JPS5872008A - 超音波流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 を維持しながら計測時間を短縮した超音波流量計に関す
る。

超音波流量計は従来より良く知られており、種々の分野
で広く実用に供されている。

第１図に、シングアラウンド（　Ｓｉｎｇ　Ａｒｏｕｎ
ｄ　）法として知られている従来の超音波流量計の概略
ブロック図を示す。

図において、１はその内部を流体（気体または液体など
）が流れているパイプ、２ｍ．２ｂけ、それぞれ前記流
体に対して、パイプ１の中心軸線】ａに対して角度θを
なす方向に、超音波パルス信号を入射させる超音波送信
器（以下、学に送信器と略称する）である。

３ａ　、　３ｂは、送信器２ａ．２ｂから放射され、流
体中を伝播してきた超音波パルス信号を、再び電気信号
に変換する超音波受信器（以下、単に受信器と略称する
）、４ａ，　４ｂけ受信器３ａ，３ｂの出力信号パルス
の波形を整形する波形整形器である。

５ａ，５ｂは、各波形整形器４ａ，４ｂの出力パルスに
よってトリガされるモノマルチバイブレータ、６ａ。

６ｂはモノマルチバイプレータ５ａ，　５ｂの出力パル
スを増幅して前記送信器２ａ，２ｂζこ印加（２、これ
ら送信器を励振する増幅器である。

動作時には、まず最初に、適当な手段によって、例えば
モノマルチパイプレータ５ａをトリガする。

モノマルチバイブレータ５ａの出力パルスは、増幅器６
ａを介して送信器２ａに供給される。これにより、送信
器２ａが超音波パルス振動を生じ、これがパイプ１内の
流体を伝播して受信器３ａに到達する。

受信器３ａは、超音波パルス振動に応じた電気出力パル
スを発生する。前記電気出力パルスは、波形整形器４ａ
を経てモノマルチパイプレータ５ａに供給される。これ
によって、モノマルチバイブレータ５ａがトリガされ、
再び出力パルスを発生する。

以上のような動作のくり返しによって、送信器２ａから
は、パイグー内の流体に向って、つぎつぎに超音波パル
ス振動が送出される。したがって、このループ系は、送
信器２ａおよび受信器２ｂ間の距離および流体内の音速
によって決まる一定周期で発振する。

ここで、パイプ１内の流体が静止していると仮定すると
、前記発振ループ系における発振周波数Ｆａｏは（１１
式であられされる。

Ｆａｏ＝Ｌａ一　　・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・　・　（１まただし、Ｃ；流体中の音速 　５　− 全く同様にして、送信器２ｂ、受信器３ｂ、波形整形器
４ｂ、モノマルチパイプレータ５ｂおよび増幅器６ｂよ
りなる他の発振ループ系においても、（２）式であられ
される周波数Ｆｂｏの発振周波数が得られる。

ただ［、、Ｌｂ；送信器２ｂおよび受信器３ｂ間の距離 つぎに、バイブ１内の流体が、第１図に矢印で示したよ
うに、右方向へ一定流速■で１）Ｍ．れでいると仮定す
ると、その影響を受けて、前記発振周波数Ｆ　＆（１　
＋　ＦｂＯが変化する。

明らかなように、各送信器２ａ，２ｂから、それぞれ対
応する受信器３ａ，　３ｂに向うパルス状超音波の伝播
速度に与える流速Ｖの影響は、送受信器の取付角度が両
発振ループ系で相等しく、共に０であると仮定すると、
（３）式であられされる。

ｖ　＝　Ｖｃｏｓ　ｌ）・・・・・・・・　・・　　　
（３１したがって、前記各発振ループ系における発振Ａ
− 周波数Ｆａ、Ｆｂはそれぞれ（４）（５）式であられさ
れる。

そこで、２つの発振ループ系における送受信器間の距離
を等しく、共にＬに選び、両発振ループ系について、そ
れぞれの発振周波数Ｆａ、Ｆｂを計測し、両者の周波数
差ΔＦを求めると、（６）式が得られる。また（６）式
から、 ΔＦ　　＝　　Ｆａ−−Ｆｂ ２ν このときのパイプ１内における流体の流速Ｖは、（７）
式であられされる。

それ故に、パイプ１内における流体の流−Ｑは、（８）
式であられされる。

Ｑ　＝　ＡＶ ただ（〜、Ａ；パイプｌの断面積 前述のような流量測定法を、例えば１１（載用内燃エン
ジンの吸入空気量の測定ｌこ適用しようとすると、はぼ
第１表のような仕様もしくけ（／ｌ（能が必要となる。

第　　１　　表 ここで、次の条件の時に於ける計測精度と計測時間を求
めてみる。

１）目　標　精　度　　±１％以下 ２）空気流量Ｑ　　１．７５Ｘ１０−３（ｒｒｔ／ｌ＋
）３）吸入管断面積Ａ　　　１．９６４Ｘ１０−３（ｍ
”）４）音　　　速　　　Ｃ３４０（ｍ７秒）５）送受
信器取付角θ　　３５．６（度）６）送受信器取付距離
Ｌ　　　　Ｏ，０９４３４（ｍ）明らかなように、前述
のシンクアラウンド法を適用した場合の各発振ループ系
の発振周波数Ｆａ。

Ｆｂはｆ９１０１式のようになる。

Ｃ＋？ Ｆａ＝　　−−−− ３４０＋　０．７２５ 一−−７５７−５ｊ７−＝　３６１３．２　（Ｈｚ）　
・・＝＝　ｆ９１Ｆｂ　＝　− Ｉ。

　９− ただ１７、ｖ　＝　’　ｃｏａ　Ｏ それ故に、適当なカウンタで、各発振ループ系で発生さ
れるパルス数を１秒間計数すると、それぞれの発振周波
数が得られる。上？ｌＩ４の場合、各ループ系の発振周
波数Ｆａ、Ｆｂは、 Ｆａ　＝　３６１３　又Ｆｉ３６１４ Ｆｂ　＝　３５９７又は３５９８ となる。

これから、周波数差ΔＦ　（”＝Ｆａ　−Ｆｂ　）を求
めると、ΔＦは１７〜１５となる。周波数差ΔＦ　Ｑ）
ｉ　１６１１１棺度を１桁上げるには、計？ｆｉ１１時
間を１０秒間にすれＱまよい。

このときは、周波数差ΔＦとして１５３〜１５５の値が
得られる。また、このときの計測精度は約１／１５４−
０．６５（％）となり、前記目標精度を満足する。

以上の計算結果を第１表と比較１ればＩＪＩらかなよう
に、従来のシングアラウンド法では、計測鞘１０− 度と基準クロック周波数の面では、要求を満足できるが
、所要計測時間が長すぎ、要求を満すことができない。

前述のシングアラウンド法の欠点を改善し、所要計測時
間を短縮するための一つの手法として、時間差法が提案
されている。

時間差法では、各送信器２ａおよび２ｂから、それぞれ
対応する受信器３ａ、３ｂに超音波パルスが到達するに
要する伝播時間Ｔａ、Ｔｂを開側し、この値に基づいて
、各発振ループ系の発振周波数を求める。

各伝播時間Ｔａ、Ｔｂ、音波伝播速度に与える流量Ｖの
影響Ｖ、流体中の音速Ｃおよび送受信器間の距離し、な
らびに各発振ループ系の発振周波数Ｆａ。

九の間には、それぞれｆｉｌ＋Ｈ式が成立する。

ｉ　　　　　ｃ＋ｔ− Ｆａ　＝−−一〜＝　〜−−−−−　・　　・・・・α
υＴａ　　　　　　Ｌ すなわち、時間差法は、シングアラウンド法において、
１秒の時間をかけて測定した各ループ系の発振周波数を
、それぞれ１サイクルで求めるものである。それ故に、
所要計測時間を大幅に短縮することができる。

なお、明らかなように、パイプ１内における流体の流ｆ
ｔＱけ、シングアラウンド法におけると全く同様に（８
）式で求めることができる。

ここで、超音波の伝播時間Ｔａ、Ｔｈを、次の条件を仮
定して求めてみる。

１）目　標　精　度　　±１％以下 ２）空気流量Ｑ　　１．７５ｘ１０−３（ゴＡ少）３）
吸入管断面積Ａ　　　１．９６４　ｘｌｏ−”　（ｔｒ
υ４）音　　　速　　　Ｃ３４０（ｍ７秒）５）送受信
器取付角度θ　　３５．６　（Ｉｎｊ）６）送受信器取
付角度　■、　　０．０９４３４　（ｍ　）音波の伝播
速度に与える流速■の影償１・はＨ式％式％ したがって、この条件下における送信器・受信器間の超
音波の伝播時間Ｔａ、Ｔｂは、０４１１５式であられさ
れる。

＝２７６．８８Ｘ１０−６（秒）−２７６，８８（μ秒
）・・・・・・Ｉ＝２７８．０６Ｘ１０＝（抄）　＝　
２７８．０６　（μ秒）　、−＝＝　（＋４９前記伝播
時間Ｔａ、　Ｔｂを１００ＭＨｚの基準クロック周波数
で計測すると、０．０１μ秒まで計測できるので、前記
両者の時間差ΔＴは（１１式のようになる。

ΔＴ　＝　Ｔｂ　−Ｔａ　＝　２７８．０６−２７６．
８８　（μ秒）＝　１．１８　（μ秒）　・・・・・・
　・・・・・・・・・・・・・・・・・・（ＩＩす々わ
ち、時間差法によれば、２つの送信器２ａ。

２ｂから同時にパルスを発射した場合、所要計測時間は
約３００μ秒、また計測精度は１／１１８＝０．８５％
となり、第１表の仕様もしくは性能を満足すること−１
３−へへ ができる。

しかしながら、前記伝播時間Ｔａ、Ｔｂの測定は、周波
数Ｉ　ＭＨｚの基準クロックでは不可能であり、精度よ
く測定するためには１００　ＭＨｚの基準クロック発振
器が必要となる。

一般に、デジタル回路では、Ｊ（１ＭＩＩｚ　（ｉ’７
寸での周波数クロックが使用されており、マイコンでは
ＩＭ〜４ＭＨｚのクロックが多用されている。１００Ｍ
Ｈｚのクロックを使用するとなると、特別な発振器を備
えることが必要となるので、コストおよびスペースの面
で不利になるという欠点がある。

前述のシングアラウンド法の欠点を改善し、所要計測時
間を短縮するための他の手法として、各発振ループ系に
おいて発生する発振周波数を、それぞれでい倍し、これ
に基づいて周波数差ΔＦを検出する周波数てい倍法が提
案されている。

以下に、周波数てい倍の手段としてＰＬＬ回路を用いた
場合について説明する。

第２図は、ＰＬＬ回路のブロック図であり、１１は位相
検波器、１２はローパスフィルタ、１３は電圧制１４− 御発振器、１４は１Ａ分周カウンタ、１５は周期計測器
である。また、第３図はその各部出力波形を示すタイム
チャートである。

位相検波器１１には、それぞれの周波数がＦａ、Ｆａ’
の、２つの電圧パルスが供給され、そこで両電圧パルス
の位相比較が行なわれる。

位相検波器１１の１０力ΔＰのパルス幅は、よく知られ
ているように、一方の入力パルスＦａの位相が、他方の
入力パルスＦａ’の位相に比較して、進んでいるか、遅
れているかに応じて変化する。

すなわち、第３図から容易に理解されるように、一方の
入力パルスＦａの周波数が、他方の入力パルスＦａ’の
それに比較して高くなり、したがって前者の位相が進ん
でくると、位相検波器１１の出力ΔＰのパルス幅は広く
なる。反対に、一方の入力パルスＦａの周波数が、他方
の入力パルスＦａ’のそれに比較して低くなり、したが
って前者の位相が遅れてくると、前記出力ΔＰのパルス
幅はせ普くなる。

位相検波器１１の出力パルスΔＰは、ｐ−バスフィルタ
１２に入力され、そこで平均化されて電気信号Ｖｆに変
換される。

電圧制御発振器】３は、前記直流電圧信号Ｖ！に応じた
周波数のパルス信号ｎ−Ｆ’ａ’を発生する。すなわち
、前記電圧制御発振器１３け、入力パルスＦａの周波数
がＦａ’のそれに比べて高いほど、高い周波数のパルス
信号を発生する。

ｌＡ分周カウンタ１４は、電圧制御発振器１３の出力パ
ルス信号ｎ−Ｆａ’をｎ分の１に分周し、とれを位相検
波器１１に、他方の入力Ｆａ′として・ＩＩ（給する。

いま、位相検波器１１の一方の入力パルス（？Ｂの周波
数が、他方の入力Ｆａ’のそれよりも高いと仮定すると
、位相検波器］１の出力パルスΔＰの幅が広く−なり、
ローパスフィルタ１２の直流１）１力Ｖｆが一上昇する
Ｏ これによって、電圧制御発振器１３の出力パルス周波数
ｎＪ”ａ’が上昇し、前記他方の入力Ｆａ’の周波数が
上昇する。その結果、入力パルスｌｉ’ａ　（！：　Ｆ
ａ’との位相差が減少し７、Ｆ［ＩとＦａ’が等しくな
ったところで、とのＰＬＬ回路はバランス状態となる。

このとき、電圧制御発振器１３はｎ−Ｆａの周波数のパ
ルス信号を発生している。

位相検波器１１の一方の入力パルスＦａの周波数が、他
方の入力Ｆａ’のそれよりも低くなったときも、全く同
様にして、ＰＬＬ回路は、ＦａとＦａ′とが等しくなる
ように動作して安定する。

それ故ｔと、前述のシングアラウンド法によって得られ
る各発振ループ系の信号Ｆａ、Ｆｂをそれぞれ別個に準
備されたＰＬＬ回路の位相検波器に、一方の入力として
供給してやれば、容易にｎてい倍することができる。

そして、明らかなようにｎてい倍した信号ｎ−Ｆａまた
はｎ−Ｆｂを用いて、その尚波数測定を行なえば、計測
時間は、同じ測定精度を得るためには、しｎの時間で済
むことになる。ここで、ｎを１０程度に選ぶことは容易
である。

すなわち、さきに説明したシングアラウンド法に、この
周波数てい倍法な適用すれば、第２表の程度の計測性能
を得ることができる。

第２表 しかし、第１表との対比から明らかなように、このよう
な手法（こよってもなお、計測時間の面で仕様もしくは
目標を満たすことができず、改善が望まれる。

なお、ＰＬＬ回路の周波数てい倍数ｎ全天きく選べば、
改館が可能なように、嬰われるが、てし）倍数ｎが余り
に太きいと、ＰＬＬ１路の安定性と応答性が劣化すると
いう別の欠点を生じ、実用には供され得ない。前記てい
倍数ｎは数１０程度が限度である０ 本発明は、以上の現状に鑑みてなされたものであり、そ
の目的は計測精度、θ「要時間および基準クロック周波
数のすべての面で、実用上の要求−特に、車載用内燃エ
ンジンの吸入空気−°計測に際しての実用上の要求−を
満足することのできる超音波流量計を提供することにあ
る。

本発明の他の目的は、計測精度を落すことなしに、所要
計測時間を短縮することのできる超音波流量計を提供す
ることにある。

本発明のさらに他の目的は、計測精度を落すことなしに
、所要計測時間を短縮できると共に、基準クロック周波
数を低くすることのできる超音波流量計を提供すること
にある。

前記の目的を達成するために、本発明においては、シン
グアラウンド法で発生される２つの発振周波数の差の逆
数を、いわば同相検出法によって直接計測し、これに基
づいて流体の流量を演算するようにしている。

まず、第４図を参照して、本発明の測定原理である同徊
恢出法について説明する。

なお、ここで、周波数Ｆａは周波数Ｆｂよりも高いと仮
定する。また、第４図に示すように、周波数Ｆａの各パ
ルス列の立上り時点をＡＩ　ｒ　Ａ２・・・Ａｋとし、
一方、周波数Ｆｂの各パルス列の立上り時点をＢｌ。

Ｂ、・・・Ｂｋ−ｔとする。

いま、周波数Ｆ’ａの各パルス列の立上り時点ＡＩ＋Ａ
２・・・と、周波数Ｆｂの各パルス列の立上り時点ｎｌ
＋Ｂ２・・・との時間差すなわち位相差をＡＩ）１．Δ
ｐ、・・とすると、口９式が成立する。

ききに仮定したＦａ＞Ｆｂ（Ｊ）条件の下では、ΔＰｉ
は、ｉの増加と共に徐々に大きくなる。しか１７、ΔＰ
ｉがある値を超えると、周波数１ｉ”ｂの（ｋ−１）番
目のパルスと周波数Ｆａのに番目のパルスとの位相差Δ
Ｐｋが、当初の位相差ΔＩ）−こ等しくなり、θ樽式　
　　　　　■が成立する瞬間が生ずる。

ΔＰｋ−Ｂｋ−１−Ａｋ ＝ΔＰ、　　　　・　・・　・　　・　０神この間の時
間ΔＴは、シングアラウンド法における両発振ループ系
の各発振周波数ＦａおよびＦｂの差ΔＦの逆数に等しく
なる。すなわち、Ａ１式が成立する。なお、以上におい
て、ΔＰｌはゼロ−すなわち、両パルスが同位相であっ
てもよいことは当然である０ ΔＴ　＝　Ａｋ−Ａ。

＝−−−−・・・・・・　・・　・・・・・・・　　・
ＩΔＦ したがって、このときのパイプ１内の流体の流ｆ＋ｔＱ
は、前記θ鐘式を（８）式に、代入することにより、固
成であられされる。

ｊＦ−Ｌ・Ａ ’　””　Ｌａ 第５図に、周波数Ｆａ、Ｆｂの両パルスの位相差ΔＰｋ
が、当初の位相差ＪＰ、と等しくなる瞬間を検知してΔ
Ｔを演算するための、同相検出回路の一例を、ブロック
図で示す。

２１− 同図において、２１はフリーランニングカウンタ、２２
は基準クロック発振器、２３はオア回路、２４は＃ルジ
スタ、２５は＃２レジスタ、２６は＃１加算器、２７は
＃１減算器、２８は桁上げ検出器、２９は＃３レジスタ
、３０は＃４レジスタ、３１はコンパレータ、３２は＃
２加算器、３３は＃２減碧器、３５はシーケンス制御部
である。

動作時においては、フリーランニングカウンタ２１は基
準クロック発振器２２から基準クロックパルスを供給さ
れ、常時カウントアツプされ、満桁時−すなわち、最大
数までカウントアツプされた時にはゼロに戻るカウンタ
動作をくり返している。

シングアラウンド法で得られる周波数Ｆｍの任意のパル
ス−例えば、第４図における第１査目のパルス−が、オ
ア回路２３を介してフリーランニングカウンタ２１に供
給されると、前記パルスの立上り時点におけるフリーラ
ンニングカウンタ２１のカウント値Ａ、が＃ｌレジスタ
２４に記憶される。そのタイミング制御は、シーケンス
制御部３５によって行なわれる。

２２− その直後に、周波数Ｆｂのパルスが、オア回路２３を介
してフリーランニングカウンタ２１に供給されたとき、
その立上り時点における前記カウンタ２１のカウント値
Ｂ、が＃２レジスタ２５に記憶される。

そのタイミング制御は、シーケンス制御回路３５によっ
て行なわれる。

なお、他のブロック要素のタイミング制御もすべて、シ
ーケンス制御回路３５によって行なわれるので、以後の
説明においては、タイミング制御に関する説明は省略す
る。

＃２レジスタ２５に記憶された値Ｂ１は、＃１加算器２
６を介して＃１減算器２７に転送される。＃１減算器２
７では、Ｂ１からＡ、を減する演算が売行され、両者の
位相差ΔＰ、が得られる。

桁上げ検出器２８は、フリーランニングカウンタ２１が
満桁になり、指温れを生じたことを検出すると、＃１加
算器２６の最上位桁に１を加算する。これによって、前
述のように、＃１減算器２７において行なわれる演算（
Ｂ＋　　Ａ＋）の結果（差）が負になるのが防止される
。

４ビツト１６進カウンタを用いたとすると、このカウン
タは、ｏｏｏｏから１ずつカウントアツプし、最大数Ｆ
ＦＦ’Ｆに達すると、再びｏｏｏｏに戻るようなカウン
ト動作をくり返すことになる。

それ故に、例えば、前記Ａ、がＦＦＩ”Ｉ”であり、ま
たＢ、が０００１であったと仮定し、これらをそのまま
で減算すると、位相差ΔＰ１は０１１式となる。明らか
に、これは負数になっている。

ΔＰ、＝Ｂ、−Ａ。

＝０００１−Ｆｌｉ’ＦＦ　　−−−ｔ２υしかし、第
５図の構成によれば、フリーランニングカウンタ２１が
満桁−すなわち、ＦＦＦＦになり、００００に戻ると桁
上げ検出器２８がこの指温れを検出して、＃１加算器２
６の最上位桁に１を供給する。

したがって、＃１加算器２６の出力は（１ｏｏ００＋ｎ
、　）となる。すなわち、前の例ではＢ、のｆ＋Ａ　０
００１を１０００１に増加させる。それ故に、＃１減（
１）器２７において実行される減算は（至）式のように
なり、その差が負になることが防止される。

ＪＰ、　＝　Ｂ、　−Ａ。

＝　１０００１−　ＦＦＦＦ　　・・・・・・・・・・
・・・・（イ）以上のようにして得られた当初の位相差
ΔＰ１は、＃３レジスタ２９に記憶される。また、一方
＃ルジスタ２４に記憶された値Ａ１は、＃４レジスタ３
０に転送され、記憶される。その値ＡＩは、後に、周期
ΔＴを演算するために用いられる。

つぎに、周波数Ｆａの第２番目のパルスがオア回路２３
を介して入力されると、その立上り時の７リーランニン
グカウンタ２１のカウント値Ａ、が＃ルジスタ２４に記
憶される。引きつづいて、周波数Ｆｂの第２番目のパル
スがオア回路２３を介して入力されると、その立上り時
の７リーランニング２１のカウンタ値Ｂ、が＃２レジス
タ２５に記憶される。

そして、カウント値Ａ、、Ｂ、に関して前述したのと同
様にして、両カウント値Ａ２　、８２の差（Ｂ！Ａり一
すなわち、位相差ΔＰ、が、＃１減算器２７において演
算される。このようにして求められた位相差Δｐｔハ、
コンパレータ３１に供給される。

コンパレータ３１は、さきに＃３レジスタ２９に記憶さ
れた当初の位相差ΔＰ、と、新たに演算された位相差Δ
Ｐ、とを比較し、これらがある予定位相差範囲内にある
かどうかを判定する。

位相差ΔＰ、が、予め決められた予定位相差範囲内に入
っていないときは、さらにつぎの波形について位相差Δ
Ｐ、が演算され、同様の比較が行なわれる。このような
位相差の検出波ａおよび比較がつぎつぎにくり返される
。

前に述べたよう番こ、周波数Ｆａのに番目の波形と周波
数Ｆｂの（ｋ＋１）番目の波形との位相差ΔＰｋは、あ
る時間後番こ、当初の位相差ΔＰ、に対して予定位相差
範囲内に入るよう−こなる。このよう々状態になったと
き、コンパレータ３１が出力を発生する。

コンパレータ３１の前記出力はシーケンス制御部３５に
供給される。シーケンス制御部３５は、）１１１記出力
番こ応答し、その時に＃ルジスタ２４に８ピ憶されてい
る値Ａｋを、＃２加算器３２に転送させる。＃２加算器
３２の出力−すなわち、値Ａｋは＃２減算器３３に供給
され、そこで（Ａｋ−Ａ、）、すなわちΔＴの演算が行
なわれる。

なお、前記＃２加算器３２は、＃１加算器２６と同様に
、フリーランニングカウンタ２１の桁溢れ時に、値Ａｋ
の最上位桁に１を加算し、＃２減算器３３における減算
結果が負にならないようｉこするものである。

以上のようにして求められた周期ΔＴ−すなわち、＃２
減算器３３の出力ΔＴは、流量演算器（図示せず）に供
給され、前記固成の演算が行なわれ、その時のパイプ１
内の流体流量が演算される。

ここで、下記の（１）〜（６）の条件の下で、前述の同
相検出法により、２つの周波数Ｆａ、’Ｆｂの周波数差
ΔＦの周期を計測する場合の精度と所要時間を求めてみ
ると、つぎのようになる。

１）目　標　精　度　　±１チ以下 ２）空気流量θ　１．７５　Ｘ　１Ｏ−３（ｍ、傳ン）
３）吸入管断面積Ａ　　　１．９６４Ｘ１０　（ｍ）５
）送受信器取付角θ　　３５．６（Ｊβｊ）６）送受信
器取付距離　　　　０．０９４３４　（ｍ　）シングア
ラウンド法で発振する周波数は、前記の（９）α１式に
より Ｆａ　＝　３６１３．２　（Ｈｚ　） Ｆｂ　＝　３５９７．８　（Ｈｚ　） である。したがって、周波数差ΔＦｉｔΔＦ＝Ｆａ−Ｆ
ｂ ＝　３６１３．２−３５９７．８　＝　１５．４　（ｌ
ｌｚ　）であり、また周期ΔＴは ΔＴ＝　− Ｆａ−Ｆ’ｂ となる。

すなわち、この場合の計測精度は（ハ）式であられされ
る。

計測精度−パル′計測ミ′ ΔＴ ＝１０６ ３６１３．２　　６４９３５ ＝　　０．４３（チ）　・・・・　・　・・・（ハ）ま
た、この場合の所要計測時間は６５（ｍ秒）となる。

いままでの説明から明らか々ように、同相検出法を用い
て、シングアラウンド法で得られる２つの発振周波数Ｆ
ａ、Ｆｂの差ΔＦの逆数−すなわち、周期ｌＴを直接計
測するようにすれば、計測精度および基準クロック周波
数の面では第１表の仕様もしくは性能を満足することが
できる。

しかし、所要計測時間は、第１表の仕様の６倍以上にな
っており、車載用内燃機関に用いるためには、その短縮
が必要である。

シングアラウンド法によって流体流量を計測する場合に
、測定精度を劣化させることなしに、所−同一 要計測時間を短縮するためには、第２図および第３図を
参照して前述したように、各発振ループ系における発振
周波数をてい倍してやればよい。

周波数てい倍手段としてＰＬＬ回路を用い、かつ同相検
出回路を採用した場合の、本発明による超音波流量計の
一実施例のブロック図を、第６図に示す。

第６図において、第１図と同一の符号は同一部分を示し
ており、５０は第５図に示１７た同相検出回路、５１は
乗算器、５２は流量演算器である。捷た、第６図中の１
１ａ〜１４ａ　、　ｌｌｂ〜１４ｂは、それぞれ添字ａ
、ｂを除いた符号１１〜１４で示された第２図の各ブロ
ックと同一または同等のもので凌）す、それぞれがＰＬ
Ｌ回路を構成する。

既に説明したところから明らかなようζこ、各発振ルー
プ系２ａ〜６ａおよび２ｂ〜６ｂは、シングアラウンド
法により、それぞれ周波数ＦａおよびＦｂで発振する。

これらの信号は、それぞれ対応して設けられているＰＬ
Ｌ回路の位相検波器１１ａ、　Ｉｌｂに加えられ、ｎて
い倍される。

−員　− そして、ｎてい倍されて、各周波数がそれぞれｎ−Ｆａ
、ｎ−Ｆｂになった信号が、同相検出回路５０に供給さ
れ、そこで画周波数の差ｙ１（Ｆａ−Ｆｂ　）の逆数に
等しい周期ΔＴ′がその出力として求められる。

すなわち、前記ΔＴ′は０４式であられされる。ｌ〜た
がって、求める周期ΔＴ は、乗算器５１において□□□式の演算を行なうこと（
こよって得られる。

ΔＴ　＝　ｎ・ΔＴ′　　・・・　・　・・・・・・・
　・・・（ハ）乗算器５１の出力ΔＴは、Ｒｊｋ演算器
５２に供給され、前記固成の演算が行なわれ、その時の
バイブ１内の流体流量が演算される。

第６図に示した実施例において、分周カウンタ１４ａ、
　１４ｂの分周比ｎを１０に選んだとすると、周期ＪＴ
’は、Ｃ２４１式から明らかなヨウ１コ、周期ΔＴノ１
／１０、すなわち、６．５ｍ秒となる。

それ故に、この実施例による場合の所要計測時間は、６
．５ｍ秒となり、第１表の要求を十分に満たすものとな
る。なお、この場合の計測精度は、同相検出回路の説明
に関して述べたのと同じ０．４３チであり、第１表の要
求を満だ【７ている０以上の説明から明らかなように、
本発明によれば、つぎのようなすぐれた効果を達成する
ことができる。

１、計測精度を落さずに計測時間が短縮できる。

２、基準クロック周波数を低くすることができる。

なお、以上では、本発明の超音波流量計を単位論理素子
の組合せとして構成した例のみについて説明したが、当
業者番こは容易に理解されるように、本発明は、マイコ
ンなどの電子ＦＩ１％機を用いて実施することもできる
ものである。また、周波数てい倍回路としては、ＰＬＬ
回路以外のものを用いることもできることは明らかであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はシングアラウンド法に」：る従来の超音波流量
計の概略ブロック図、第２図はＰＬＬ回路のブロック図
、第３図は第２図の動作を説明するだめのタイムチャー
ト、第４図は同相検出法を説明するためのタイムチャー
ト、第５図は同相検出回路のブロック図、第６図は本発
明の一実施例のブロック図である。 １・・パイプ、２ａ、　２ｂ・・・超音波送信器、３ａ
、　３ｂ・超音波受信器、４ａ、４ｂ・・波形整形器、
５ａ、　５ｂ・・・モノマルチバイブレータ、ｌｌａ、
　ｌｌｂ・・・位相検波器、１２ａ、　１２ｂ　・・ロ
ーパスフィルタ、１３ａ、　１３ｂ　＝−電圧制御発振
器、１４ａ、　１４ｂ　　１／ｎ分周カウンタ、５０・
・同相検出回路、５１・・乗算器、５２・・流量演算器 代理人弁理士　半　木　道　人 外１名 −あ− ２１図 才２図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）（イ）それぞれが、被測定流体に向けて互いに異
   なる方向に超音波を発射する超音波送信器と、前記流体
   中を伝播した前記各超音波を受信する超音波受信器と、
   前記各超音波受信器の出力信号に応じてパルス信号を発
   生し、これを、それぞれ対応する前記超音波送信器に供
   給する手段とよりなり、シングアラウンド法によって発
   振出力を生ずる第１および第２の発振ループ系、（ロ）
   一方の発振ループ系の出力パルス信号、およびこれに引
   つづいて発生される他方の発振ループ系の出力パルス信
   号の位相差（ｔｉは時間差）を検出する手段と、前記位
   相差（または時間差）の変動の一周期を計測する手段と
   よりなる同相検出回路、ならびに、 （ハ）前記同相検出回路において得られた一周期の時間
   、対応する超音波送信器と超音波受信器間の距離、被測
   定流体の断面積、超音波送（Ｎ器と超音波受信器とを結
   ぶ直線の、流体流路番こ対してなす角度に基づいて、流
   体流髭な演算する流量演算器、 に）を具備したことを特徴とする超音波流量計。
2. （２）（イ）それぞれが、被測定流体に向けて互いに異
   なる方向に超音波を発射する超音波送信器と、前記流体
   中を伝播した前記各超音波を受信する超音波受信器と、
   前記各超音波受信器の出力信号に応じてパルス信号を発
   生し、これを、それぞれ対応する前記超音波送信器に供
   給する手段とよりなり、シングアラウンド法によって発
   振出力を生ずる第１および第２の発振ループ系、（ロ）
   前記各発振ループ系の発振出力の周波数をｎてい倍する
   手段、 （ハ）一方の発振ループ系の発振出力なｎてい倍した出
   力パルス信号、およびこれらに引つづいて発生される他
   方の発振ループ系の発振出力なｎてい倍した出力パルス
   信号との位相差（捷たは時間差）を検出する手段と、前
   ＩＩシ伯相差（または時間差）の変動の一周期を計測す
   る手段とよりなる同相検出回路、ならびに に）前記同相検出回路において得られた一周期の時間な
   １倍する乗算器、 （ホ）前記乗算器の出力、対応する超音波送信器と超音
   波受信器間の距離、被測定流体の断面積、超音波送信器
   と超音波受信器とを結ぶ直線の、流体流路に対してなす
   角度に基づいて、流体流量を演算する流量演算器、 （へ）を具備したことを特徴とする超音波流量計。