JPS5880917A - インピ−ダンス変換器回路 - Google Patents
インピ−ダンス変換器回路Info
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- JPS5880917A JPS5880917A JP57182245A JP18224582A JPS5880917A JP S5880917 A JPS5880917 A JP S5880917A JP 57182245 A JP57182245 A JP 57182245A JP 18224582 A JP18224582 A JP 18224582A JP S5880917 A JPS5880917 A JP S5880917A
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 41
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 20
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 239000002775 capsule Substances 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
- H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/185—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
- H03F3/1855—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、総合増幅度がほとんど１′ｔ％ある２つの縦
続接続した増幅段から成る、高い出力側インピーダンス
を有する容量電圧源、例えばコンデンサマイクロホン用
のインピーダンス変換器回路、に関する。
続接続した増幅段から成る、高い出力側インピーダンス
を有する容量電圧源、例えばコンデンサマイクロホン用
のインピーダンス変換器回路、に関する。
容量変換器例えばコンデンサマイクロホンに与えられる
電荷が振動する振動板またはその類似のものにおいて一
定に保たれる場合（二のみ、容量変換器、例えばコンデ
ンサマイクロホンが振動板の振れに比例しまた歪のない
出力電圧を供給することは公知１ある。このことから容
量変換器に後置接続された増幅器或いはインｔｒ −ダ
ンス変換器は１きるだけ電流を受けとらないことが絶対
に必要であることがわかる。後置接続された増幅器或い
はインピーダンス変換器が非常に高い入力抵抗と微小の
大力側容量を有する場合にのみこの要求は応えられる。
電荷が振動する振動板またはその類似のものにおいて一
定に保たれる場合（二のみ、容量変換器、例えばコンデ
ンサマイクロホンが振動板の振れに比例しまた歪のない
出力電圧を供給することは公知１ある。このことから容
量変換器に後置接続された増幅器或いはインｔｒ −ダ
ンス変換器は１きるだけ電流を受けとらないことが絶対
に必要であることがわかる。後置接続された増幅器或い
はインピーダンス変換器が非常に高い入力抵抗と微小の
大力側容量を有する場合にのみこの要求は応えられる。
能動回路素子の端子の間ζ二生ずることのある寄生容量
が、コンデンサ変換器に寄生容量を介して流れる電瀝に
より放電することをさらに回避するためζ二、一般Ｃ二
補償対策がなされている。それは端子間の・交流電圧差
を基準電位゛０”に対して発生する信号電圧に対し微小
にすること（二帰着する。通例容量、変換器に後置接続
する増幅器としてブートストラップ回路の中の′電界効
果トランジスタを有するものが用いられる。マイクロホ
ンのための上述の種類の増幅器は例えばＢｒｕｅｌ＆
Ｋｊａｅｒ社のハンドブック６アートフイシヤルＩイス
”モデル４２１９に記載されている。
が、コンデンサ変換器に寄生容量を介して流れる電瀝に
より放電することをさらに回避するためζ二、一般Ｃ二
補償対策がなされている。それは端子間の・交流電圧差
を基準電位゛０”に対して発生する信号電圧に対し微小
にすること（二帰着する。通例容量、変換器に後置接続
する増幅器としてブートストラップ回路の中の′電界効
果トランジスタを有するものが用いられる。マイクロホ
ンのための上述の種類の増幅器は例えばＢｒｕｅｌ＆
Ｋｊａｅｒ社のハンドブック６アートフイシヤルＩイス
”モデル４２１９に記載されている。
後置接続された増幅器或いはインピーダンス変換器がソ
ースーホロア回路の電界効果トランジスタのみから構成
されれば、コンデンサ変換器、例えばコンデンサマイク
ロホンに、ノイズの際電界効果トランジスタの寄生容量
を介して流れる寄生電流により電荷が流れ、その結果高
い音圧の際出力電圧において歪が発生する。この欠陥は
電界効果トランジスタがブートストラップ回路１炸動す
ると除去される。このブートストラップ回路は出力電圧
の歪のないことに関してほとんど理想的な特性を有する
が、出力電圧が非常に強い雑音を伴うという大きな欠点
を有する。
ースーホロア回路の電界効果トランジスタのみから構成
されれば、コンデンサ変換器、例えばコンデンサマイク
ロホンに、ノイズの際電界効果トランジスタの寄生容量
を介して流れる寄生電流により電荷が流れ、その結果高
い音圧の際出力電圧において歪が発生する。この欠陥は
電界効果トランジスタがブートストラップ回路１炸動す
ると除去される。このブートストラップ回路は出力電圧
の歪のないことに関してほとんど理想的な特性を有する
が、出力電圧が非常に強い雑音を伴うという大きな欠点
を有する。
本発明の課題は、公知の方法ｆ２つの縦続接続された増
幅段から構成されかつその出力側で著しい雑音電、圧の
現われない、容量変換器用の前置増幅器としてのインピ
ーダンス変換器回路を実現すること１ある。
幅段から構成されかつその出力側で著しい雑音電、圧の
現われない、容量変換器用の前置増幅器としてのインピ
ーダンス変換器回路を実現すること１ある。
この目的は本発明により次のように達成される。即ち高
抵抗入力側インピーダンスと七〇）高い増幅度とを有す
る第１増幅段の出力側は第２増幅段の反転入力側に導か
れており、この第２増幅段も同様（二高い増幅度を有し
、その出力側は非反転入力側Ｃ二連じる少なくとも１つ
の負帰還路を有し、この負帰還路は第１増幅器を容量変
換器シニより制御される抵抗として含み、交流的にみて
、第１増幅段の負荷抵抗は第２増幅段の反転入力側と非
反転入力側との間（二あり、入力側交流電圧信号と出力
側交流電圧信号シ一対すまたは非反転入力側のどれＣ二
よっても形成されな、いようにする。
抵抗入力側インピーダンスと七〇）高い増幅度とを有す
る第１増幅段の出力側は第２増幅段の反転入力側に導か
れており、この第２増幅段も同様（二高い増幅度を有し
、その出力側は非反転入力側Ｃ二連じる少なくとも１つ
の負帰還路を有し、この負帰還路は第１増幅器を容量変
換器シニより制御される抵抗として含み、交流的にみて
、第１増幅段の負荷抵抗は第２増幅段の反転入力側と非
反転入力側との間（二あり、入力側交流電圧信号と出力
側交流電圧信号シ一対すまたは非反転入力側のどれＣ二
よっても形成されな、いようにする。
発明力効果
本発明による回路装置は次のような利点を有する。即ち
そ゛の入力側インピーダンスは非常に高く蓉量が少なく
、寄生電流の補償は増幅器入力側１行われ、さらに増幅
器出力側における信号−一音一特性は従来の回路（１比
べて著しく改善、される。出力側における雑音レベルの
抑圧は、２つの増幅段のそれぞれが１よりも相当大きい
増幅度を有するが本発明の負帰還接続によって総合増幅
庫は値１を超過しないということＣ二基づく。
そ゛の入力側インピーダンスは非常に高く蓉量が少なく
、寄生電流の補償は増幅器入力側１行われ、さらに増幅
器出力側における信号−一音一特性は従来の回路（１比
べて著しく改善、される。出力側における雑音レベルの
抑圧は、２つの増幅段のそれぞれが１よりも相当大きい
増幅度を有するが本発明の負帰還接続によって総合増幅
庫は値１を超過しないということＣ二基づく。
本発明の実施例ｆは、装置が入力側！電界効果トランジ
スタを有し、この電界効果トランジスぞが第２増幅段を
形成する１つの演算増幅器に導電的Ｃ二結合されており
、電界効果トランジスタはソース接地形回路に接続され
ていること１ある。
スタを有し、この電界効果トランジスぞが第２増幅段を
形成する１つの演算増幅器に導電的Ｃ二結合されており
、電界効果トランジスタはソース接地形回路に接続され
ていること１ある。
ダンスを呈し、また負荷抵抗に比例する１よりも非常に
高い増幅度をもたらす。実際にはこの抵抗は勿論任意の
大きさに選択もきない。というのは抵抗の増加と共に抵
抗に生じる電圧降Ｆが非常に太き・〈なりそのため所定
の動作電圧がトランジスタにおいて得られないからであ
る。
高い増幅度をもたらす。実際にはこの抵抗は勿論任意の
大きさに選択もきない。というのは抵抗の増加と共に抵
抗に生じる電圧降Ｆが非常に太き・〈なりそのため所定
の動作電圧がトランジスタにおいて得られないからであ
る。
従ってこのようなトランジスタ増幅器（＝おいてｆきる
だけ大きい増幅度を得るために、高いダイナミック抵抗
を有する電陣源、即ち定電流源盛；よって作動抵抗を置
換えることが〒きる。
だけ大きい増幅度を得るために、高いダイナミック抵抗
を有する電陣源、即ち定電流源盛；よって作動抵抗を置
換えることが〒きる。
電界効果トランジスタと演算増幅器の組合わせはこの限
り！有利である。というのは演算増幅器は反転入力側及
び非反転入力側を有し、高い増幅度を有し、さらに安価
に人手！きるから１ある。演算増幅器は個別の回路素子
を有する装置によって置換えられるが、それには少なく
とも２つのトランジスタと複数□個の受動回路素子が必
要１あろう。
り！有利である。というのは演算増幅器は反転入力側及
び非反転入力側を有し、高い増幅度を有し、さらに安価
に人手！きるから１ある。演算増幅器は個別の回路素子
を有する装置によって置換えられるが、それには少なく
とも２つのトランジスタと複数□個の受動回路素子が必
要１あろう。
本発明の詳細について以下図を用いて説明する０
実施例の説明
第１図の本発明の原理を示す回路は２つの増幅器Ｖ、
、 Ｖ２から構成され、これらの各増幅器は１よりも相
当大きい増幅度を有する。容量変換器の出力側“は一方
↑基準電位”０”のアースに接続され、他方でコンデン
サＣ１を介して第１増幅段ｖ１の入力側５≦二接続され
ている。同じく第１増幅段ｖ１の出力側４は第２増幅段
ｖ２の反転入力側２に接続されている。第２増幅段の出
力側ｌはその非反転入力側３及び第１増幅段の同じく非
反転入力側６Ｃ二接続されている。従って２つの負帰還
路が形成されており、その中の一方は増幅器Ｖ！を介し
て導かれている。
、 Ｖ２から構成され、これらの各増幅器は１よりも相
当大きい増幅度を有する。容量変換器の出力側“は一方
↑基準電位”０”のアースに接続され、他方でコンデン
サＣ１を介して第１増幅段ｖ１の入力側５≦二接続され
ている。同じく第１増幅段ｖ１の出力側４は第２増幅段
ｖ２の反転入力側２に接続されている。第２増幅段の出
力側ｌはその非反転入力側３及び第１増幅段の同じく非
反転入力側６Ｃ二接続されている。従って２つの負帰還
路が形成されており、その中の一方は増幅器Ｖ！を介し
て導かれている。
本発明による回路装置の交流回路は第２図に示される。
電界効果トランジスタＴ１ｇ二より７ソ一ス接地形回路
”内（二形成されている、増幅度ｖ１を有する第１増幅
段ｖ１の出力側りは増幅度ｖ２を有する第２増幅段ｖ２
の反転入力側２に導かれている。第１増幅段Ｖ１の負荷
抵抗Ｒは後置の第２増幅段Ｖ２の反転入“力側２と非反
転入力側３との間Ｃユあり、出力側１は非反転入力側３
に負帰還接続されている。回路において生ずる交流電圧
は次のよう（＝表わされる。− Ｕｏ 交流入力電圧 ＵＧＳ 電界効果トランジスタの６ゲート”電極と“
ソース”電極との間の交流電圧 ＵＤ ″′ド゛レイン”電極と基準電位″０”との
間の交流電圧 翫 交流出力電圧 Ｕｌ 第２増幅段の交流入力電圧 Δ顔 電界効果トランジスタの外部Ｃ二あるすべての雑
音電圧源を含む、第２増幅器の反響入力側（１加わる雑
音電圧。
”内（二形成されている、増幅度ｖ１を有する第１増幅
段ｖ１の出力側りは増幅度ｖ２を有する第２増幅段ｖ２
の反転入力側２に導かれている。第１増幅段Ｖ１の負荷
抵抗Ｒは後置の第２増幅段Ｖ２の反転入“力側２と非反
転入力側３との間Ｃユあり、出力側１は非反転入力側３
に負帰還接続されている。回路において生ずる交流電圧
は次のよう（＝表わされる。− Ｕｏ 交流入力電圧 ＵＧＳ 電界効果トランジスタの６ゲート”電極と“
ソース”電極との間の交流電圧 ＵＤ ″′ド゛レイン”電極と基準電位″０”との
間の交流電圧 翫 交流出力電圧 Ｕｌ 第２増幅段の交流入力電圧 Δ顔 電界効果トランジスタの外部Ｃ二あるすべての雑
音電圧源を含む、第２増幅器の反響入力側（１加わる雑
音電圧。
第１増幅段の増幅度は次のように表わされる。
ただしｇｍは電界効果トランジスタの相互コンダクタン
スｓ ｇｐ８は出力コンダクタンス１ある〇さら（二
回路Ｃ：ついて次の関係が成立つ。
スｓ ｇｐ８は出力コンダクタンス１ある〇さら（二
回路Ｃ：ついて次の関係が成立つ。
ＵＡ（２）
Ｖ２−−□
Ｉ
ＵＥ−ＵＡ＋ＵＧｓ（３）
ＵＤ−’ＵＡ＋ 、 Ｕｌ（４）
式（１）と式（２）の関係から直ちに次の関係が生ずる
。
。
式（５）を式（３）に代入すると
顔−ＵＡ （１＋−） ’ （６）Ｖ
Ｉ Ｖ ２ 式（６）と式（２）とを用いて式（４）が次のように変
形１きる。
Ｉ Ｖ ２ 式（６）と式（２）とを用いて式（４）が次のように変
形１きる。
式（６）（７）は例えばｖ１々１０ とｖ−１０３の大
きな増幅度Ｖ、とＶ２ に対し交流電圧Ｕ、 、 、
ＵＤ及びＵ８がほとんど同じ大きさであることを示す。
きな増幅度Ｖ、とＶ２ に対し交流電圧Ｕ、 、 、
ＵＤ及びＵ８がほとんど同じ大きさであることを示す。
及びｖ２−１０３の数値を入れて計算例を示すと次のよ
うにな、る。
うにな、る。
ＵＥ−、ＵＡ（１＋ １ 、１、．１０−５）実際の場
合１ゲート”電極と”ソース”電極との間の交流電圧は
入力側電圧より１０の５乗だけ小さく、１ゲート”電極
と６ドレイン”電極の間の交流電圧は入力側電圧よりｌ
Ｏの３乗だけ小さい。電界効果トランジスタの存在する
寄生容量を経て流れる寄生電流は大幅に補゛償されてい
る。
合１ゲート”電極と”ソース”電極との間の交流電圧は
入力側電圧より１０の５乗だけ小さく、１ゲート”電極
と６ドレイン”電極の間の交流電圧は入力側電圧よりｌ
Ｏの３乗だけ小さい。電界効果トランジスタの存在する
寄生容量を経て流れる寄生電流は大幅に補゛償されてい
る。
第２増幅段、第１増幅段の負荷抵抗、及び場合（二よっ
ては第１増幅器の外部にある雑音電圧源ｉのすべての雑
音源が電圧Δ舶を有する唯一の雑音電圧源（＝おいて第
２増幅器の反転入力側の前で統合されると、数学的に電
圧雑音の抑圧の効果が得られる。
ては第１増幅器の外部にある雑音電圧源ｉのすべての雑
音源が電圧Δ舶を有する唯一の雑音電圧源（＝おいて第
２増幅器の反転入力側の前で統合されると、数学的に電
圧雑音の抑圧の効果が得られる。
式（２）に雑音電圧Δ舶を導入すると、ＵＡ’−−Ｖ２
（Ｕ、十 ΔＵＲ） （８）式
（１）と式（３）から 式（８）と式（９）から 式（１０）は交流出力電圧が交流入力電圧よりも小さい
がほとんど同じ大きさ１あり、回路装置がほとんど−１
の増幅度を有することを示す。回路装置の出力側に生じ
る雑音電圧は交流電圧信号（二対して二倍に抑圧される
。実際の数値１ 例においてこれは９９分の１に抑圧された雑音電圧を意
味する。
（Ｕ、十 ΔＵＲ） （８）式
（１）と式（３）から 式（８）と式（９）から 式（１０）は交流出力電圧が交流入力電圧よりも小さい
がほとんど同じ大きさ１あり、回路装置がほとんど−１
の増幅度を有することを示す。回路装置の出力側に生じ
る雑音電圧は交流電圧信号（二対して二倍に抑圧される
。実際の数値１ 例においてこれは９９分の１に抑圧された雑音電圧を意
味する。
今ま１原理的にのみ述べた回路装置の実施例が第３図の
実施例において示されている。第１増幅段は電界効果ト
ランジスタＴ１を使用しており、この電界効果トランジ
スタの負荷抵抗Ｒ８は動作電圧＋ＵＢ ’ Ｃより抵抗
Ｒ６を介して給電される。電界効果トランジスタＴ１の
動作点の調整に、抵抗Ｒ２，Ｒ３及び抵抗Ｒ４から構成
される分圧器が役立つ。第２増幅段は演算増幅器ｖ２を
使用しており、この演算増幅器はその動作電圧＋ＵＢと
−ＵＢを接続端子７と８（二供給する。第１増幅段の出
力側りは第２増幅段の反転入力側２に導かれている。演
算増幅器ｖ２の非反転入力側３の動作点調整は抵抗Ｒ６
とＲ７から構成された分圧器により行なわれる。出力側
ｌの非反転入力側３への負帰還接続はコンデンサＣ２を
介して接続点に１（−導かれており、また直接接続点に
２に導かれている。接続点に０とに２の交流電圧電位は
従って同じ大きさ！あり、負帰還された交流電圧の抵抗
Ｒ６ζＲ７ニよる分圧は行なわれない。コンデンサＣ３
と抵抗Ｒ０から成る回路部分により演算増幅器の場合に
より生ずる振動傾向はメガヘルヅ範囲の高い周波数にお
いて、出力側１から反転入力側２への負帰還Ｃ二よって
抑圧される。
実施例において示されている。第１増幅段は電界効果ト
ランジスタＴ１を使用しており、この電界効果トランジ
スタの負荷抵抗Ｒ８は動作電圧＋ＵＢ ’ Ｃより抵抗
Ｒ６を介して給電される。電界効果トランジスタＴ１の
動作点の調整に、抵抗Ｒ２，Ｒ３及び抵抗Ｒ４から構成
される分圧器が役立つ。第２増幅段は演算増幅器ｖ２を
使用しており、この演算増幅器はその動作電圧＋ＵＢと
−ＵＢを接続端子７と８（二供給する。第１増幅段の出
力側りは第２増幅段の反転入力側２に導かれている。演
算増幅器ｖ２の非反転入力側３の動作点調整は抵抗Ｒ６
とＲ７から構成された分圧器により行なわれる。出力側
ｌの非反転入力側３への負帰還接続はコンデンサＣ２を
介して接続点に１（−導かれており、また直接接続点に
２に導かれている。接続点に０とに２の交流電圧電位は
従って同じ大きさ！あり、負帰還された交流電圧の抵抗
Ｒ６ζＲ７ニよる分圧は行なわれない。コンデンサＣ３
と抵抗Ｒ０から成る回路部分により演算増幅器の場合に
より生ずる振動傾向はメガヘルヅ範囲の高い周波数にお
いて、出力側１から反転入力側２への負帰還Ｃ二よって
抑圧される。
コンデ、ンサマイクロ゛ホ、ンカプセルに電荷が非常（
＝高抵抗の、数ギガオームを有する抵抗Ｒ１を介して供
給される。回路装置全体の出力電圧はコンデンサＣ４（
＝おいて取り出さ・れる。
＝高抵抗の、数ギガオームを有する抵抗Ｒ１を介して供
給される。回路装置全体の出力電圧はコンデンサＣ４（
＝おいて取り出さ・れる。
第４図は第３図（二相応する回路装置を示し、この回路
装置において負荷抵抗のかわりにトランジスタＴ２から
構成された定電流源が設けられている。
装置において負荷抵抗のかわりにトランジスタＴ２から
構成された定電流源が設けられている。
第１図は本発明の原理回路図、第２図は相応する交流電
流の回路略図、第３図は本発明の第１実施例の回路図、
第４図は第２実施例の回路図を示す。 ｖｌ・・・第１増幅段、■２・・・第２増幅段、’ｒ、
０．。 電界効果トランジスタ
流の回路略図、第３図は本発明の第１実施例の回路図、
第４図は第２実施例の回路図を示す。 ｖｌ・・・第１増幅段、■２・・・第２増幅段、’ｒ、
０．。 電界効果トランジスタ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 総合増幅１度がほとんどｌ−ｔ％ある２つの縦続
接続、された増幅段から構成される、高い出力側インピ
ーダンスを有する容量電圧源用のインピーダンス変換器
回路において、高い入力インピーダンスと高い増幅度（
ｖｌ）を有する第１増幅段（ｖｌ）の出力側（４）が第
２増幅段（ｖ２）の反転入力側（２）に導かれており、
この第２増幅段が同様に高い増幅度（ｖ２）を有しその
出力側（１）が非反転入力側への少なくとも１つの負帰
還路を有し、この負帰還路が増幅器（ｖｌ）を容量変換
器により制御される抵抗として含み、交流的にみて、第
１増幅器（■１）の負荷抵抗（Ｒ８）が第２増幅段（Ｖ
２）の反転入力側（２）と非反転入力側（３）との間に
あり、入力側交流電圧信号と出力側交流電圧信号に対す
る基準電位″０”が２つの増幅段の反転入力側または非
反転入力側により形成されないことを特徴とする高い出
力側インピーダンスを有する容量電圧源用のインピーダ
ンス変換器回路。 ２、 回路装置、が入力側に電界効果トランジスタ（栄
、）を有し、この電界効果トランジスタが第２増幅段（
■２）を形成する演算増幅器（■２）と導電的に結合さ
れており、電界効果トランジスタ（Ｔ１）がソース接地
形回路として接続されている特許請求の範囲第１項記載
のインピーダンス変換器回路。 ３、 電界効果トランジスタ（Ｔ１）の負荷抵抗として
電流源が高いダイナミック内部抵抗を有しており、この
電流源が定電流源として接続されているトランジスタ
（Ｔ２）から構成される特許請求の範囲第１項記載のイ
ンピーダンスへ変換器回路。 ４、第２増幅段が少なくとも２つの個別のトランジスタ
から構成されている特許請求の範囲第１項記載のインピ
ーダンス変換器回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/555,612 US4610497A (en) | 1982-10-19 | 1983-11-28 | Lamp socket device |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| AT4523/81 | 1981-10-22 | ||
| AT0452381A AT377873B (de) | 1981-10-22 | 1981-10-22 | Impedanzwandlerschaltung fuer kapazitive spannungsquellen |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5880917A true JPS5880917A (ja) | 1983-05-16 |
| JPH0213854B2 JPH0213854B2 (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=3565129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57182245A Granted JPS5880917A (ja) | 1981-10-22 | 1982-10-19 | インピ−ダンス変換器回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4521741A (ja) |
| JP (1) | JPS5880917A (ja) |
| AT (1) | AT377873B (ja) |
| DE (1) | DE3238254A1 (ja) |
| GB (1) | GB2108797B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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