JPS589026A - 流量または流速測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、超音波を用いてカルマン渦を検出して、被
測定流体の流量または流速を測定する流量また線流速測
定装置に関する。

周知のごとく、流体中に柱状渦発生体を挿入すると、こ
の渦発生体の両側面で流れが剥離し、この渦発生体の下
流側に交互に規則的な渦、ナなわら、カルマン渦が発生
する。このカルマン渦の生ｌｔ数は流体の流速または流
量に比例するところから、カルマン渦の検出にょｐ流量
または流速を正確に測定できる。超音波を用いてカルマ
ン渦を検出する装置は実公昭５４−４１６６５号公報で
提案されておシ、第１図にその装置を示す。

この第１図におけるｌは被計測流体が流れる流路で、中
央に周知の渦発生＃−２が挿入配設されている。この流
路１の渦発生体２から所望距離後流側に位置する管壁に
は、超音波信号を接続発射する送波用振動子３と、この
送波用振動子３と対峙して受波用振動子４がそれぞれ配
設してあって、送波用振動子３から発射され念所望の周
波数の超音波信号波が流路ｌを流れる流体を介して受波
用振動子４のところまで伝播するようにしである。

また、５は送波用振動子３’ｉ励振する発振器で、その
出力信号は送波用振動子３と後述の７エイスシ７タ６に
入力するようにしてあり、他方、受波用振動子４の出力
は増幅器１２を介して位相比較器７の第１入力端７ａに
入力するようになっている。

位相比較器７の第２入力端７ｂｌＣは、フェイスシフタ
６の出力を入力するようになっており、その出力端７Ｃ
には次段のバンド／ヤスフィルタ８とローパスフィルタ
９のそれぞれを接続しである。

を次、バンド／４スフイルタ８は所定の周波数帯域の信
号のみを通過させ、増幅Ｂ１ｏを介して、出力ターミナ
ル１１より出力が得られるようにしてあル、ローノ臂ス
フィルタ９は直流信号のみを通過させ、７エイシ７タ６
に制御信号として入力するようＫなっている。

次に、第１図のカルマン渦検出装置の動作について説明
する。まず、発振器５が送波用振動子３の固有振動数に
一致した周波数の信号を発振し、この出力信号によシ送
波用振動子３ｔ−励振させ、所定の超音波信号を発信さ
せるとともに、７エイスシフタ６にも前記信号を入力さ
せる。

他方、流路を伝播した超音波信号は受波用振動子４によ
って受波されるが、？−の超音波信号は流体中に生じて
ｂるカルマン渦によ多位相変調されている。いま、増幅
器１２’を通過し危殻の受波用振動子４の出力信号波の
位相ｔφハこの出力信号の平均位相をφ′３、カルマン
渦によって生じ次変動位相分を±Δφとすると、前記出
力信号の位相はφ嵩＝φ−±Δφであシ、これが位相比
較器７の第１入力端７ａに印加される。

この位相比較器７の第２入力端７ｂには、フエＱさ、 イスシフタ６を介して位相φ１なる信号が入力されてい
るので、その位相φ１−φ１に基づく信号が出力され、
この出力のうち、φ１−φ−に基づく直流信号成分のみ
がロー・やスフィルタ９を介してフェイスシフタ６に入
力されるとともに、パントノ臂スフィルタ８からはカル
マン渦による変動位相分±Δφに基づくカルマン渦信号
が得られ、出力ターζナル１１からの出力でもって流体
の流量または流速が測定できる。

ローパスフィルタ９からの出力、すなわち、（φ１−φ
′鵞）の位相差に基づく直流信号成分はフェイスシフタ
６に帰還され、かつその信号によりフェイスシフタ６の
位相量が制御される結果、位相比較器７の作動状ｌ！１
′＠：その動作範囲の最適領域にほぼ安定させることが
できるので、流体の位相差（φ１−φ′３）の温度やそ
の他の物理的条件などによる変化を自動補正するので、
カルマン渦信号検出が全く影ＩＰを受けずに常に正確な
測定が可能である。

第２図に゛第１図の各点の電圧波形を示す、第２図囚に
おいて、受信波信号ｖ１の平均位相蝶−で。

カルマン渦によって生じた変動位相分は±Δφである０
位相比較器７をたとえば、エクスクル−シブＯＲ回路と
すると、フェイスシフタ６の出力Ｖ禽との位相差１φ１
−φ−１は８４が最適値であるので、１φｌ−φ′２１
ミタとなるようにΔφ（υ　が制御ｊされる。

第２図０は、第２ｔｌ！Ａ囚と比べてφ′８が変化した
場合で、この場合にもΔφ■が変化して、１φｌ−φ１
１糎りとなるように制御される。

第３図囚は比較器７の具体例を示すもので、エクスクル
−シブＯＲ回路で構成した例を示すものであり、第３図
の）はこの位相比較器７の入出力特性を示すものであり
、図中のαは無歪で復調可能な位相範囲（±Ｚρを示す
。また、Ｋａ図はカルマン渦によって生じた変動分±Δ
φの復調信号を示し、図中のβはカルマン渦による変動
分（±Δφ）である。

第３図Ｎに示すように、通常の位相比較器７の出力ｖ４
は入力の２信号の位相差が第３図０に示すように、２π
ごとに同一信号を出力する周期函数である。第３図囚で
示したエクスクルージ１０８回路では、歪なく位相復調
で龜る最大値は０がらπまでしかない。

このため、カルマン渦によって生じた変動分出Δφを有
効に検出するためのＶ、と■ρ位相差１φｌ−φ’ｓｌ
はりが最適値で、±Δφの最大値は±１／２までしか検
出できない。

従来の検出手段は上記のように構成されているので、カ
ルマン渦の検出上限が±４以上は検出できないばかシか
、カルマン渦による変調分±Δφが±π以上になると、
１φ！−φ’ｚｌＴｈ最適値に制御する位相同期ループ
が同期はずれを発生し、全く動作不能となる欠点がある
。

次に、受信波信号ｖ３の平均位相φ−は基本的には、超
音波が送波用振動子、３から発信されて受波用振動子４
によって受信されるまでの伝播時間により生じるもので
、超音波の速度は流体の温度や密度の変化で大きぐ変化
するために、位相φ′２の変化も大きく、場合によって
Ｌ±５π程度の劣化も十分にあり得る。

現在の７エイスシ７タ６の多くは２π以上の位相シフト
が不可能であシ、使用可能な範囲が制限されてしまうと
云う欠点があった。さらに、受波用振動子４には、振動
子固有の受信周波数帯域幅による制限があり、カルマン
渦による位相変動分±Δφが大きくなってくると、それ
に応じて周波数変調幅（±ΔＦ）が大きくな多すぎ、帯
域幅の制限をオーバすると、受信波に歯抜けが生じる。

この歯抜けは前述の位相比較器の検出歪となるばかりか
、：φ息−φ−１の位相差を最適値に制御する位相同期
ループの同期外れを引き起こす原因になる。

このような歯抜けの発生している状況で、前述の位相比
較器７にエラジトリガタイブの位相比較器あるいは位相
周波数比較器を用いることは位相差ｌφ凰＝φ′８１ｔ
−最適値に制御する位相同期ループの同期外れを引き起
こすために全く不可能であシ、位相比較器７の改良によ
り±ｌφの検出上限を±１４以上にすること線不可能で
ある。

この発明は、上記従来の欠点を除去するためｒなされた
もので、カルマン渦による位相変動分出Δφの検出の最
大値の制限をなくしてカルマン渦流量針の最大の特徴で
あるレインジャビリティの広さを実現すること、被測定
流体の温度、密度、流速の変化などによシ生じる超音波
の伝播時間の変化により生じる超音波送信信号および受
信信号間の位相の変化にかかわらずに、カルマン渦によ
る位相変動分のみを安定に検出できるとともに、受信用
振動子の周波数帯域の制限によるカルマン渦検出の上限
を改善できる流ｆｔまた線流速測定装置を提供すること
を目的とする。

以下、この発明の流量または流速測定装置の実施例につ
いて図面に基づき説明する＊ｆｉ／ｃｓ図はその一実施
例の構成を示すブロック図である。この第５図において
、流量、ｌ、渦発生体２．送波用振動子３、受波用振動
子４、発振器５、位相比較器７の部分は第１図と同様で
あり、これらの部分の説明は省略する。以下に述べる点
が第１図とは異なるものであり％図中の５１は第１の電
圧制御位相偏移回路％５２は第２の電圧制御位相偏移回
路。

５３はローパスフィルタ、５４はループフィルタ回路、
５５はキャリアフィルタである。

これらのうち、第１の電圧側Ｎ位′相偏移回路５１は第
６図にその詳細な構成が示されてお９％この第６図にお
いて、６０１，６０２はＤ−型クリップ・フロップ回路
（以下ＦＦと略称する）であ５ＦＦ６０１のＤ端には所
定の電圧が印加され、Ｔ端子には発振器５からの信号Ｖ
ｌｌｌが端子５１ａを通して入力されるようになってい
る。また、四−ノ量スフイルタ５３からの信号が端子５
１ｃｉ介して電圧比較器６０３，６０４の反転入力端に
加えられるようになっている。

電圧比較器６０３の非反転入力端はダイオード６０５を
介してＦＦ６０１の出力端Ｑに接続されておル、ま次、
電源とアース間に抵抗６０７とコンデンサ６０８との直
列回路が接続されている。

この抵抗６０７とコンデンサ６０８との接続点は電圧比
較器６０３の非反転入力端に接続されている。電圧比較
器６０３の出力端はＦＦ６０１のＲ端子に接続されてい
る。ＦＦ６０１の出力端ＱはＦＦ６０２のＴ端子に接続
されている。かくして、ＦＦ６０１と電圧比較器６０３
を主体にして単安定マルチバイブレータ回路を構成して
いる。

単安定マルチバイブレータ回路６１２もＦＦ６０２と電
圧比較器６０４を主体にして構成されている。

ＦＦ６０２のＤ端子には所定の電圧が印加され、出力端
Ｑは端子５１６を通して第２の電圧制御位相偏移回路５
１の端子５１ａに接続されている。

電圧比較器６０４の非反転入力端はダイオード６０６を
介してＦＦ６０２の出力端Ｑに接続されているとともに
、抵抗６０８とコンデンサ６１０の接続点に接続されて
いる。抵抗６０８とコンデンサ６１０は電源とアース間
に直列に接続されている。電圧比較器６０４の出力端は
ＦＦ６０２のＲ端子に接続されている。

第２の電圧制御位相偏移回路５０２の詳細な構成は第８
図に示されている。この第２の電圧制御位相偏移回路５
０２は第６図における単安定マルチバイブレータ回路６
１１と全で同一回路構成の単安定マルチバイブレータ回
路６１１と固定時間を出力する単安定マルチノ々イブレ
ータ回路８１１とＫよ多構成され、第８図における単安
定マルチバイブレータ回路６１１については第６図と同
一部分に同一符号を付してその説明を省略し、′単安定
マルチバイブレータ回路８１１についてのみ構成の説明
を行うことにする。

この単安定マルチバイブレータ回路８１１は第６図と単
安定マルチバイツレ−タロ１２と比較しても明らかなよ
うに、第８因における単安定マルチバイブレータ回路８
１１は第６図における単安定マルチバイブレータ回路６
１１の電圧比較器６０４の反転入力端がローパスフィル
タ５０３から入力を受けるのに代えて、抵抗８０１と８
０２との接続点に接続されておシ、この抵抗８０１と８
０２は電源とアース間に直列に接続されている。

その他の構成は第６図と同様であル、同一部分には同一
符号を付して説明を省略する。

単安定マルチバイブレータ回路８１１の出力は端子５２
６ｔ−介して第５図における位相比較器７の第２入力端
に接続されている。この位相比較器７の第１入力端は増
幅器１２を介して受波用振動子４に接続されている。位
相比較器７の出力は抵抗６５を介して増幅器６４の入力
端に接続されている。増幅器６４の人、出力端間にはコ
ンデンサ６６が接続されている。かくして、増幅器６４
゜コンデンサ６６、抵抗６５とによジローパスフィルタ
５４が構成されている。このｑ−パスフィルタ５４は位
相同期ループのループフィルタラ構成するものであ、る
。

ローノぐスフィルタ５４の出力は端子５２Ｃを通して第
２の電圧制御位相偏移回路５２の端子５２Ｃに供給する
ようになっているとともに、キャリアフィルタ５５およ
びロー／母スフイルタ５３の抵抗６２を通して増幅器６
１に供給するようになっている。

このＱ　−ノ母スフイルタ５３は抵抗６２．増幅器６１
、コンデンサ６３とによ多構成されており、増幅器６１
の入、出力端間には＝ンデンサ６３が接続されている。

増幅器・６１の出力は第１の電圧制御位相偏移回路５１
の端子５１ＣＫ加えられるようになっている。

また、キャリアフィルタ５５はカルマン渦復調信号Ｖｓ
中に含まれる不要な周波数信号を除くためのものである
。

なお、第６図における単安定マルチバイブレータ６１１
と６１２は縦続接続された出力時間幅ＴＩＴ！がそれぞ
れ制御電圧ＶＳ＊Ｃで制御可能な２段縦続接続によるも
のであル、給７図は第６図の各部の電圧波形を示すもの
である。

この第７図において、端子５１ａに入力された信号Ｖ・
凰の立上夕よ多信号■・雪の立上りまでの遅延時間Ｔ１
．信号Ｖａｎの立上シよシＶＳＳの立上シまでの遅延時
間Ｔ、が制御電圧Ｖ６１Ｃによシ可変で、（Ｔ１十Ｔ２
）の遅延時間が得られる。単安定マルチａ４イブレータ
回路の段数を増せば、制御可能な遅延時間をさらに増す
ことができる。

また、第８−における単安定マルチノ寸イブレーク囲路
６１　’Ｉ　Ｆｉ信号Ｖｓｔの立上シによシトリガされ
、遅延時間Ｔ３談に立上る信号Ｖ…を出力する。

信号■・４は信号Ｖ…によ、Ｑ）リガされ、入力周波数
Ｏ約す周期に等しい時間幅のパルス波形を出力する。信
号ｖａｎは第５図中の信号Ｖ４に相当する。

また、時間幅Ｔ３は端子５２Ｃの信号により制御される
。

次に５以上のように構成されたこの発明の流量または流
速測定装置の動作について説明する。超皆波が発生され
て、カルマン渦により位相変調されて、受波用振動子４
で受信されるところまでは。

第１図で述べた通ルである。いま、ローノぐスフイルタ
５３の時定数はカルマン渦の最低周波数に比べて十分大
きいものとし、ループフィルタ回路５４の時定数はカル
マン渦の最高周波数に比べて小さいものとする。

発振器５からの発振信号Ｖｌは端子５１ａＫ入力され、
第１の電圧制御位相偏移回路５１にて遅延（位相偏移）
されて、端子５２ａから第２の電圧制御位相偏移回＠５
２に入力信号Ｖｓとして入力され、この入力信号Ｖ！か
ら遅延された信号Ｖ４は位相比較！ｌｉニアの第２入力
端に加えられる。

一方、受波用振動子４の出力は増幅器１２を経て、整形
された信号Ｖｓが位相比較器７の第１入力端に入力され
、そこで位相比較される。位相比較器７における二つの
入力信号Ｖｓとｖ４の位相差が２４一定となるように、
ループフィルタ回路５４の出力ｖｓが第２の電圧制御位
相偏移回路５２に帰還され１位相同期ループが構成され
る。

第２の電圧制御位相偏移回路５２の出力信号ｖ４には増
幅器１２の出力信号Ｖｓに位相同期した信号が得られ、
信号ｖ−寓・（第９図、第１０図）の時間幅Ｔ、はカル
マン渦による位相変動分±Δφに応じて時々刻々と変化
し、第２の電圧制御位相偏移回路５２の制御電圧Ｖｓに
は、カルマン渦信号の位相復調信号が得られる。

第１１図にこの位相同期ループの位相変ｌ１ｌＣ±Δφ
）に対する復調出力の特性図を示す、そして。

第８図に示したように、単安定マルチパイブレーク回路
６１１を１段だけ用い九場合には、±Δφの最大値紘約
±π、ｎ段用いれば±ｎπの位相変調波の復調が可能で
ある。

また１段数を増さなくても、第１１図に示した。

ようにｈ　ｖｎａｘ　ｔ　ＶＭｉＮをり２ンノするよう
にすれば、復調波形は歪んでも、カルマン渦周波数の計
数には悪影Ｉｌを及ぼさないようにできるので、従来の
位相比較器の出力特性が周期函数であったために生じる
不具合も同時に解消される。この様子は第１２、図に示
す（なお、＃！１１図のｒａ無歪で復調可能な位相範囲
である）、第１２図四線従来の位相比較器の出力特性を
示すもので、±４を越えると、歪が大きくなシ、±πを
越えると、歪による誤トリガＩＴを発生し、カルマン渦
周波数を誤って計数する。

また、＠１２図（ハ）はこの発明の場合であり、十πを
越えて、復調出力が歪んでも（Ｃの部分）。

復調出力のせロクｐス点での誤トリガは発生しない。こ
れによシ、復調、出力の位相変動±Δφに対する感Ｗｌ
ｔ−下けずに、検出の上限をアップさせることができ、
カルマン渦流量針の最大の特徴であるレイ、ンジャビリ
テイの広さを実現することが可能である。

ここで、第１１図に示した位相復調特性図を見ると１位
相復調の中心値を位相復調回路の最適動作点Ｐに常にも
ってくることが、十Δφを最も有効に検出するために必
要である。これは、第１の電圧制御位相偏移回路５１に
よシ実現できる。つ″１５．カルマン渦の復調電圧Ｖ、
の平均値が規定の電圧となるように、ローン４スフイル
タ５３を用いて、第１の電圧制御位相偏移（ロ）路５１
の端子５１Ｃ（制御端子）へ？！＃達する０時間幅（’
Ｉ”ｌ＋’ｌ’、）が変化して、前述の位相中の温度や
密度や流速の変化などによ少生じる変化を自動補正し、
常に最適状線での位相復調の動作を保証することができ
る。

この発明では、受信波の波形整形波Ｖｓ　（増幅器１２
の出力信号）と発振周波数の＃１ぼｂ周期の時間幅をも
つノ４ルス波同志をエクスクル−クツＯＲ回路の位相比
較器７に入力しｓ　／４ルスエツジではなく、それぞれ
のノ４ルス波形のデユティ比に合わせて位相比較してい
るために、受信波に誤トリガ、チャタリング、歯抜けな
どが生じても、すぐに回路の動作が異常になると云うよ
うな欠点はない。

さらに１位相復調回路を構成する位相同期ループはルー
ｆフィルタ回路５４０設定によってそれ自身がフィルタ
特性をもっているため、受信用振動子４の帯域幅の不足
によ多生じる歪信号や歯抜けなどの不要周波数信号を除
去できる効果がある。

以上詳述したように、この発明の流量また鉱流速測定装
置によれば、カルマン渦流量計の位相復調回路に、電圧
制御位相偏移回路を用いた位相同期ループを用いて、そ
の電圧制御位相偏移回路の制御電圧を復調信号として取
ル出すようにしたので、簡単な回路構成で広角度に位相
変調された信号を無歪で復調できると云う効果がある。

また、位相復調回路を構成する電圧制御位相偏移回路の
入力にもう一つの電圧制御位相偏移回路を用い、その位
相偏移量を位相復調回路の動作の最適値になるように帰
還制御することによシ、超音波の＠度などによる伝達時
間の変動などをキャンセルしてカルマン渦による変動分
のみを安定に検出できる効果がある。

さらに、カルマン渦による位相変ｌａｉを復調するため
の位相同期ループの位相比較器のエクスクル−クツＯＲ
回路とループフィルタ回路の特徴によ〕、受信波に含ま
れる不要周波数成分を除去することができ、安定なカル
マン渦信号のみが検出できると云う効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の流量または流速測定装置のブロック図、
第２図（６）、第２図（ハ）はそれぞれ第１図の流量ま
たは流速測定装置の各部の電圧波形図、第３幽囚は第１
図の流量または流速測定装置における位相比較器を示す
図、第３図０は第３幽囚の位相比較器の入出力特性図、
第４図は第１図の流量または流速測定装置におけるカル
マン渦復―信号波形図％第５図はこの発明の流量または
流速測定装置の一実施例の構成を示す７”ｏツク図、第
６図は第５図の流量ｔたは流速測定装置における第１の
電圧制御位相偏移回路の具体的な構成を示す回路図、第
７図は第６図の第１の電圧制御位相偏移回路の各部の電
圧波形図、第８図は第５図の流量または流速測定回路に
おける第２の電圧制御位相偏移回路の具体的な構成を示
す回路ｒｉ！ＡＪ、第９図せ第８図の第２の電圧制御位
相偏移回路の各部の電圧波形図、第１０図は第５図の流
量または流速測定装置の各部の電圧波形図、第１１図は
第５図の流量または流速測定装置における位相同期ルー
プの位相変動に対する復調特性図、第１２図（８）は従
来の流量または流速測定装置における位相復調特性を示
す図、第１２図の）はこの発明の流量または流速測定装
置における位相復調特性を示す図である。 １・・・流路、立・・・渦発生体、３・・・送波用振動
子、４・・・受波用振動子、５・・・発振器、７・・・
位相比較器。 ５１・・・第１の電圧制御位相偏移回路、５２・・・第
２の電圧制御位相偏移回路％　５３・・・ロー／４スフ
イルタ、５４・・・ループフィルタ回路、５５・・・キ
ャリアフィルタ、６１１．６・１２，８１１・・・単安
定マルチバイブレータ回路、６０１，６０２・・・フリ
ツノ・７ｏッグ回路、６０３，６０４・・・電圧比較器
。 なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人　　　葛　　野　　信　　− 第１因 第２図 （Ａ） ：ｄΦ 第３図 第４図 第５図 う 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図・

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 …被測定流体中に挿入された渦発生体の後流側に流路を
   介して対設した１対の超音波送信受信手段、この超音波
   送受信手段を励振する発振器、この発振器の出力によ）
   トリガされ発振器の信号よシの位相偏移が制御電圧によ
   り制御可能な第１の電圧制御位相偏移回路、この第１の
   電圧制御位相偏移回路の信号によルトリ〃され第１の電
   圧制御位相偏移回路の信号からの位相偏移が制御電圧に
   よ多制御可能な第２の電圧制御位相偏移回路、この第２
   の電圧制御位相偏移回路の出力信号と上記超音波送受信
   手段の出力信号との位相比較を行う位相比較器、この位
   相比較器の出力より上記第２の１圧制御位相偏移回路を
   制御する信号を出力するとともに上記位相比較器および
   上記第２の電圧制御位相偏移回路上によ多位相同期ルー
   プ回路を形成するルーｆフィルタ回路、上記位相同期ル
   ープｍ路の出力よりカルマン渦による位相変調分を通過
   させるキャリアフィルタ回路、上記位相同期ループ回路
   の位相同１期範囲が最適値となるように上記第１の電圧
   制御位相偏移回路を制御する信号を出力するためのロー
   ノｆスフイルタを備えてなる流量または流速測定装置。 （２）第１の電圧制御位相偏移回路は制御電圧により出
   力時間幅の制御可能な単安定マルチバイブレータ回路を
   １個または複数個縦続接続して構成するとともに、第２
   の電圧制御位相偏移回路は制御電圧によシ出力時間幅の
   制御可能な単安定マルチバイブレータ回路を１個または
   複数個縦続接続し、入力周波数の約す周期に等しく制御
   電圧とは無関係の時間幅を出力する単安定マルチバイブ
   レータをさらに縦続接続してなることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の流量または流速測定装置。 （３）第１および＃！２の電圧制御位相偏移回路を構成
   する時間幅可変単安辿マルチパイツレータの出力時間幅
   は上限と下限でフラングすることｔ−特徴とする特許請
   求の範囲第２項記載の流量または流速測定装置。 （４）位相比較器はエクスクル−クツＯＲ回路を用いる
   ことを特徴とする特許請求の範囲ｆｓ１項ないし第３３
   項のいずれかに記載の流′Ｊｉｌまたは流速測定装置。