JPS5887936A - デジタル情報伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、差分パルスコード変調を用いるデジタル情報
伝送方式に関するものである。この伝送方式は、到来直
ｉＰＯＭ信号を減少した数のビットを有する差分ＰＯＭ
信号に変換するエンコーダと、逆変換を行うリモートデ
コーダとな具え、前記エンコーダは前記到来直線ＰＯＭ
信号と予測信号との間の差信号を形成する差形成回路と
、この差信号を量子化して前記差分ＰＯＭ信号を形成す
る量子化器と、前記差分ＰＯＭ信号を愛情して前記予測
信号を形成するローカルデコーダとを有し、このローカ
ルデコーダと前記リモートデコーダとは、同じように構
成し、かつ、各セクションは前記差分ＰＯＭ信号の量子
化ステップに等しいステップで動作する丸め（または丸
味をつける）回路を有している。

差分ＰＯＭを用いるこのような伝送方式は、フランス国
特許第２．４４１１，９７１号明細嚇に開示されている
。

差分ＰＯＭ方式に従って符号化された信号の伝送は、Ｐ
ＯＭ方式に従って符号化された信号の場合よりも低い伝
送路でのビット速度を得ることをｉＪ能にすることは知
られている。たとえば、８ビツトの標準化ＰＯＭ信号を
８　ｋＨｚの同一周波数でサンプルされた４ビツトの差
分ＰＯＭ信号に変換する場αには、差分ＰＯＭ方式に従
う伝送を、ＰＯＭ方式に従う伝送に必要とされる６４キ
ロビット／秒の速度の代りに、８２キロビット／秒の速
度で行うことができる。しかし、最近のデジタル［α話
通イ目回路網は、８ビツトの標準化ＰＯＭ信号の伝送お
よび交換に対して構成されている。差分ＰＣＭ方式に基
づく伝送により行われるビット速度の減少を現在の回路
網において利用しなければならない場合には、ＰＯＭ信
号の差分Ｐ　ＯＭ　１Ｍ号への変換を各伝送路の入力端
子で行い、差分ＰＯＭ信号のＰＯＭ信号への変換を交換
センタに接続された各伝送路の出力端子で行わなければ
ならない。したがって、このように構成されている回路
網における電話接続は、ＰＯＭの差分ＰＯＭへの８よび
この逆への一連の変換を行うことを必要にする。

フランス国特許第ｚ、４１４　Ｌ９７１号明細書に開示
されている差分ＰＯＭを用いる伝送方式では、各変換で
生じる雑音の４梱と、ローカルデコーダおよびリモート
デコーダのデジタルフィルタの起こりつる不整列（ｄｉ
ｓａｌｉｇｎｍｅｎｔ　ｌ　トカａ　ケラｈる。その理
由は、これらフィルタが一連のフィルタセクションによ
り構成され、各セクションが、エンコーダに形成される
差信号の量子化ステップに等しいステップで動作する丸
め（または丸味をつける）回路を有するからである。こ
の量子化ステップを変更して、差信号のレベルに自動的
に適合させて、差信号を差分Ｐ　ＣＭ　１４号の減少数
のビットでできるだけ符号化するようにするのが望まし
い。

しかし、このことは、この差分ＰＯＭｆｉ送方式におい
て、到来ＰＯＭ信号の差分ＰＯＭ信号への変換が、伝送
品質を改善するためにできるだけ減少させなければなら
ない量子化雑音を発生するという事実を変えるものでは
ない。この量子化雑音は、エンコーダで量子化される差
信号に比例するので、差信号をできるだけ減少させて、
エンコーダの到来ＰＧＭ信号にできるだけ近似する予測
信号を得るようにする試みを行わなければならない。

１］！想的な予測フィルタは、伝送すべき１ｄ号のスペ
クトルの像である応答を有することを示すことができる
。伝送すべき信号を異なる種類すなわちデータ信号また
は通話信号とすることができ、さらに、特に通話信号に
対しては、音節期間に対する長期間スペクトルと短期間
スペクトルとの間に区別を設けなければならない。フラ
ンス国特許第２．４４１，９７１号明細描Ｏこは、単一
の係数のみを有し往つ異なるスペクトル間にコンブロマ
イズ（Ｃｏｍｐｒｏｍｉｓｅ　）応答を与える任意順序
の一連のフィルタセクションによって構成する一定予測
フィルタを用いることを提案している。しかし、このよ
うな一定予測フィルタは、一定の瞬時で信号に十分に１
１１合せず、必ずしも必要な伝送品質？得られるように
はしない。

したがって、本発明の目的は、前述した７ランス国特許
明細書に開示されている種類の伝送システムを、応答が
伝送すべき信号のスペクトルに従うように係数が制御さ
れるａ合予測フィルタを設け、かつ、この伝送方式の利
点、特にデジタルフィルタの整列および量子化雑音の無
蓄梼に関係する利点を維持することによって改善するこ
とにある。

本発明によれば、差分ＰＯＭを用いるこの伝送方式にお
いて、前記デコーダおよび前記リモートデコーダのフィ
ルタは、少くとも一方が調整ｌ：ＩＴ能な２つの係数を
有する第２順序（ｔｈｅ　５ｅｃｏｎｄｏｒｄｅｒ　）
の数個のフィルタセクションを具え、前記ローカルデコ
ーダのフィルタと前記リモートデコーダのフィルタとの
対応セクションの可調整係数を、前記差分ＰＯＭ信号か
ら取出される同一信号２受信する同一の制御回路によっ
てｉ！ＩＩ仙１し、これら制御回路は、連続反覆により
前記ｒ７Ｔ制御係数を計算して前記エンコーダに発生し
た前記差分信号の所定関数号最小化する手段と、各セク
ションおよび各反覆において、計算された変更頂により
影響される各ｉＪ調整係数が上限値より大きいかまたは
Ｆ限値より小さいかを検査する手段とｆ：有し前記極限
値を、前記セクションの２の伝達関数の極（または零）
が単位半径の円の内側に丁度あるように定め、前記検査
が正の場急には前記ｇ］′調整係微に対して保持される
変更値を最も近いｍ接直とし、前記検査が負の場きには
前記計算された変更頂により影響される値を最も近い極
極値とすることを特徴とする。

本発明差分ＰＯＭ伝送方式では、前記フランス国特許明
糾１書から明らかな、フィルタセクションの係数の数に
関する制限が完全に排除される。２つの係数を有する第
２ｆｉ＠序の複数のフィルタセクション、場合によって
は第１順序の１つのフィルタセクションに対して、任意
の数の係数を有する任意の順序の予測フィルタを、これ
らセクションの縦続配列によって実現することができる
。この口■面性は、フィルタセクションの適きと一緒に
なって、伝送すべきいかなる１目号に対しても理想的な
予測フィルタを非常に近く近似することを許容する。

能力、縦続構造で第２順序のセクションを用いることは
、安定な予測フィルタを得るのに必要な係数検査の複雑
さを排除する。実際、予測フィルタのオーダーＮがなん
であっても、各連続セクションが安定であり且つ池のセ
クションとは無関係に検査が各セクションの２つの係数
に関係するな。

らば、前記フィルタの安定性が保証される。これとは対
照的に、オーダーＮ）２の適合予測フィルタを採用する
既知の差分ＰＯＭ伝送方式では、縦続構造は用いられず
且つ係数を検査する動作は複雑である（Ｎが大きくなる
につれて一層俟雑となる）。その理由は、係数の極限値
が、互いに依存するからである。たとえば、オーダーＮ
＞２の適合予測フィルタを開、示しているフランス国特
許第２４５８５４９号明細溢では、係数の検査はＮ＝２
に対してのみ述べられていることに注意丁べきである。

ＩＥＥＥ会報、Ｖｏｌ、　Ａ　Ｓ　Ｓ　Ｐ　−２６、／
１６６．１９７８年１２月、５１８〜５２８ページ、標
題”　　Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ　　ｉｎ
　ａａｓｃａａｅ　１ｒｏｒｍ　　１ＩＪａｃｋｓＯｎ
著に、可調整係数を有する第２オーダーのフィルタセク
ションの縦続配列によって構成された直線適合予測器を
開示していることに注意丁べきである。しかし、口の予
測器は、伝送以外の目的で予測誤差を与えるのに用いら
れ、エンコーダの到来ＰＯＭ信号のビット速度に対して
減少したビット速度を有する差分ＰＯＭ云送方送方式い
ることができなかった。実際には、信号ｘ（ｎ）を受信
し且つ差信号ｅ（ｎ）を供給する伝達関数１−Ｈを有す
るエンコーダで用いられる伝達関数Ｈを有するジャクソ
ン（ＪａＣｋＳＯｎ　）予測器を、伝達関数■ １−Ｈを有し、かつ、減少したビット数の差分ＰＯＭ信
号を形成するエンコーダの出力端子で鎗子化器Ｑから、
およびデコーダの入力端子で逆量子化器Ｑ−１から発生
する差信号ｅ’（ｎ　）　＋ｅ（ｎ＋を受信するリモー
トデコーダを有する差分ＰＯＭ云送０場きに用いなけれ
ばならない。ｘ’　（ｎ　）がデコーダにより供給され
る信号を示す場合、次式が成り立つことを示すことがで
きる。

ｘ（ｎ）　−ｘ′（ｎｌ　＝　（ｅ（ｎｌ−ｅ′（ｎ）
〕−土１−Ｈ これは、次のことを示している。すなわち、ジャクソン
方式によれば、２個の量子化ａＱおよびＱ−１により発
生される雑音（ｅ（ｎ）　−ａ’（ｎｌ　）は、係数−
１−によって増幅される。これは、予測が−４ 良好になるに従って大きくなる（ｌ（−＋１）。これと
は対照的に、本発明方式によれば、リモートデコーダに
１−一のローカルデコーダをそのル−プに成える再帰形
（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　ｌ構造を有しト１．つ特に逆に
動作するは子化ＷＱ−を具えるエンコーダでは、雑音（
ｅ（ｎ）　−ｅ’（ｎｌ　〕の増幅は生じない。ジャク
ソン予測器は、常に安定な非再帰形セクションの縦続接
続によって構成され、予測誤差を形成する非書帰形（ｎ
ｏｎ　−ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　）構造内に用いられてい
ることに注意丁べきである。その結果、０送方式では必
ず行われる予測器係数の検査のプログラムは、ジャクソ
ン予測器に対しては全く意図されない。

本発明伝送方式では、最小化される差信号の関故にその
２乗平均値であり、ローカルデコーダおよびリモートデ
コーダのフィルタセクションの各可調整係数の変史頂は
、差分ＰＣＭ（信号から取出された前記信号とり調整係
数に対する前記差信号の傾きとの＃Ｉ（１以下の係数に
より電み寸けされる）として各反情時に計算される。前
記寺領きは、傾き計算回路において形成される。この計
算回路は、差分ＰＯＭ信号から取出される前記信号を受
旧し、かつ、差分ＰＣＭ信号の量子化ステップに対する
ステップ信号で動作する丸め（または丸味をつける）回
路を具えている。

ローカルデコーダおよびリモートデコーダのフィルタと
、それらの係数を調整する回路との構成を簡単にするた
めには、これらフィルタが、で表わされるＺの伝達関数
に応答する少くとも１個の再帰形フィルタセクションを
具えるのが好適である。前記式において、βは可調整係
数、δはセクションの一定係数であり、傾８Ｇβは、差
分ＰＯＭ信号から取出される前記１ｄ号を、ローカルデ
コーダとリモートデコーダとのフィルタの対応セクショ
ンの一定係数にほぼ等しい−、ｆ係数δを有する伝達関
数ｇ’（Ｚｌに応答する再帰形傾き計算セクションに供
給することによって得る。前記傾きは、傾き計算セクシ
ョンの出力信号が、（δｚ−１，＋　ｚ−Ｂ　）で表わ
される２の関数により栄算される傾き計算セクションの
接続点で取出される。

傾き計算セクションの構造はざらに簡単になり、ローカ
ルデコーダとリモートデコーダとのフィルタの整列（ａ
ｌｉｇｎｍｅｎｔ　）は、１つの可調整係数βを有する
伝達関数ｇ’（Ｚ）を有するこれらフィルタのセクショ
ンを、同じ柚類の伝達関数を有するがこれら２つの一定
係数を有する傾き計算セクションに関係させることによ
り容易に行われる。

ローカルデコーダおよびリモートデコーダのフィルタに
、前の再扁形フィルタセクションと縦続に配置された２
つの係数を有する２次（５ｅｏｏｎｄ□ｒｄｅｒ　）の
非再帰形フィルタセクションを用いることもできる。こ
れら非再帰形セクションが単一の可調整係数のみを有す
るのが好適である。これら非再帰セクションの係数の変
更頂の計算に必要な傾きは、非再帰セクションに対し逆
に作用し、かつ、１つまたは２つの一定係数を有してい
る０以下、本発明を図面に示す実施例に基づいて説明す
る。

第１図および第２図は、差分ＰＯＭ伝送方式におけるエ
ンコーダと関連するリモートデコーダとをそれぞれ示す
。このエンコーダおよびこのデコーダは、フランス国特
許第２．４４１．９７１号明細書に開示されている種類
のものであり、本発明に基づく改善がなされてｂる。

第１図において、エンコーダの入力端子は、ＰＯＭ信号
Ｅを受信する。この信号は、直線的に符号化された１２
ビツトサンプルにより構成されており、たとえば、デジ
タル通信回路網での伝送に一般に用いられる圧縮８ピツ
）　ＰＯＭ信号の伸張から得られる。これらサンプルは
、８ＫＨｚの速度で発生する。減算器ｌは、後述するよ
うに、直線到来ＰＯＭ信号Ｅと予測フィルタ２に発生ず
る予測信号Ｐとの差信号θを形成する。この差信号ｅを
、量子化ステップｑから取り出された一定数のレベルと
比較することによって量子化器８での直線ま之は非直線
法則に従って量子化する。差信号θを量子化するこの動
作Ｑは、差分ＰＯＭ方式によって符号化されて伝送きれ
る信号Ｘを発生させる。

この信号は、九とえば、到来ＰＯＭ信号Ｅの８ＫＨｚの
サンプリング速度で発生する４ビツトのサンプルによっ
て構成される。

量子化ステップｑの太ききを差信号θのレベルに適合さ
せて、４ビツトを有する４ビツト差分ＰＧＭ信号の全ダ
イナミックレンジを利用するようにするのが好適である
。このためには、たとえばフランス国特許第２１４４１
．９１７１号明細書に述べられている圧縮回路を利用す
る。この圧縮回路では、信号Ｘから開始して、可変量子
化ステップｑが形成され、このような可変ステップと動
作するように構成された量子化器８に供給される。

差分ＰＯＭ信号Ｘを、量子化器６にも供給する。

この量子化器は、量子化器８で行われる量子化動作とは
逆の量子化動作Ｑ　を行い、また可変量子化ステップｑ
を利用している。逆動作する量子化器６は、信号６′を
供給する。この１ｇ号の値は、差信号θに近似し、予測
フィルタ２に供給される。

フランス国特許第２．４４１．９７１号明細書によれば
、予測フィルタ２は、フィルタセクションＦ。

Ｆ、・・・ＦＮの縦続配列によって構成きれ且つ信号θ
′を受信するフィルタ５を具えている。各フィルタセク
ションは、再帰形または非再帰形とすることができる。

この方式を十分に理解するためには、量子化器６および
フィルタ５はエンコーダに設けられたローカルデコーダ
の出力端子を構成し、ローカルデコーダの出力端子を構
成するフィルタ５の出力端子に、リモートデコーダによ
って復される信号と同一でなければならない信号Ｅ′が
発生すると仮定することができる。実際には、ローカル
デコーダの出力信号Ｅ′はエンコーダでは用いられない
。このエンコーダでは、後で特定する点でフィルタセク
ションＦ０〜ＦＮで取出される信号の和として加算器２
８の出力端子に形成される予測信号Ｐを利用する。

第２図は、第１図に示すエンコーダＶＣ関連するリモー
トデコーダを示す。このデコーダは、伝送媒体を経て、
エンローダにより供給される差分Ｐ０Ｍ信号Ｘを受信し
、第１図に示すエンコーダの到来入力信号Ｅにできる限
り近い値を有するＰＯＭ信号に戻さなければならない。

このリモートデコーダは、エンコーダに設けられたロー
カルデコーダと同じ構造を有し、同じ要素で構成しなけ
ればならない。このリモートデコーダは、圧縮回路１４
と逆量子化器１６とを具えている。これらは、エンコー
ダの対応要素手および６と同一であり、差分ＰＯＭ信号
Ｘを受信する。圧縮回路１４は、可変量子化ステップｑ
を逆量子化器１６に供給する。逆量子化器は信号ｅ′を
発生し、この信号は、エンコーダに設けられたデコーダ
の対応フィルタ５と同じフィルタ１５に供給される。し
たがってフィルタ１５は、フィルタ６を構成する同じセ
クションＦ、Ｆ、・・・ＦＮの縦続配列によって構成さ
れる。フィルタ１５の出力端子には、フィルタ５を構成
するセクションの縦続配列の出力端子に得ることのでき
る信号と同一の復調所望ＰＯＭ信号Ｅ′が発生する。

フランス国特許第２．４４１．９７１号明細書は、動作
中のフィルタ５および１５の整列の問題を解決するため
に、再帰形または非再帰形の任意の順序のフィルタセク
ションＦ□、Ｆ２．・・・ＦＮが、零とは異なる１つの
係数を有するようにすることを勧めている。実際には、
各フィルタセクションの係数の数に関するこの制限は、
フィルタ５および１５の整列を得るには、すなわちすべ
ての条件のもと？同一の＠号ｅ′を受信するこれらフィ
ルタが妥当な収束時間後に同一信号Ｅ′を復することを
保証するには必要でなりことがわかっている。したがっ
て本発明によって与えられる改善は、Ｆ□、Ｆ２またＵ
ＦＮの各フィルタセクションが第１順序または第２順序
のものであり、第２順序のセクションが２つの係数を有
することができることを保証することにある。２つの係
数を有する第２順序すなわち最も一般的な第２順序セク
シヨンを用いるために与えられる可能性に対しては、以
下のことは当業者には明らかである。すなわち、フ・イ
ルメ５嘔よび１５したがって予測フィルタ２は、任意の
伝達関数を実現することができる。この伝達関数は、一
般に、２変換を用いて、分子および分母がこれらフィル
タのそれぞれ非再帰部または再帰部に相当する２の多項
式である分数によって表わすことができる。実際には、
これらフィルタの再帰部または非再帰部は、第２順序の
フィルタの縦続配列によって最も好適に構成される。こ
の縦続配列には、２の多項式の次数が奇数の場合に第１
順序のフィルタが加わる。

第１図および第２図において、フィルタセクションＦ□
、Ｆ２．・・・ＦＮは、すべて、再帰形の第２順序のセ
クションとして表わされる。各フィルタは、２の 次式で示される釉類フ惺達文外関数を有している。

■ ｇ（Ｚ）＝　　　　Ｉ　　　Ｂ　　　　　　（１）■−
α２　−β２ ｚ”−１およびｚＶＸ、遅延Ｔおよび２Ｔに対ろし、Ｔ
はサンプリング周期であり、αおよびβはフィルタ係数
である。

以下の説明に対しては、伝達関数、　（Ｚ）Ｋ　ヨ’：
）　−Ｃ表わされる再帰形フィルタを安定させるために
係数αおよびβが満たさなければならない条件を定める
ことか望ましい。再帰形フィルタの安定条件は、２のこ
の伝達関数の極が単位半径の円内にあることであること
が知られている。次の条件が係数αおよびβに対して帰
することを示すことができる。

係数αおよびβをそれぞれ横軸および縦軸にプロットし
た第８図のグラフにおいて、座標αおよびβの点が直線 β＝−１，α＝−１＋β、　α＝ｌ−βによって取囲ま
れる三角形の内側になければならないという条件が明ら
かとなる。

セクションＦ０を、加算器２０によって構成する。

この加算器は、このセクションに入いる信号θ′を第１
入力端子に受信し、このセクションから出る信号３′を
供給する。信号Ｓ′を、縦続に配置され且つそれぞれ遅
延Ｔを与える回路２１およびｚ２に供給する。回路２１
から出る信号を、乗算器ｚ８によって係数α□を乗算し
、回路２２から出る信号を、乗算器２４によって係数３
．を乗算する。このようにして形成された２つの積を加
算器２５で加算し、このようにして形成された和を量子
化器２６によって丸める（または丸味をつける）。量子
化器２６は、エンコーダ内の圧縮回路４またはデコーダ
内の圧縮回路によって発生される量子化ステップｑに等
しいステップで動作する。丸められた（または丸味をつ
けられ九）信号を、加算器２０の第２入力端子に供給す
る。セクションＦ□に縦続に配置された他のフィルタセ
クションＦ、〜ＦＮハ同じように構成され、それぞれ係
数組（α２．β２）〜（α８．βＮ）を利用している。

縦続に配置された第２順序のフィルタセクションにより
構成されるフィルタ５に対して、予測信号ｐｈ著しく簡
単に得られる。すなわち、この予測信号Ｐは、加算器２
８によって、セクションＦ□〜ＦＮの縦続配列に取出さ
れる信号の和を、２６のような量子化器と２０のような
加算器との間の接続点に形成することによって得られる
。

第４図に示される差分ＰＯＭエンコーダの一般的な回路
図を用いて、予測信号を効果的に形成できることを示す
。この回路図において、第１図に示すように相互接続さ
れた要素１，２，８，４．６を示す。予測フィルタ２は
、フィルタの入力信号ｅ′と計算回路９１の出力信号と
を２つの入力端子に受信する加算器９０によって構成さ
れる再帰形フィルタである。計算回路９］は、加算器の
出力信号を受信して、予測信号Ｐを供給する。計算回路
９１は、その入力端子に供給され且つ重みづけされる２
Ｎ個のサンプルの加算を実行する。この計算を、次のよ
うＫＺの関数で表わすことができる。

Ａ工は、重み係数である。

したがって、第８図のエンコーダの伝達関数を次のよう
に表わすことができる。

また、次のように書くこともできる。

α□およびβ１は、係数Ａユから慣用される係数の組で
ある。

これは、次の等式となることを証明することができる。

（１−α、２−β、ｚ　　） これらの条件のもとで、伝達関数Ｈ（Ｚ）ｉ次のように
曹〈ことができる。

１＝１ したがって、予測フィルタ２の伝達関数予測フィルタの
この伝達関数Ｋ（Ｚ）は、第１図に示す予測フィルタ２
の回路によって正確に実現できることが容易にわかる。

予測フィルタ２は、入力信号θ′を処理するための＠２
順序の再帰セクションの縦続配列と、フィルタセクショ
ンでを出すれる信号の和として予測信号Ｐを形成するた
めの加算器とを具えている。これら各取出し信号は、各
フィルタセクションでの信号であり、この信号はこのセ
クションの入力信号に加えられる。

予測フィルタが非再帰形の場合には、予測フィルタを、
第８順序の非再帰セクションの縦続配列と予測信号Ｐを
同様にすなわちこのセクションの入力信号に加えられる
各フィルタセクションでの信号である各信号の和として
形成する加算器とによって構成することができる。

予測フィルタが再帰部と非再帰部とを具える場合には、
予測フィルタを、再帰セクションと非再帰セクションと
の縦続配列によって構成する。この縦続配列は、実現を
簡単にするため最も望ましｂ順序で配置することができ
る。この場合、予測信号は、上述したと同様に、再帰セ
クションおよび非再帰セクションにおいて取出される信
号の和として形成される。

２つの係数を有する第２順序の再帰フィルタセクション
の回路を、１つの係数を有する再帰フィルタセクション
の回１６に容易に変更することができる。したがって、
第１順序のセクションの回路は、係数、８□による乗算
の枝路を抑制することに４ニユ 得られる。他方、１つの係数を有する第Ｂ　Ｉ（ｆｉ序
のセクションの回路は、係数α、による乗算の枝路を抑
制することによって得られる。２つの係数を有するセク
ションについて以下に説明する内容は、セクションでの
抑制枝路を考慮するならば、１つの係数を有するセクシ
ョンに対しても勿論適用することができる。

本発明は、また、エンコーダおよびリモートデコーダに
おけるフィルタセクションＦ０〜ＦＮの係数を制御する
手段を具えて、エンコーダ内で形成された差信号ｅ、し
たがって、差分ＰＣＭ信号Ｘの量子化雑音を軽減するよ
うにする適合予測フィルタを提供する。

係数の制僧１に用いられる基準は、好適には、Ｍ　ｌｅ
ｌ　　と書くことのできる差信−ｈｅの平均２乗値の最
小化である。Ｍは、次の債の平均値かとられることを示
す演算子である。

この量Ｍｌｅ１２を、フィルタセクションＦｉ（ｉは、
ｌ　＜ｉ　＜：　Ｎである整数）の係数α１およびβ、
を制御する１頃ぎのアルゴリズムを用いる連続的反覆に
よって最小化することができる。このアルゴリズムに相
当する反覆式は次のような形をしている。

さいような一定係数であるこれら式は、反覆（ｎ＋１）
での係数α、（ｎ＋１）およびβ、（ｎ＋１）を得るた
めに、反覆ｎでの係数（χ、（ｎ）およびβ、（ｎ）に
導入される変更を示している。好適には、これら変更を
、差信号ｅの各サンプリング瞬時で計算し且つ実行する
ことができる。

（８）式および（４）式の係数の変史項を展開すると、
係数を次のように書くことができる。

係数によおよびに２が１に対して犬ぎいならば、各反覆
において係数に導入される変更は非常に小さく、したが
って演算子Ｍによって示される平均値の計算を実行する
ことは特に不必要どなる。他方、係数α、およびβ１に
対する差信号の傾きに対し、次式が成り立つものとする
。

ｅ □　＝　　Ｇ δα１　　α１ ＆。

−＝　　Ｇ ａβ　　β、 これら係数を制御するために実際に実行される反覆式は
、最終的に次のように書くことができる。

次に、傾きＧａ、およびＧβ、を、どのようにして容易
に実行できる形で表わすことができるかを示す。再帰セ
クションの伝達関数を与える（１）式を用いる場合、フ
ィルタ５または１５の入力信号ｅ′と出力信号Ｅ′との
間に次の関係が存在することを容易に見つけることがで
きる。

ｅ’＝Ｅ’（１−α、Ｚ−１−β、Ｚ　　Ｊ（１−α２
Ｚ−１−β　ｚｌｌ）・・・（１−αＮｚ−１−／ＮＺ
−２）（７）すでに述べたように、ｅ′は差信号ｅに非
常に近い。ｅがｅ′に等しいならば、Ｅ＝：　Ｅ／が得
られることを証明することができる。これらの条件のも
とで、線式によれば、差信−ｊ％Ｂを次のように書くこ
とができる。

ｅ＝Ｅ（ｌ−ｃｔ、ｚ　”−β、Ｚ−ｇ）（ｌ−α２Ｚ
−１−β２ｚ−２）・・・（ｌ−αＮＺ−１−内Ｚ”）
　　（８）（８）式から、傾きＧａ　およびＧβ　をそ
れぞれ次１ のように蒼くことができることがわかる。

（０）式は、１頃きＧａ０．　Ｇａ、・・・鴇を、セク
ショ７Ｆ□、Ｆ２・・ＦＮに同じである再帰セクション
に信号−ｅを供給し、これらセクションの出力信号なＴ
だけ遅延させることによって得られることを示している
。（１０）式は、１頃きＧβ　、Ｇβ２３０．。β、を
、同じセクションの出力信号を２Ｔだけ遅延させること
によって得られることを示している。

実際には、１頃き計算式（９）および（ｌＯ）と反覆式
（５）および（６）とは、エンコーダでのみ得られる差
信％ｅの代りに、エンコーダとリモートデコーダとの両
方でそれぞれ逆量子化器６および１６の出カー瑞子に得
られる信号θ′を利用することによって用いられる。

・　４３　・ これら式は、第１図に示すようにエンコーダにおいて用
いられる。量子化器６の出力端子に得られる信＠ｅ′を
、回路７において符号に関して変更し、信号−ｅ′を回
路８に供給する。この回路８では、セクションＦ、　、
　Ｆ２・・・ＦＮ　ト同一でありした１１（ってすべて
肉帰形であるフィルタセクションＦ□／　、　Ｆ２／・
・・ＦＮ′に信−ｐ−ｅ′を供給することによって、１
頃きＧａ　およびＧβが計−′される。したがり１ て、セクションＦ′は、セクションＦ０の・外素２０■ 〜２６と同じ要素２０′〜２６′によって構成される。

可変ステップ９を有するセクションにおいて信号を丸め
る（すなわち丸味をつける）ための量子化器２６′がセ
クションＦ、Ｉにあることに特に注量な払うべきである
。１１きＧａ　は、セクションＦ□′の出力信号なＴだ
け遅延させることによって、回路２１′の出力端子に得
られる。傾きＧβ□は、Ｔだけ追加の遅延な与えること
によって回路２２′の出力端子に得られろ。他の傾きは
、セクションＦ２／・・・Ｆｌ、′において同様に得ら
れる。信号−ｅ′と計−外された峨きＧａ　およびＧβ
　とを、回路９に供給１　　　　　　　　　　　　１ （４４ する。この回路９では、可変係数α、およびβ、が反覆
式（５）および（６）に従って計算される。フィルタセ
クションの安定性に対する条件（２）は満足される。係
数αおよびβは、セクションＦ工お１　　　　　　　　
　　　１ よびＦ′で用いる。これらセクションにおいて、これら
係数は、２８．２８’および２４．２４’のような可変
乗算器に供給される。

リモートデコーダでは、再帰式（５）　、　（６）と傾
き計算式（９）　、　（１０）とを、量子化器１６の出
力端子に発生する信″＠ｅ′に基づいて、エンコーダに
おけると同様に用いる。デコーダは、エンコーダの回路
？、８．９と同一で目４つ同じ係数（工、およびβ、を
供給するために同様に接続された回路１７．１８．１９
を具えている。

第５図は、傾きＧ、Ｇβと信号−ｅ′とに基づα１１ いて係数α、およびβ、を処理する回路９（または１９
）の構造を示す。（５）式に従って係数α、を処理する
ためには、この回路９は加算器８０を具える。回路９の
出力端子８１に発生する係数α１（ｎ）およびこの係数
の変更項は、サンプリンダ瞬時ｎＴで受信される。この
変更墳は、瞬時ｎＴで１頃きこのようにして形成された
Ａ責を、乗算器８８によって瞬時ｎＴで信号−ｅ′の値
により乗算する。乗′痒器の出力端子を、加ｎ器８０に
接続する。この加痒器の出力は、係数の新しい計算値を
形成する。

この計算値を、安定条件（２）を確証オろ回路ＩＯに供
給する。この回路１０の第１出力端子は、係数α、の最
終値を供給する。この最終値は、遅延回路８４において
時間Ｔだげ遅延された後、次のサンプリング瞬１１ｓ（
ｎ＋１）Ｔで用いられる。（６）式に従って係数β、を
処理するためには、回路９は、頑きＧβ、を有し、前述
した要素８０〜８４と同じ機能を有する替素８０′〜８
４′を具えている。しする。係数β、の新しい計算値は
、加算器８０′の出力端子に発生して、安定条！＋（２
）を保証する回路１０に供給される。この回路１０の第
２出力端子は、係数β、の最終値を供給する。この最終
値は、回路８４において迎延された後瞬時（ｎ＋１）Ｔ
で用いられる。

回路１０では、フィルタセクションの安定条件（２）を
満足する係数αおよびβ、が、回路ＩＯ内に示すフロー
チャートに従って得られる。このフローチャートは、当
業者には容易に実行することができる。加算器８０′の
出力端子に発生する係数β、の計算直を、１β１〈１で
あるかどうかを定める比較器８６に供給する。この条件
が満足されると、値βを係数β、の最終値として用いる
ことができる。この条件が満たされないと、係数β１に
対して保持される最終値は、１β１＝１−ｓ（ブロック
８７）となるようなものである。εは、ｌに対して小さ
い。加算器８０の出力端子に発生する係数α、の値αを
、β−１くα〈−β＋１であるかどうかを定める比較器
８８に供給する。用いられるβの値は、回路１０の他の
枝路によって供給される最終値である。この条件が満た
されると、値αを係数α、の最終値として用いることが
できる。

この条件が満たされないと、係数α、に対し保持される
最終値は、αが負か正かに従って、極限値α＝β−１＋
εマタハα＝−β＋１−ε（）゛ロック８９）となる。

当業者には、第５図に示すような単一回路を、この回路
がすべての絹の係数（α　、β　）を周期１ Ｔの間に連続的に処理するようにして、すべての係数α
、およびβ、を変魁するのに用いることができる。

係数を変更するために反〜式を用いるこの種の回路にお
いて一般に知られているように、式（５）および（６）
に表われる係数のｆ′史項を計算するのに必要な初ψ１
１１な動作を実際に実行しなければならないことを吹け
ることができる。１頃きＧａ、　Ｃ）β１ および信ｉ−ｅ／の大きさおよび符号を用いる代りに、
係数α、またはβ、の増加または減少を行わなければな
らないかどうかを決定するために符号のみを用いること
ができる。傾きが信号−ｅ′と同じ符号を有するならば
、係数の増加を行わなければならず、１頃きが信号−ｅ
′とは異なる符号を有するならば、係数の減少を行わな
ければならない。このようにして、回路９における計り
顎回路の複雑さをかなり軽減することができるが、係数
の収東時間の増加は犠牲になる。なぜならば、係数の増
加および減少は、非常に小さくなければならない同一値
を常に有するからである。

フィルタセクションの係数を得るための回路１０におい
て係数を確かめる動作は、依然と１２てかなり複雑なま
まである。本発明の変更によれば、これら動作を簡単に
するために異なる構造を有するフィルタセクションＦ０
〜ＦＮを用いるのｈ−好適である。この新規な構造は、
セクションのＺの伝達関数、たとえば（１）式によって
定められろ鷹２順序の再帰セクションの伝達関数７（Ｚ
）における係数に対する変数の変更に基づいている。ｙ
　（ｚ）は、次のように書くことができる。

δ”／とすれば関数１ｉ’　（Ｚ）は次のように表わさ
れる。

変数のこの変更によって、ｒ’（Ｚ）により定められる
再帰セクションの２つの係数は、βおよびδとなる。

セクションの安定性についてこれら係数に対し保証すべ
き条件は次のようになる。

安定性条件の確証を、βの負の値に対する制限によって
簡略化することがて゛ぎる。この場合、条件（１２）は
次のようになる。

（１Ｂ）式によって、２つの係数（工によびβを互いに
無関係に確証することができる。これは、この確証をか
なり簡略化することとなる。第８図の回路において、（
１８）式は、直交座標αおよびβの点が斜線を楕した三
角形ＯＢＣ内になければならないことを意味している。

＄６図およびｔｉＬ７図は、（１１）式の伝達関数ｆ’
（Ｚ）によって表わされる種類の再帰フィルタセクショ
ンを用いるエンコーダおよびリモートデコーダをそれぞ
れ示している。これら図において、第１図および第２Ｍ
の要素と同じ一定数の要素を、同じ番号で示す。

第６図によれば、エンコーダの予測フィルタ２は、それ
ぞれが（１１）式の伝達関数を有する縦続配列の再帰セ
クションＦ　　、Ｆ　　、・・・ＦＮａニヨツｌａ　　
　　　２ａ て構成されろフィルタアセンブリ５０を具エテイる。フ
ィルタセクションＦｌａを、加算器４０によって構成す
る。この加算器は、入力信号ｅ′を受信し、信号Ｓ′を
供給する。信号Ｓ′は、縦続に接続され且つＴだけの遅
延をそれぞれ与える２１「ａの回路４１および４２に供
給される。回路４１から出力される信号を、乗算器４３
においてδ□により乗′算し、このようにして形成され
た積を、加算器４５によって、回路４２から出力される
信号に加えられる。このようにして得られた和を、乗算
器４４によって係数β、により乗算する。回路４４によ
って供給された信号を、縫子化５４６ケ経て加算器４０
に供給する。このψ子化器は、圧縮回路４によって発生
される縫子化ステップ９に等しいステップで供給される
信号を丸めるまたは丸味をつける。他のセクションＦ２
ａ　”　Ｆ２Ｎは、同様に構成され、係数（β　、δ）
・・・（β８．δＮ）を用い２ る。加ｇ器２８によって４１５のような量子化器の出力
端子に得られる’１（Ｊｉ’　Ｍの札を形成することに
より、予１１１１信耕Ｐを第１図のエンコーダにおける
と同様に得る。この構造を有するセクションによって、
フィルタセクション’ｌａ〜ＦＮａにおいて単一組の可
変係数すなわち係数β１〜β、を用いることにより、予
測値Ｈｐの到来Ｐ（”Ｍ信号Ｅ−＼の十分な適合を得て
差信％ｅを減少させることができ、他方、係数δ、〜δ
、の組を適切に配分された値を有する一定係数とするこ
とができることがわかった。フィルタセクションでの計
算を、かなり簡単に行うと七ｈ！−できる。係数β、〜
β、による乗′４器は、可変係数によって複雑な乗算を
行う。一定係数δ、〜δ、を２の累乗として選ぶならば
、対応する乗算は、Ｍ単なシフトから成り、特に不必要
である。さらに（１Ｂ）式によって係数δ１の値δを−
２くδく＋２となるように１弯ぶならば、可変係数βの
値βが−ｌ〈βく０となることを簡単に確証することに
よって、セクションの安定性が得ろれる。フィルタアセ
ンブリ５０の実際の例では、それぞれ−２，−１，ｌＪ
、１．２に等しい値の可変係数β、〜β５および一定係
数δ、〜δ５を有する５　１１ｉ！ｉｌのフィルタセク
ションを用いた。

前述のセクションのＯＴｆ係数βを、（６）式に類似の
反覆式すなわち β　　（ｎ　−ト　１　）　　−β　　（ｎ）　　−−
・　ｅ　　−Ｇβ、　　　　　　　　　　　　　　（１
４）１　　　　　１　　　　Ｋ に従う連続反覆により制御することもできる。

この（１４）式で、Ｋはｌに対して大きい係数である。

（１１）式の伝達関数ｆ’（Ｚ）を用いる計算によって
、この傾きは次のように表わされることを示すことがで
きる。

この式（１５）は、反覆式（１４）を実行するのに必要
な傾きＧβ、を、予測フィルタのセクションＦ　と同じ
傾き計算セクションに信−１−ｅを供給ａ し、（δＺ　’十Ｚ−２）により出力信号が乗算される
これら傾き計算セクションの接続点で信号を取出すこと
によって得ることができる。実際には、１頃ぎ計算セク
ションおよび予測フィルタのセクションにおいて、予測
フィルタの適合がかなり悪影響な受けることなく、わず
かに異なる値を有する一定係毅δ□を用いることができ
る。

以下に説明する理由のため、予測フィルタのセクション
Ｆ　と同じ構造を有するが、可変係数ａ β　が一定係数ｒ工でｔａき換えられている１頃きセフ
ションの計算に用いることもできる。この場合、これら
１頃き計算セクションの伝達関数を次のように表わすこ
とができる。

これらセクションは、次の式に従う傾きＧβ、の近似値
を供給する。

第６同は、式（１５）または（１７）および帰納式（１
４）がエンコーダにおいてどのように用いられるかを示
す。Ｍ卦ｅの代りに用いられる信号ｅ′を回路７におい
てその符号を変更し、信号−ｅ′を回路５１に供給する
。この回路では、１噴きＧβ、が計算される。信号−ｅ
′を、セクションＦｌａ　”　ＦＮａ　”同じ構造を有
するフィルタ部Ｆ１ａ′〜ＦＮａ′に供給する。セクシ
ョンＦ１ａ′は、たとえば、セクションＦｌａの要素４
０〜４６と同じ要素４０′〜４ｔｌ’より成る。傾ぎＧ
βは、加算器４５′の出力端子に（１５）式または（１
７）式に従って取出される。乗算器４３１′は、乗算器
４８で用いられるのと同じ一定係数δ、による乗算を行
う。これとは対照的に、（１７）式が近似傾きの計算に
用いられるとするならば、乗算器４４′はセクションＦ
１ａで用いられるＪｆ係数β、の代りに一定係数ｒ□に
よる乗算を行う。他のフィルタセクション”Ｊｌａ’〜
ＦＮａ′ハ、係数６２〜δ、およびγ２〜ｒＮＰ１…六
Ｇβ２〜Ｇ７１９Ｎとを用いることによって、セクショ
ンＦ′□ニド同じように構成される。

このように計１さね、た信号−ｅ’および１頃きＧβ、
を、回路５２に共１姶する。この回路では、係数β１は
反覆式（１４）に従って処即される。フィルタセクショ
ンの安定条件（ま、満たされる。この反覆式（１４）の
実行は、係数β、の計算に関係する第５図の回路の右仙
１部に従って行うことができる。

既述したように、鴎きおよび信号（−ｅ’）の符号のみ
が用いられる場合には、前記計算をかなり簡単にするこ
とができる。セクションの安定のための条件（１３）に
従って、係数β□の値βが−１〈βく０となる場合、係
数β、の計算値を回路５２の出力端子でｒａ’［’に用
いる。この条件が満足されない場合には、係数β１は０
または一１＋εの値が与えられろ。

第７Ｍは、第０図に示されるエンコーダに関連したロー
カルデコーダの回路を示す。このデコーダは、エンコー
ダのフィルタ５０と同じで且つ信号Ｅ′を供給するフィ
ルター５０と、エンコーダの回路５１と同じで且つ頗き
Ｇβ　を供給する回路１５１と、エンコーダの回路と同
じでフィルタ１５０で用いられる可変係数β、を供給す
る回路１５２とに具えている。

可変係数βの代りに傾き計算セクションＦｉａに粘いて
一定係数ｒ　を用いることは、１噛きＧβ、の近似値の
みを与える。しかし、この近似によりて、実際には理想
の値に非常に接近した係数β、が得られる。これは、最
終的には予測値Ｊｉ４ｒＰの到来ＰＣＭ信−ｉＥへの井
筒に満足すべき適合につなかる。しかも、簡単に実現で
きるという明らかな利点に加えて、この方法は、接続の
確立またはラインエラーによって生じる不′贅列後に、
エンコーダのフィルタ５０（または予測フィルタ２）お
よびデコーダのフィルター５０の楚列時間を著しく減少
させるという利点を有している。実際には、エンコーダ
およびデコーダのフィルタ５０および１５０は、それら
の可変係数β、が同一である前には整列することができ
ない。これは、エンコーダおよびデコーダの傾き計算セ
クションが整列する場合にのみ達成することができる。

１頃き計算セクションのこの整列は、可変数β、をこの
目的に用いる場合には多くの時間を必要とする。これと
は対照的に、一定の係数ｒ１が用いられる場合には、フ
ィルり５０および１５０を、それら自身の整列の時間後
に特に整列させることができる。

セクションＦ　およびＦ′　において−？係数ｌａ　　
　　　　　　　　　　　ｌａ ｌ　およびδ　を用いる第６図および第７図による１ エンコーダおよびデコーダにおいて、これら係数による
乗算は、これらの係数に対して２の累乗のような簡単な
値が用いられる場合に、はとんど不必要となる。しかし
、セクションＦｌａでは、可変係数β、による乗算を依
然として実行しなければならず、このことは複雑である
。これらセクションＦ　において係数β、による乗算を
簡単にするａ ためには、係数が減少した数のビット＋有することは明
らかに有益である。しかし、そうでなげれば、可変係数
β、を得るために回路５２および１５２において実行さ
れる計算を、正確に行わなければならない。したがって
、これら計算を、指標として表わされ目つ係数β、より
も大きい数のビットで定められた補助変数で行うのが好
適である。これら係数を、指標の値■の関数としてテー
ブルから読取ることができる。この方法は、また、係数
にセクションの安定条件（−１＜βく０）に相当する値
βを容鵬に与えることを可能にする。

この方法は、さらに、係数の値βと指標の値Ｉとの間に
非線形法則を容易に確立できるようにする。

これは、有益である。

そうでなければ、エンコーダおよびデコーダのフィルタ
５０および１５０の整列問題に関して、一般的な反覆式
（１４）によって示されるよう、係数の変更項を頑きＧ
β、のみならず係数自体にも依存させるのが好適である
。これは、係数の変更に対して頑きＧβ、の符号および
信骨−ｅ′の符号のみな用いる場合に特に有益である。

このように動作し、係数βの値とは無関係に１司じ量だ
けエンコ−ダおよびデコーダの係数β１をｆ史する場合
には、エンコーダおよびデコーダの対応する係数間に初
朗差が無期限に保たれるという危険性／ｌ”−存在する
。

との欠点は、係数のｆ四項を糸数自体の伯に正確に依存
させることによって避けることができる。

係数の指標およびテーブル・ルック・アップを用いる技
術では、次の反覆式の一方または他方によって指標■を
たとえば計算することができる。

Ｉ（ｎ＋１）＝　Ｉ（ｎ）＋Ａ　　　　　　　　　　　
　　（１８）ＯＩ−−ｌとの間にある係数β、の絶対値
が、１頃キＧβおよび信書−ｅ’の各符号の関数として
増加または減少しなければならないことに応じて、反覆
式（１８）または（１９）を用いる。ＡおよびＬは、指
標のｆ虹を決定する一重項である。この指標の値を、さ
らに、値贈、。および工　　で市１１限する。

ａｘ これら反覆式を実際に実現するにあたっては、たとえば
Ａ＝５１２　、　Ｌ＝１２８１　Ｉ、、ｎ＝０１１　　
　＝　６５５１’１ｔｌＯ値を用いる。

ａｘ 第８図に基づくフローチャートは、反覆式（１８）およ
び（１９）を用いる場合、Ｎ個の係数β、間の係数βを
得るために係数計算回％５２および１５２で実行される
動作の連続を示す。新しい係数β（ｎ＋ｘ）を定めるた
めには、まず初めＫ（ブロック６０で）、傾きＧβと対
応する信号−θ′との符号を瞬時ｎＴで比較する。異な
る符号（左側枝路）は、係数βの絶対値が増大しなけれ
ばならず（ブロック６１）、かつ、指標工が（Ｉ８）式
に従って増大しなはればならない（ブロック６２）を示
している。次に、指標工（ｎ＋１）の新しい値を検査し
て、この値が極限値Ｉｍａｘを越えるかどうかを決定す
る（ブロック６Ｂ）。この条件が満たされると、新しく
保持された指標値は工、ｌ１ａｘとなる（ブロック６４
）。これは、テーブル６５から新しい係数β（ｎ＋ｘ）
の極限値−１十εを読取る働きをする。条件工（。やｘ
）〉工ｗａｘが満念されな−と、新しい指標値工（ｎ＋
□）が保持され、テーブル６５から新しい値の係数β（
ｎ＋ｘ）を直接に読取る。この新しい値の係数は、負値
であり多くとも一１＋εに等しい。Ｇβの符号と−ｅ′
の符号とが等しいと、動作はブロック６０の右側枝路に
より示すように処理される。係数βの絶対値は減少しな
ければならない（ブロック６６）。

指標は（１９）式に従って増大しなければならない（ブ
ロック６７）。次に、新しい値の指標Ｉ（ｎ＋１）が負
であるかどうかを調べる（ブロック６８）。

値Ｉ（ｎ＋１）が負ならば、新しく保持された指標値は
−０゜二〇となる（ブロック６０）。この値は、テーブ
ル６５において、零に等しい係数に一致する。値Ｉ　（
ｎ＋ｉ）が負でなければ、テーブル６５から新しい値の
係数を直接に読取る働きをする。係数の絶対値を軽減す
るために用いられる反覆式（１９）は、新しい係数値を
その絶対値に依存させる。同時に、指標とテーブル６５
から読取られる係数の値との間に非直線的対応を確立す
ることができる。たとえば、同じ指標変更は係数が零に
近づくときに大きな係数変化を生じさせ、係数が−１に
近づくときに小さな変化を生じさせる。

補助変数（指標）を用いて計算を行うこの技術を、第１
図および第２図に示される一般的な場合と同じように適
用することができる。第１図および第２図においては、
エンコーダおよびデコーダのフィルタセクションは、２
つの可調整係数α□およびβ、を有している。安定なフ
ィルタセクションを得るためには、これら係数は、上述
した条件（２）を満たさなければならない。係数αまた
はβに対して指標Ｉ４および工βを計算するためには、
（１８）式および（１９）式に類似の反覆式を用いるこ
とができる。選ばれた式は、信号−ｅ′と傾きＧａ１ま
たはＧβ□との各符号に依存する。第９図および第１θ
図のフローチャートは、Ｎ係数α□とβ、との間に１組
の係数αおよびβを得るために実行される動作の連続を
示す。

第９図は、主に係数βの決定に関係している。

新し−係数β（ｎ＋ｘ、）を決定するためには、まず初
めに、信号−θ′および傾きＧβが同じ符号を有するか
どうかをブロック１００においてシ周べる。これらの符
号が異なると、係数βに対する指標Ｉβは増大しなけれ
ばならない（ブロック１０１）。

ブロツ月０２では、指標の実際の値工β（ｎ）が正であ
るかどうかを調べる。正の場合には指標は次の反覆式に
従って増加する（ブロック１０８）。

工β（ｎ＋１）　”　工β（ｎ）　＋ＡＩここに、ＡＩ
は正の量である。負の場合には指標は次式に従って減少
する。

工β（ｎ＋１）−工８（ｎ）＋０１−工β（ｎ）／Ｂよ
ここに、ＢｏおよびＣ□は正の轍である。両方の場合に
、新しい指標１β（ｎ＋、）が最大値工βｍａｘより大
きいかどうかを調べる。条件工β（。や□）　＞　Ｉβ
ｍａｘが満足されると、新しく保持された指標値はＩβ
□ゆである（ブロック１　ｏ　６　）。これは、表１０
７から係数の最大値を読みとる働きをする。条件工β（
ｎ＋、）〉エバａｘが満足されないと、新しい値の指標
工β（ｎ＋□）が保持され、これは表１０７から係数β
の新しい値β（ｎ＋１）を直接に読取るのに役立つ。ブ
ロック１００で行われる検査が信号−〇′および傾きＧ
βが同じ符号を有することを示すならば、指標工βは減
少しなければならない（ブロック１０８）。ボックス１
０９では、指標の実際の値工β（□）が負であるかどう
かを検査する。負であれば指標は次の反覆式に従って減
少する（ボックス１１０）。

工β（ｎ＋１）　”　’ｆｉ（ｎ）　−０１負でなけれ
ば指標は次の反覆式に従って減少する（ボックス１１１
）。

１、ａ　（ｎ　＋　１　）　＝Ｉｐ　（ｎ）　　Ａ　ｒ
　　Ｉ　８（ｎ）／　Ｄ　＋ここに、Ｄｌは正の置であ
る。両方の場合において、新しい指標■β（ｎ＋ｉ）が
最小値■β０、。によりも小さいかどうかを調べる。■
、ｓ　（ｎ＋１　）　（Ｉβｍｉｎならば、指標の新し
い保持値は工　　であり（ブロクβｍｉｎ り１１８）、これはテーブル１０７がら係数βの最小値
を読取るのに役立つ。条件 工β（ｎ＋１）　＜　Ｉβ。□。

が満足されないならば、新しい値の指標Ｉβ（ｎ＋ｘ）
が保持され、テーブル１０？から係数βの新しい値β（
ｎ＋ｔ）を直接に読取る働きをする。

そうでなければフィルタセクションの安定条件（２）は
、係数αの最大値および最小値が係数βの各値に相当す
ることを明瞭に示す。同様に、係数αを定める念めにｍ
−られる指標工。の最大値工。ｍａｘおよび最小値１ａ
、Ｉｌよｎは、係数βを定めるために用いられる各指標
値工βに相当する。第９図は、テーブル１１４および口
」を示す。これらテーブルから、各指標値工βに対し、
指標Ｉｃｔのそれぞれ最大値工ａｍａｘおよび最小値工
Ｃｔｍｉｎを読取る。

第１０図のフローチャートは、係数αの決定に関係する
。このフローチャートに、第９図の７０−チャートとほ
とんど同じであり、ブロック１２０〜１８８により示さ
れるステップでは、第９図に７’ｏツクｌＯＯ〜１ｌ１
３１ｃより示されるステップで行われる動作と同一また
は類似の動作が実行される。ボックス１２０では、信号
−〇′および傾きＧｃｔが同じ符号を有するかどうかを
調べて、指標ＩＣｔカ増大しなければならな込か（ブロ
ック１２１）または減少しなければならないか（ブロッ
ク１２８）を決定する。動作の連１ｆは第９図のフロー
チャートにおけると同様であり、新しい指標工。（ｎ＋
ｘ）の保持値の関数として、テーブル１２７からの係数
αの値の読取りにおｈて終了する。ブロック１２８゜１
２４．１８０，１８１で用いられる反覆式は、対応する
ブロック１０３，１０４，１１０．Ｉｌｌで用いられる
反覆式と同じ形を有するが、量Ａ１．Ｂ。

０□、Ｄ□とは異ならせることのできる量Ｅ□、Ｆ０゜
Ｇ、Ｈ，を有している。他方、条件ｌ１２（ｎ＋１）　
＞工ｒｚｍａｘおよびＩｃｔ（ｎ＋１）　＜　ＩＣｔｍ
ｉ、ｎが調べられるブロック１２５および１１３２にお
いて、値工（ｘ□つおよびＩ　　は一定ではないが第９
図に示されるテ【１ｍ１ｎ −プル１１４および１１５から生じることに注意すべき
である。

以上では、エンコーダのローカルデコーダおよびリモー
トデコーダを構成する縦続に配置されたすべてのフィル
タセクションは、再帰形で４にとを提案した。非再帰形
のフィルタセクションまたは２つの種類のフィルタセク
ションの組合せを用いることもできる。

第１１図は、たとえばエンコーダを示す。このエンコー
ダのフィルタ５は、たとえば、２次順序のＮ個の再帰形
セクションと２次順序のＬ個の非再帰還セクションとか
ら成る。再帰部は第１（９）に示すのと同じ種類のもの
であり、すなわちそれらの伝達関数ｆ　（Ｚ）は（１）
式に相邑している。簡単にするために、第１セクシヨン
Ｆ０のみを示しており、その要素は第１図と同じ番号で
示す。２つの可変セクションは、次式で示す種類の伝達
関数に相当する。

ｈ（Ｚ）＝　１　＋　ａＺ　　＋　ａＺ　　　　　　　
　　（２０）ここに、ａおよびｂはこれらセクションの
係数である。簡単にするために、第１非再帰セクシヨン
のみを図示し友。このセクションは加算ＳＳＯを具え、
この加算器は、入力信号と、遅延回路８１゜８２、可変
係数ａ□　ｂ、により乗算する回路、加算器８５、ラウ
ンドオフ量子化器８６により吹出され比信号とを受信す
る。既知のように、同じ遅延回路を再帰および非再帰セ
クションの組に対して用いることができる。

すでに述べたように、加算器２８によって、縦続に配置
されたフィルタセクションから発生ずる信号の和を形成
することによって予測信号Ｐが得られる。フィルタセク
ションから発生する各信号は、このセクションの入力信
号に加えられる各セクション（再帰部たは非再帰）にお
ける信号である。

係数ａ−ａ　　およびｂ０〜ｂ、を用いるＬ個の非再Ｌ 帰セクションの存在を考慮すると、前記（８）式が次の
ようになることを示すことができる。

係数α　およびβ　（ｌ＜ｉ＜Ｎ）Ｕ非再帰セクショ１
　　　　　　　　　　　１ ンの係数であり、係数ａ　およびｂｊ（＋＜ｊ＜Ｌ）は
非再帰セクションの係数である。

ｉＡ 傾き　Ｇ、工、−１石 および θθ ０β・−扇 ほ（９）式および（１０）式に相当し、は、 に相当することを示すことができる。

式（２２および２８）は、非再帰セクションに相当する
傾きＧａｊおよびＧｂＪが、非再帰セクションの伝達関
数とμ逆の伝達関数を有する再帰セクションに信号−θ
を供給し、再帰セクションの出力信号がＴおよび２Ｔ遅
延するこれら再帰セクションの接続点で信号を吹出すこ
とによって得られることを示してｂる。

第１１図は、回路８において、セクションＦ□の係数α
、およびβ２に関する傾きＧ１□およびＧβ、と、セク
ションＨ０の係数ａ０およびｂｌ［関する傾きＧ　およ
びＧｂ□とがどのようにして計算される１ かを示す。傾きＧヶ□およびＧｓ□は、セクションＦ０
と同じセクションＦ０′に信号−θ′を供給し、同じ接
続点すなわち遅延回路２１′および２２′の出力端子に
信号を吹出すことによって、第１図に示すように正確に
得られる。傾きＧ　およびＧ、□は、１ セクションＨ０の伝達関数とは逆の伝達関数を有すル再
帰セクションＨ０′に信号−６’を供給することによっ
て得られる。このセクションＨ，’　ｉｄ、セクション
Ｈ０の要素８１〜８６と同じ機能を有し、遅延回路８１
′の入力端子が加算器８０′の出力端子に接続され且つ
乗算器回路８Ｂ’、８４’に用いられる係数がそれらの
符号について変更されり係数ａｊｉｒよびｂｏであるこ
と以外は同じように相互接続された要素８１’〜８６′
を具えている。傾きＧａ□およびＧｂｌは、遅延回ｗ！
ｒ８１’および８２′の出力端子に得られる。

係数α１．β□を、反覆式（５）および（６）を用いる
ことによって回路Ｏで調整することができる。係数ａｊ
およびｂｊハ、傾きＧａｊおよびＧｂｊが用いられる反
覆式（５）および（６）によって調整することができる
。係数を調整する回路９は、係数α□、β□とａｊ。

ｂｊ　との間に区別を設けることなく、第５図の回路と
全く同じようにすることができる。

エンコーダのフィルタ５では、次式で示す伝達関数ｈ’
（Ｚ）を有する非再帰セクションを用いることもできろ
。

ｈ’（Ｚ）＝ｘ＋ｂ（ｄＺ　　＋Ｚ　　）　　　　　　
　　（２４）伝達関数ｈ　’　（Ｚ）を有するこれら非
再帰セクションは、（１１）式の伝達関数ｙ’＜ｚ＞を
有する置場セクションと共に、縦続配列に接続すること
ができる。可変係数す、および一定係数ｄ、を有する伝
達関数Ｈ’　（Ｚ）を有するフィルタ５の非再帰部を、
可費係数有する傾き計算セクションに関連させることが
できる。他の変形例では、可変係数す、および一定係数
ｄｊを有するフィルタ５のこれら非再帰セクションを、
次式で示す伝達関数を有する近似傾き計算セクションに
関連させることができる。

ここに、０およびｄ１ｆ″Ｘ、一定係数である。これら
２つの変形例では、出力信号が（ｄＺ　　＋Ｚ　　）に
よって乗算される傾き計算セクションの接続点で信号を
取出すことによって傾き論が得られ＾。非再帰セクショ
ンの傾きを、第８．第９．第１０図に関して説明したよ
うに特に指標を用いることによって、再帰セクションの
係数と同様に、信号ｅＪおよび傾きの符膏から定めるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、２つの＋ｒＪ調整係数を有する再帰形フィル
タセクションを用いる不珀明万式の差分ＰＯＭエンコー
ダの実通例を示す図、 第２図は、第１図に示すエンコーダに関連するデコーダ
？示ＴＩＡ。 第３図は、各フィルタセクションの２つの係数に対して
満たすべき条件を示す線図、 第４図は、差分ＰＯＭエンコーダの簡略化した回路図、 第５図は、口■調整係数を有するフィルタセクションの
係数調整回路において満たされる関数を示すＩｇｌ路図
、 第６図は、エンコーダの再帰セクションに１つの目Ｔ［
整係数と、傾き計算セクションに２つの一定係数を用い
る本発明方式の差分ＰＯＭエンコーダの例を示す図、 第７図は、第６図に示すエンコーダに関連するデコーダ
を示す図、 第８［Ａは、補助変数の媒介により、可調整係数を有す
るフィルタセクションの係数を決定するために行われる
動作のフローチャートを示す図、第９図および第１０図
は、２つの補助変数の媒介により、２つの可調整係数を
有するフィルタセクションの係数組を決定するために実
行する動作のフローチャートを示す図、 第１１図は、２つの可調整係数を有する再帰お（７５） よび非再帰セクションを用いる水元明方式の差分ＰＯＭ
エンコーダの例を示す図である。 ｌ・・・減＃器　　　　　　２・・・予測フィルタ３　
、６　、２６・・・は子化器　５　、１５　、１５０・
・・フィルタ１４・・・圧縮回路　　　　　１６・・・
逆世子化器２ｔ１　、２５　、２８・・・加算器　２３
　、４３　、４４・・・乗算器８４・・・遅延回路　　
　　　３６　、３８・・・比較器５（］・・・フィルタ
アセンブリ　５２　、１６２・・・係数計算回路。 特許出願人　　テレコミユニカシオン・ラジオエレクト
リック・工・テレホニク・テ・アール・テ （７６１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｌ　差分パルスコード変調を用いるデジタル情報伝送方
   式であって、到来直線Ｐ　ＯＭ　信号を減少した数のビ
   ットを有する差分ＰＧＭ信号に変換するエンコ一ダと、
   逆変換を行うリモートデコーダとを具え、前記エンコー
   ダは前記到来直ｌｆＭｐｅｇ信号と予測信号との間の差
   信号を形成する差形成回路と、この差信号を量子化して
   前記差分ＰＣＭ信号を形成する量子化器と、前記差分Ｐ
   ＯＭ信号を受信して前記予測信号を形成するローカルデ
   コーダとを有し、このローカルデコーダと前記リモート
   デコーダとは同じように構成し、かつ、各セクションは
   前記差分ＰＯＭ信号の量子化ステップに等しいステップ
   で動作する丸め（または丸味をつける）回路を有するデ
   ジタル情報伝送方式において、前記デコーダおよび前記
   リモートデコーダのフィルタは、少くとも一方が調整可
   能な２つの係数を有する第２順序の数個のフィルタセク
   ションを具え、前記ローカルデコーダのフィルタと前記
   リモートデコーダのフィルタとの対応セクションの可調
   整係数を、前記差分ＰＯＭ信号から取出される同一信号
   を受信する同一の制御回路によって制御し、これら制御
   回路は、連続反覆により前記ｉＪ調整係数を計算して前
   記エンコーダに発生した前記差分信号の所定関数を最小
   化する手段と、各セクションおよび各反情において、計
   算された変更項により影響される各可調整係数が上限値
   より大きいかまたは下限値より小さいかを検査する手段
   とを有し、前記極限値を、前記セクションの２の伝達関
   係の極（または零）が単位半径の円の内側に丁度あるよ
   うに定め、前記検査が正の場合には前記ｌ＋Ｊ′調整係
   数に対して保持される変更値を最も近い極限値とし、前
   記検査が負の場合には前記計算された変更項により影響
   される値を最も近い極限１ｊａとすることを特徴とする
   特ジタル情報伝送方式。 ＆　特許請求の範囲第１項に記載のデジタル情報伝送方
   式において、前記エンコーダでの予測信号を、前記フィ
   ルタセクションで取出される信号の和を形成することに
   より得て、前記フィルタセクションで取出された信号の
   それぞれを、このフィルタセクションの入力信号に加え
   られる各フィルタセクションでの信号としたことを特徴
   とするデジタル情報伝送方式。 ＆　特許請求の範囲第１項または第２項に記載のデジタ
   ル情報伝送方式において、前記ローカルデコーダおよび
   前記リモートデコーダのフィルタセクションの各可調整
   係数の変更項を各反覆において、前記差分ＰＯＭ信号と
   前記可調整係数に対する前記差信号の傾きとから取出さ
   れ、■より小さい係数により重み付けされた積として計
   算し、前記各類きを傾き計算回路において形成し、この
   傾き計算回路は、前記差分ＰＯＭ信号から取出される前
   記信号を受信し、前記差分ＰＯＭ信号の量子化ステップ
   に等しいステップで動作する丸め（または丸味をつける
   ）回路を具えることを特徴とするデジタル情報伝送方式
   、。 表　特許請求の範囲第１項から第３項のいずれかに記載
   のデジタル情報伝送方式において、前記差分ＰＯＭ信号
   から取出される前記信号を、前記ローカルデコーダおよ
   び前記リモートデコーダに設けた逆量子化器の出力端子
   に得ることを特徴とするデジタル情報伝送方式ｄ・五　
   特許請求の範囲第８項または第４項に記載のデジタル情
   報伝送方式において、前記ローカルデコーダおよびｌＵ
   記クリモートデコーダフィルタが、 αおよびβ：セクションのｐＪ調整係数で表わされる２
   の伝達関数に応答する少くとも１個の再帰形フィルタセ
   クションを具え、傾きＧａおよびＧａを、前記差分ＰＯ
   Ｍ信号から取出される前記信号を伝達関数ｇ　（Ｚ）に
   応答する再帰形傾き計算セクションに供給し、かつ、こ
   のセクションの出力信号がＴおよび２Ｔ（Ｔはサンプリ
   ング周期）遅廷される前記傾き計算セクションの接続点
   で信号を取出すことによって得ることを特徴とするデジ
   タル情報伝送方式。 ＆　特許請求の範囲第８項から第５項のいずれかに記載
   のデジタル情報伝送方式において、前記ローカルデコー
   ダおよびリモートデコーダのフィルタが、 β：セクションの可調整係数 β：セクションの一定係数 で表わされるＺの伝達関数に応答する少くとも１個の再
   帰形フィルタセクションを具工、傾きＧａを前記差分Ｐ
   ＯＭ信号から取出される前記信号を、前記ローカルデコ
   ーダおよび前記リモートデコーダのフィルタの対応セク
   ションの係数にほぼ等しい一定係数δを有する伝達関数
   ｇ　’（Ｚ）に応答する再帰形傾き計算セクションに供
   給することにより得て、前記傾きをこのセクションの出
   力信号が（δ２＋２）で表わされる２の関数によって乗
   算される前記傾き計算セクションの接続点に取出すこと
   を特徴とするデジタル情報伝送方式。 ７、　特許請求の範囲第８項から第６項のいずれかに記
   載のデジタル情報伝送方式において、前記ローカルデコ
   ーダと前記リモートデコーダのフィルタが、 β：セクションの可調整係数 β：セクションの一定係数 で表わされる２の伝達関数に応答する少くとも１個の再
   帰形フィルタセクションを具え、傾きＧａを、前記差分
   ＰＯＭ信号から取出される前記信号を、２つの一定係数
   ｒおよびδを有し、 で表わされる伝達関数に応答する再帰形傾き計算セクシ
   ョンに供給することにより得て、前記２つの係数は前記
   ローカルデコーダおよび前記リモートデコーダのフィル
   タの対応セクションの係数に等しく、前記傾きを、（δ
   ２＋２）で表わされる２の関数によって乗算される前記
   傾き計算セクションの接続点に取出すことを特徴とする
   デジタル情報伝送方式。 ８、　特許請求の範囲第３項から第７項のいずれかに記
   載のデジタル情報伝送方式において、前記ローカルデコ
   ーダおよび前記リモートデコーダのフィルタが、 ｈ（Ｚ）　−１＋ａＺ−１＋ｂＺ−” ａおよびｂ：セクションの可調整係数 で表わされる２の伝達関数に応答する少くとも１個の非
   再帰形フィルタセクションヲ具工、傾き詰およびＧｂを
   、前記差分ＰＯＭ信号から取出される前記信号を、伝達
   関数下方に相当する再帰形傾き計算セクションに供給し
   、かつ、このセクションの出力信号がＴおよび２Ｔ（Ｔ
   はサンプリング周期）遅延される前記傾き計算セクショ
   ンの接続点で信号を取出すことにより得ることを特徴と
   するデジタル情報伝送方式。 ９、　特許請求の範囲第８項から第８項のいずれかに記
   載のデジタル情報伝送方式において、前記ローカルデコ
   ーダおよび前記リモートデコーダのフィルタが、 ｈ’（Ｚ）　−１＋ｂ　（ｄＺ　　　＋Ｚ　　　）ｂ＝
   セクションのｌ１ｉＴ調整係数 ｄ：セクションの一定係数 で表わされる２の伝達関数に応答する少くとも１個の非
   再帰形フィルタセクションを具え、傾きＧｂを、前記差
   分Ｐ（ＦＭ信号から取出される前記信号を、前記ローカ
   ルデコーダおよび前記リモートデコーダのフィルタの対
   応セクションの係数にほぼ等しい一定係数ｄを有する伝
   達関数−「面に応答する再帰形傾き計算セクションに供
   給することにより得て、前記傾きを、このセクションの
   出力信号が （ｄＺ　　＋ｚ　　）で表わされる２の関数により乗算
   される傾き計算セクションの接続点に取出すことを特徴
   とするデジタル情報伝送方式。 １０、　　特許請求の範囲第８項から第９項のいずれか
   に記載のデジタル情報伝送方式において、前記ローカル
   デコーダと前記リモートデコーダが、 ｈ’（Ｚ）　−１＋ｌ）　（ａｚ　　　十Ｚ　　　　）
   ｂ＝セクションの＋ｉＪ’調整係数 ｄ：セクションの一定係数 で表わされる２の伝達関数に応答する少くとも１個の非
   再帰形フィルタセクションを具工、傾きＧｂを、前記差
   分ＰＯＭ信号から得られる前記信号を、２つの一定係数
   Ｃおよびｄを有し、 で表わされる伝達関数に応答する再帰形傾き計算セクシ
   ョンに供給することにより得て、前記２つの係数は、前
   記ローカルデコーダおよび前記リモートデコーダのフィ
   ルタの対応セクションの係数にほぼ等しく、前記傾きを
   このセクションの出力信号が（ａＺ　　＋Ｚ　　）で表
   わされるＺの関数により乗算される前記傾き計算セクシ
   ョンの接続点で取出すことを特徴とするデジタル情報伝
   送方式。 ＩＬ　　特許請求の範囲第５項から第１０項のいずれか
   に記載のデジタル情報伝送方式において、Ｚ　、　ｇ（
   Ｚ）またはｈ　（ｚ）の伝達関数に応答する各フィルタ
   セクションに対し、可調整係数α。 βまたはａ、ｂを検査するために各反情において用いら
   れる前記極限値を、条件 １βｌ＜ｌおよびβ−１くαく−β＋１または ｌｂｌ＜１およびｂ−１＜ａ＜−ｂ＋１から取出し、こ
   れら係数は関数ｇ（ｚ）の零点が前記単位半径の円内に
   あるように満足しなければならないことを特徴とするデ
   ジタル情報伝送方式。 １λ　特許請求の範囲第５項から第１１項のいずれかに
   記載のデジタル情報伝送方式において、Ｚ　、　ｇｔＺ
   ）またはｈ　’（ｚ）の伝達関数に応答する各フィルタ
   セクションに対し、可調整係数βまたはｂを検査するた
   めに各反覆において用いられる前記極限値を条件 または から取出し、可調整係数βまたはｂが、関数ｇ’（Ｚ）
   の極または関数ｈ’（ｚ）の零点が前記単位半径の円内
   にあるように満足しなければならないことを特徴とする
   デジタル情報伝送方式。 ｌ＆　特許請求の範囲第１２項に記載のデジタル情報伝
   送方式において、伝達関数ｇ（Ｚ）またはｈ’（Ｚ）を
   有するフィルタセクションの一定係数δまたはｄを、−
   ２くδく２または −２くｄく２となるように選び、可調整係数βまたはｂ
   を検査するために各反覆において用いられる前記極限値
   を、条件−１くβ≦０または−１＜ｂ≦０から取出すこ
   とを特徴とするデジタル情報伝送方式。 １４　　特許請求の範囲第８項から第１８項のいずれか
   に記載のデジタル情報伝送方式において、各可調整係数
   に対して、係数を調整する回路が、傾きの符号と前記差
   分ＰＯＭ信号から取出される前記信号の符号とに応答し
   て、各ｉＪ調整係数の変更の方向を各反覆において決定
   する手段を具えることを特徴とするデジタル情報伝送方
   式。 １五　特許請求の範囲第１４項に記載のデジタル情報伝
   送方式において、前記係数を調整する回路が、さらに、
   反覆式に従って各ｉＪ調整係数に対応する補助変数１を
   計算し、かつ、この補助変数の実際の符号と各可調整係
   数の前記変更方向とに各反覆において依存する手段と、
   前記補助変数の値の関数として各可調整係数の値をテー
   ブルから読取る手段とを具えることを特徴とするデジタ
   ル情報伝送方式。 １ａ　　特許請求の範囲第１５項に記載のデジタル情報
   伝送方式において、可調整係数が増大しなければならな
   い場合に、対応する補助変数工を、実際の値Ｉ　（ｎ）
   が正かまたは正でないかに応じて、反覆式 ％式％（） （） に従って計算し、可調整係数が減少しなければならない
   場合に、対応補助変数工を、実際の値Ｉ　（ｎ）が負か
   または負でないかに応じて、反覆式 ％式％（） （） に従って計算し、ここにＡ　、Ｂ　、Ｏ、Ｄを一定の正
   の量としたことを特徴とするデジタル情報伝送方式。 １７　　特許請求の範囲第１５項または第１６項に記載
   のデジタル情報伝送方式において、各フィルタセクショ
   ンの各可調整係数に対し各反覆において行われる検査を
   、前記可調整係数に対応する補助変数に対して行い、こ
   の検査に用いられる補助変数の極限値を、可調整係数に
   対して定められる前記極限値から取出すことを特徴とす
   るデジタル情報伝送方式。