ図（
ｄ）で示されるようにその出力ｅ２−が低下する。この
ようにして、ゲイン可変回路においては電動機の速度が
所定値以上になるとそのゲインが低下せしめられること
になる。
器、６はスイッチであり、ａは電動機速度信号、Ｊは入
力量、Ｍはインバータの出力ピーク値である。こへで、
第７Ｂ図（暑）に示す如く電動機速度１が所定時ｊｌｌ
ｌｔａＫ所定の値（ａｌ）になると、第７Ａ図のコンパ
レータが第７Ｂ図Φ）の如く動作し、これによってスイ
ッチ６が閉成される。このため、演算増巾器５の帰還抵
抗凡の値が小さくなって、そのゲインが低下し、一定の
入力量ｅ１（第７Ｂ図（Ｃ）参照）Ｋ対し、第７Ｂ図（
ｄ）で示されるようにその出力ｅ２−が低下する。この
ようにして、ゲイン可変回路においては電動機の速度が
所定値以上になるとそのゲインが低下せしめられること
になる。
第８図はインバータをリレー要素（ヒステリシス要素）
とする自励振動系を形成して誘導機９を制御するシステ
ムを示すシステム構成図である。
とする自励振動系を形成して誘導機９を制御するシステ
ムを示すシステム構成図である。
第８図において、７はコンバータ部、８はインバータ部
、９は誘導機、１０は速度発電機、１１ン可変回路、１
６はトルク電流調節器、１７は角度演算器、１８はベク
トルアナライザ、１９は電流調節器である。この方式は
、電流形インバータによって給電される交流電動機の固
定子電流を磁束に平行な磁化電流成分と、磁束に直交す
るトルク電流成分とに分解して制御する、いわゆるベク
トル制御によるものであるが、その詳細な作用について
は省略する（なお、必要ならば出願人が先に提出した特
願昭５６−”３０５９０号を参照されたい。鬼だｇ、こ
の実施例ｋｋいては、インバータ部８、磁束演算器１２
、速度調節器１４、トルク電流調節器１６、角度演算器
１７等を含む角度調節ループの発振動作にもとづいて、
電流ＰＷＭ這転が行なわれるが、この場合も上記と同様
にしてトルク電流調節＠１６の前段にゲイン可変回路１
５が挿入されているので、検出速度ｎの値によってはル
ープ全体のゲインを低下させて発振を停止させ、これに
よって電流ＰＷＭ運転を停止させることができるもので
ある。
、９は誘導機、１０は速度発電機、１１ン可変回路、１
６はトルク電流調節器、１７は角度演算器、１８はベク
トルアナライザ、１９は電流調節器である。この方式は
、電流形インバータによって給電される交流電動機の固
定子電流を磁束に平行な磁化電流成分と、磁束に直交す
るトルク電流成分とに分解して制御する、いわゆるベク
トル制御によるものであるが、その詳細な作用について
は省略する（なお、必要ならば出願人が先に提出した特
願昭５６−”３０５９０号を参照されたい。鬼だｇ、こ
の実施例ｋｋいては、インバータ部８、磁束演算器１２
、速度調節器１４、トルク電流調節器１６、角度演算器
１７等を含む角度調節ループの発振動作にもとづいて、
電流ＰＷＭ這転が行なわれるが、この場合も上記と同様
にしてトルク電流調節＠１６の前段にゲイン可変回路１
５が挿入されているので、検出速度ｎの値によってはル
ープ全体のゲインを低下させて発振を停止させ、これに
よって電流ＰＷＭ運転を停止させることができるもので
ある。
以上のように、この発−によれば、電動機の低速領域で
は脈動トルクが少ない電流ＰＷＭ這転とし、速度が上昇
して転流動作に支障をきたす領域になれば電流ＰＷＭ這
転を停止するようにしたから、電動機を低速から高速に
至るまで滑らかに運転することがでどろ。
は脈動トルクが少ない電流ＰＷＭ這転とし、速度が上昇
して転流動作に支障をきたす領域になれば電流ＰＷＭ這
転を停止するようにしたから、電動機を低速から高速に
至るまで滑らかに運転することがでどろ。
なお、この発明は自動振動系を形成して電動機を駆動す
る電力変換器一般に適用することができるものである。
る電力変換器一般に適用することができるものである。
第１図は一般的な電流形インバータを示す回路図、第２
ｖＡは電流の相順を示す説明図、第３図はインバータ出
力電流波形図、第４図は電動機に与えられる電流と逆起
電圧との関係を示す波形図、第５図は転流動作を説明す
るための第１図要部抽出図、第６Ａ図は一般的な自励振
動系を示すブロック図、第６Ｂ図は非線形要件のヒステ
リシス特性を示す特性図、第６Ｃ図は第６Ａ図の各部波
形を示す波形図、第７Ａ図はゲイン可変回路を示す回路
図、＠７Ｂ図は第７Ａ図の各部出力を示す波形図、第８
図はこの発明の応用例を示すブロック構成図である。 符号説明 １・・・・・・リレー１！素（電流形インバータ）、２
・・・・・・一次遅れ要素（１１節器）、３，１５・・
・・・・ゲイン可変回路、４・・・・・・コンパレータ
、５・・・・・・演算増巾器、６・・・・・・スイッチ
、７，ＣＯ・・・・・・コンパ−＊Ｌ８。 ＩＮ・・・・・・インバー色部、９ 、 ＩＭ・・・・
・・誘導機、１０・・・・・・速度発電機、１１・・・
・・・３相−２ＩＩ変換器、１２・・・・一・磁束演算
器、ｌ３・・・・・・ベクトル回饋、１４・・・・・・
速度調節器、ｌ６・・・・・・トルク電流調節−、ｌ７
・・・・・・角度演算器、１８・・・・・・ベクトルア
ナライザ、１９・・・・・・電流調節器 第１図 ＾ 第３図 第４図 第５図 第６Ａ図 第６Ｂ図 第６Ｃ図 第７Ａ図 第７８図
ｖＡは電流の相順を示す説明図、第３図はインバータ出
力電流波形図、第４図は電動機に与えられる電流と逆起
電圧との関係を示す波形図、第５図は転流動作を説明す
るための第１図要部抽出図、第６Ａ図は一般的な自励振
動系を示すブロック図、第６Ｂ図は非線形要件のヒステ
リシス特性を示す特性図、第６Ｃ図は第６Ａ図の各部波
形を示す波形図、第７Ａ図はゲイン可変回路を示す回路
図、＠７Ｂ図は第７Ａ図の各部出力を示す波形図、第８
図はこの発明の応用例を示すブロック構成図である。 符号説明 １・・・・・・リレー１！素（電流形インバータ）、２
・・・・・・一次遅れ要素（１１節器）、３，１５・・
・・・・ゲイン可変回路、４・・・・・・コンパレータ
、５・・・・・・演算増巾器、６・・・・・・スイッチ
、７，ＣＯ・・・・・・コンパ−＊Ｌ８。 ＩＮ・・・・・・インバー色部、９ 、 ＩＭ・・・・
・・誘導機、１０・・・・・・速度発電機、１１・・・
・・・３相−２ＩＩ変換器、１２・・・・一・磁束演算
器、ｌ３・・・・・・ベクトル回饋、１４・・・・・・
速度調節器、ｌ６・・・・・・トルク電流調節−、ｌ７
・・・・・・角度演算器、１８・・・・・・ベクトルア
ナライザ、１９・・・・・・電流調節器 第１図 ＾ 第３図 第４図 第５図 第６Ａ図 第６Ｂ図 第６Ｃ図 第７Ａ図 第７８図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 交流電動機に電流を供給する電流形インバータと、骸イ
ンバータの出力を調節する調節器と、蚊調節出力のゲイ
ンを電動機速度にもとづいて変更するゲイン可変手段と
を備え、峡インバータ出力を前記調節器およびゲイン可
変手段を介して入力側に帰還することにより自動振動系
を形成し、咳振動系の発振動作によってインバータの点
弧制御を行なうことにより出力電流をパルス巾変調（Ｐ
ＷＭ）Ｌ、腋変調された電流により電動機を制御するよ
うにした電流ＰＷＭインバータによる電動機制御方式で
あつ【、前記電動機の速度が所定値以内にあるときはゲ
イン可変手段のゲインを所定の値にすることにより電動
機なＰＷＭ運転し、前記速度が所定値以上になったとき
は前記ゲインを低下させることにより電動機のＰＷＭ運
転を停止するようにしたことを特徴とする電流ＰＷＭイ
ンバータによる電動機制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56167848A JPS5869497A (ja) | 1981-10-22 | 1981-10-22 | 電流ｐｗｍインバ−タによる電動機制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56167848A JPS5869497A (ja) | 1981-10-22 | 1981-10-22 | 電流ｐｗｍインバ−タによる電動機制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5869497A true JPS5869497A (ja) | 1983-04-25 |
Family
ID=15857203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56167848A Pending JPS5869497A (ja) | 1981-10-22 | 1981-10-22 | 電流ｐｗｍインバ−タによる電動機制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5869497A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3157162A4 (en) * | 2015-01-28 | 2017-08-16 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5472420A (en) * | 1977-11-21 | 1979-06-09 | Toshiba Corp | Control of ac motor |
-
1981
- 1981-10-22 JP JP56167848A patent/JPS5869497A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5472420A (en) * | 1977-11-21 | 1979-06-09 | Toshiba Corp | Control of ac motor |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3157162A4 (en) * | 2015-01-28 | 2017-08-16 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device |
| US10270377B2 (en) | 2015-01-28 | 2019-04-23 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device |
| US10469013B2 (en) | 2015-01-28 | 2019-11-05 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor control device, and method for correcting torque constant in such motor control device |
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