JPS5890832A - 反響打消し装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明はハイツリ、ド囲路を介して２線−４線変換して
接続され九回線の上記ノ・イブリッド回路における反響
信号を効果的に打消すことのできる集用性の高い反響打
消し装置に関する。

発明の技術的背景 一般に電話回線は２線回路および４＠回路で構成され、
これらの回線間をハイプリ、ド囲路を介して２線−４線
変換して結合されている。

この場合、インピーダンス整合が十分とられて泗るとき
問題はないが、通常回線の接続状況によってインピーダ
ンスが一定化せず、上記インピーダンス整合がくずれる
ことが多い・このハイブリッド回路におけるインピーダ
ンスの電スｉツチングによシ送信信号のまわシ込みｋよ
る反響信号が発生する。この反響信号は、長距離回線に
おいては元の信号から時間的ｋかな多連れる為、正常な
通話の障書となる。また近年普及している拡声電話機に
あっては、スピーカとマイクロホンとの音醤結合が比較
的大きい為、前記ハイプリ、ド囲路を介した信号のルー
プが形成され易く、ハウリングを引起す要因となってい
る◎ そこで従来、上記の反響信号を減衰させるぺく、各種の
工夫が行われている。エコーキャンセラー回路を用いた
反響打消し装置もその一つであシ、例えば第１図に示す
ように構成される。

この装置は、ハイブリッド回路１０４線回路側から見た
場合の反響路特性を例えにインパルス応答の形で推定し
、このインパルス応答に従ってエコーキャンセラー回路
２にて擬似反響信号を生成し、これを減算器３にて実際
の反響信号から引き去ることＫよって上記反響信号を打
消すものである。尚、図中４は送信側パ、７アアン！、
５は受信側バッファアンプである０このエコーキャンセ
ラ一方式による反響打消し装置によれば、信号レベルに
対応した損失を同線に挿入して反響信号を減衰させるエ
コーサブレ。

す方式に比較して、語頭・語尾切れの間賭が本質的にな
く、ハウリングに対する危険性も少ないと云う絶大なる
利点を有する０ 背景技術の問題点 サテ、トレーニング信号を用いて反響路特性の推定を行
うエコーキャンセラ一方式は、通話信号を直接利用して
反響路特性の推定を行うアメブチイブ形のエコーキャン
セラ一方式に比して上記推定に要する時間が短く、また
反響信号の打消し効果が大きいと云う利点を有する。と
ころが、回１ｍ！変動勢によりて反響路が変化した場合
、これに追従して反響路特性を推定し直すことが非常に
困難であると云う不具合がある◇これは反響路特性の変
化を常時監視する有効な手段がなかつ次ことに起因し、
トレーニングを行わしめるタイミングを適切に設定する
ことが甚だ困難でありたことＫよる・この為、反響路特
性が変化したとき反響信号の打消し効果が減少してハウ
リングが発生すると云う不具合も生じた・そとで従来で
は、通話者がハウリングを認知したとき、押釦を操作す
る等して強制的にトレー二ンクタイ建ングを設定するこ
とが行われているが、実用性の点で問題があった◎発鳴
の目的 本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、そ
の目的とするところ社、反響路特性の変化を検出してト
レーニングタイミングを適正設定し、常に効果的な反響
信号打消しを行い得る実用性の高い反響打消し装置を提
供することＫある。

発鳴の概要 本発明に係る反響打消し装置祉、ハイブリッド回路に送
信信号に代えてトレーニング信号を供給する手段、この
トレーニング信号の反響信号から前記ハイブリッド回路
の反響路特性を推定する手段、この推定された反響路特
性に従りて送信信号に対する擬似反響信号を生成する手
段、前記ハイブリッド回路の反響信号から上記擬似反響
信号を差引いて上記反響信号を打消す手段、更に前記ハ
イブリッド回路の反響路特性の変化を検出し、その変化
が大なるときに前記ハイブリッド回路へのトレーニング
信号の供給を行わしめてトレーニング動作を制御する手
段とからなシ、これによってハイブリッド回路の反響路
特性の変化に追従して適切なタイミングでトレーニング
を行わしめ、常に反響路特性に応じた擬似反響信号を生
成して効果的な反響信号の打消しを行わしめるようＫＬ
Ｉものである。

特に上記ハイブリッド回路の反響路特性の変化を、例え
ばトレーニング信号の反響信号から推定され友反響路特
性に従って生成され九擬似反響信号をハイプリ、ド囲路
の受信端出力信号から差引いた残着信号のレベルと、通
話時の反響信号から７ダノテイブに推定された反響路特
性に従って生成されたａｍ反畳信号をハイブリッド回路
の上記受信端出力信号から差引いた残差信号のレベルと
を比較し、そのレベルの大小関係から上記反響路特性の
変化を検出するようにしている。

発明の効果 従りて、仁のようにしてハイブリッド回路の反響路特性
の変化を検出してトレーニング信号の供給を制御し、こ
のトレーニング信号の反響信号から反畳ｗ！特性を推定
して擬似反響信号を生成して反響信号を打消すので、回
線変動に起因する反響路特性の変化に左右されることな
しに１常に効果的な通話を可能とする。また拡声電話機
におけるハウリングの発生も効果的に防止することがで
きる。つ１１）、）レーニンダ信号を用いたエコーキャ
ンセラ一方式の利点を十分に活かし九効果的な反響信号
の打消しを行い得、実用的利点が絶大である。

発明の実施例 以下、図面を参照して本発明の実施例につき説明する。

第２図は重置鳴装置の基本的な構成を示す囚である◎尚
、第１図に示す従来装置と同一部分には同一符号を付し
て説明する・この装置は、ハイプリ、ド囲路１の４線側
送信ラインにスイッチ回路６を設け、このスイッチ回路
ｅを介して前記送信アンプ４を介して供給される送信信
号に代えて、トレーニング信号発生回路１が発生するト
レーニング信号をハイプリ、ド囲路ＩＫ供給可能に構成
されている・上記スイッチ回路６は、前記受信アンｆｌ
ｌＫ供給される信号勢からハイブリッド回路１の反響路
特性変化を検出する回線変動検出器８忙よりて切換動作
制御される。を友ニブーキャンセラー回路２は、上記ト
レーニング信号の供給に応動じて反響路特性の推定動作
を行うべく、回線変動検出器８によシ動作モード制御さ
れている。この回線変動検出器８は、例えば前記エコー
キャンセラー囲路２とは別に設けられたトランスパーサ
ルフィルタ形のエコーキャンセラー回路等によって構成
されるもので、通話時に送信信号の反響信号から常時ア
メグチイブに反響路特性を推定する等して回線変動等に
起因すゐ反響路特性の大きな変化を検出している。そし
て、この大きな反響路特性の変化を検出したとき、回線
変動検出器１は前記スイッチ回路−を選択してトレーニ
ング信号発生回路１からのトレーニング信号を選択して
ハイブリッド回路Ｊへの供給を行わしめ、また同時にエ
コー中ヤンセラー（ロ）路１に反畳ｗＩ％性の推定動作
を行わしめている。このトレーニング信号の選択と反響
路特性の推定動作の制御は、例えば１００　ｉｍｓ・・
程度の期間Ｋ１．：）て行われる０そして、このトレー
ニング信号の選択供給と、トレーニング信号の反響信号
に基づくハイブリッド回路１の反響路特性の推定が行わ
れたのちには、上記推定された反響路特性、例えばトレ
ーニング信号のインパルス応答の形で与えられるデータ
がエコーキャンセラー回路２に！リセットされ、スイッ
チ回路６が切換えられて再び送信信号がノ・イブリッド
回路１に供給され石。そして、この通話動作時には上記
の如く推定された反響路特性に従って送信信号に対する
擬似反響信号が生成され、ハイブリッド回路１の受信端
出力信号から差引かれて反響信号の打消しが行われる。

このようＫして反響信号の打消しを行りて通話がなされ
ているとき１前記回線変動等による大きな反響路特性推
定が検出されたとき、再び送信信号に代えてトレーニン
グ信号のハイブリッド回路１への供給が行われて前述し
た反響路特性の推定が繰返して実行される０ かくして上述したようにｍｌ回線変動検出器にてハイブ
リッド回路１における反響路特性の変化を検出し、その
変化が大なるときにトレーニング信号を供給制御して上
記反響路特性を推定することＫよって通話信号に対して
常に適正な擬似反響信号を生成して反響信号を効果的に
打消すことができる・しかも上記トレーニング信号によ
る反響路特性推定のタイｉングを反響路特性の大きな変
化に追従して行わしめるので、その効果は絶大である。

４１に従来のようにハウリングの発生を認知してからト
レーニングの指示を与えるものと異な９、適応性に優れ
ている。

これ故、実用的利点も極めて高い等の従来装置には期待
することのできない効果を奏する０第３図は本発明に係
る反響打消し装置の第１の実施例を示す概略構成図であ
る。との実施例ｉｉ置は、前記四線変動検出侍８を、前
記エコーキャンセラー回路２とは別に設けられ九第２の
エコーキャンセラー回路１１．この第２のエコーキャン
セラー囲路１１が生成した擬似反響信号をハイブリッド
回路１の受信端出力信号から差引く減算器１２、この減
算器１２の出力残差信号と前記減算器８の出力残差信号
とを入力し、その残差信号レベル（電力）を相互比較す
る比較検出器１３、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）　７４
　Ｋ格納され九制御プログラムに従って前記比較検出器
１１の検出比較結果を入力して前記スイッチ回路６およ
びエコーキャンセラー回路２の作動を制御する制御回路
１５によｐ構成してｌ！現されるー。上記第２のエコー
キャンセラー回路１１は、前記エコー中ヤンセラー回路
２とｉｉ独立に、アダグティゾに常時反響路特性の推定
を行い乍ら、その推定された反ＩｗＩＩｗｒ特性に従っ
て擬似反響信号を生成するものである・即ち、第２のエ
コーキャンセラー回路１１は、送信１１Ｍあるいはトレ
ーニング信号のノ１イブリッド回路１への供給に拘らず
、常にそのときの反響信号からハイブリッド回路１にお
ける反響路特性を推定している。これに対してエコーキ
ャンセラー囲路２は、制御回路１５の制御を受けてトレ
ーニング信号供給時にのみトレーニング信号の反響信号
から反響路特性の推定を行っている。

従って、エコーキャンセラー回路２では、トレーニング
信号の反響信号から推定された反響路％性に従って送信
信号に対する擬似反響信号を生成するのに対し、第２の
エコーキャンセラー回路１１ではそのときの送信信号の
反響信号から推定される反響路特性に従って送信信号に
対する振似反会信号を生成することになる。そして、こ
れらの擬似反響信号は、減算器３，１１にてそれぞれ独
立にハイブリッド回路１の受信端出力信号から差引かれ
る。

ところで、トレーニング信゛号の反響信号から推定され
る反響路特性は１通話時に送信信号の反響信号からアダ
グチイブに推定される反響路特性に比較して、トレーニ
ング時点以後、反響路特性が定常な間Ｉ！際の反響路特
性を良く反映したものとなる＠即ち、トレーニング信号
は、イン／？ルス応答の形で推定される反響路特性が顕
著に検出できるようなものとして与えられるから、実際
の反響路特性に良く近似し喪ものとなる０ところが通話
時における送信信号は必ずしも上記反響路特性の推定に
適したものではなく、この為一般的には上記送信信号の
反響信号から推定された反響路特性は、実際の反響路特
性の特徴を有するものの、さほど顕著に反映していない
と云える。然し乍ら、アダグチイブに常時反響路特性を
推定しているから、この推定された反響路特性は実際の
反響路特性の変化に追従すると云う利点がある。

従って今、ハイブリッド回路１における反響路特性の変
化がない場合、あるいは変化が微小　　□す場合には、
エコーキャンセラー回路Ｊが推定し九反響路特性が実際
の反響路特性に近似していると云える。従って、エコー
キャンセラー回路３によって生成される擬似反響信号の
方が、第２のエコーキャンセラー回路１１によって生成
される擬似反響信号よシも実際の反響信号に近くなシ、
この結果、減算器１による反響信号打消し効果が顕著に
生じることになる０従りて、比較検出器ＪＪＫ供給され
る減算器３．１２からの残差信号のレベル（電力）は、
減算器３側の方が小さくなる◎ 一方、ハイブリッド回路ＩＫおける反響路特性が大きく
変化し大場合、エコーキャンセラー回路２の推定反響路
特性は固定されておシ、逆に第２のエコーキャンセラー
回路ＪＪＯ推定反響路特性が前記反響路特性の変化に追
従して変化しているから、上記エコーキャンセラー回路
２の推定反響路特性よシも実際の反響路特性に近いもの
となる・Ｉ！２て、このとき両エコーキャンセラーー路
２．１１によりて生成される擬似反響信号は、アダグチ
イブに求められた第２のエコーキャンセラー回路１１の
方が実際の反響信号に近いものとなる０又、仮Ｋ）第１
のエコーキャンセラー回路の打消量減少のためハウリン
グが発生すれば、第２のエコーキャンセラー回路はハウ
リングのみを打消すため、打消量は大となる。故にこの
ときＫは、減算器ｘｚｙｃよる反響信号打消し効果が減
算ｌＩＪによる反響信号打消し効果よシ大き（なり、残
差信号のレベルの大小関係が先の場合と反対になるＯつ
壕）減算器１２の残差信号レベルが減算器Ｊの残差信号
レベルよシ小さくなる。前記比較判定器１ｊはこのよう
な残差信号のレベル関係から前記反響路特性の大きな変
化を検出している。制御回路Ｊ５はこのような検出結果
を得て、反響路特性が大きく変動したときには、エコー
キャンセラー回路ｌに再度ｆｆｒ喪な推定反響路特性を
設定するぺ（トレーニングの実行を行わしめる拳即ち、
先に説鳴したようにスイッチ回路Ｉを制御して、例えば
約１００ｍ５＠＊に亘って送信信号に代えてトレーニン
グ信号を）・イブリッド回路１に供給し、エコーキャン
セラー回路ＩＫはこのトレーニング信号の反響信号から
ノ・イブリッド回路ｌの反響路特性を推定を行わしめる
・以後、上述した制御を反響路特性の変化を検出しなが
ら実行する。

とζろで、この実施例では２つのエコーキャンセラー回
路Ｊ、ＪＪＫてそれぞれ独立に反響路特性の推定を立っ
ている。ところが、エコーキャンセラー回路１は、トレ
ーニング信号供給時にのみ反響路特性の推定を行えばよ
いものである。これに対して第２のエコーキャンセラー
回路１１は、通話時における反響路特性推定を行えば十
分にその機能を果し得るＫも拘らず、トレーニング信号
供給時には前記エコーキャンセラー回路１と併行して反
響路特性の推定を実行する・従って、この第２のエコー
キャンセラー−路１１がトレーニング信号に対して推定
した反響路特性を利用してエコーキャンセラー回路２に
よる擬似反響信号の生成を行わしめるようＫすれは、装
置構成の簡略化と、信号（制御情報）の有効利用を図る
ことができる＠第４図はこのような観点に立脚してなさ
れた本発明Ｏ第２の実施例を示す装置の概略構成図であ
る◎この実施例が先の第３図に示す実施例とその構成を
異にするところは、エコーキャンセラー回路ＩＫ代えて
、単に与えられた反響路特性に従って擬似反響信号を生
成するＦＩＲフィルタ（有限インＡルス応答形）（ルタ
）ｊａを用い九点にある。このＦＩＲ７４ルタ２ａは、
第二ンダ信号の反響信号から推定された反響路特性の情
報をセットされ、との反響路特性に従って送信信号を生
成するものである。従って前記制御回路１５は、とのＦ
ＩＲフィルタ２亀とエコーキャンセラー回路Ｊ１との間
の推定反響路特性の情報転送をも制御するべく構成され
る。

しかしこのように構成された第２の実施例装置では、Ｆ
ＩＲ７４ルタ２１に与えられる推定反響路特性を第２の
エコーキャンセラー回路１１にて推定する点を先の実施
例と異にするだけで同様に作用する◇従って先の実施例
と同様に、トレーニング信号の反響信号から推定され九
反轡路特性に従う擬似反響信号の生成と、この擬似反響
信号による反響信号の打消し効果が期待される。また、
ハイブリッド回路１の反響路特性が大きく変動した場合
には、この変動を速やかに検出してトレーニング信号の
供給を行わしめるので、推定反響路特性の修正を効果的
に行い得る。

以上、本発鳩の実施例装置の概略的な構成と、その基本
的な動作につき説則したが、本装置による反響信号打消
し作用は次のように解析される。今、時刻ｔにおける各
信号をそれぞれ次のように定義する。

ｘ（ｔ）：　　送信信号 −（１）：　　受信信号 ｙ（ｔ）：　　反響信号 成したＩＩＩ似反響信号 △ ｙｙ（ｔ）　　：　　ＦＩＲフィルタ回路２ａで生成し
九襞似反響信号 ｒ（ｔ）：　　ハイブリッド回路１の受信端出力信号 −ｙ（ｔ）　十ｍ（ｔ） このように定義される各信号において、ｆ鴎ｘ（Ｈｉ）
以上の周波数成分は十分に小さく、実際上無視できるも
のとすると、２７ｍａｘ（Ｈｚ）以上の周波数でサンプ
リングした上記各信号のにサンプル目の信号社それぞれ
次のように示される。

′　−仝鵡 ｒ　（ｔ）　　→　Ｒ（ｋ）　　　ｙ〆ｔ）６ｊｔ）　
　→Ｅｊｃ）　　　’ｄｔ）　　→　”ｙ（ｌｃ）また
これらの信号によるｍ次元の列ベクトルは、Ｔを行列の
転置として次のように定める。

Ｘ　ｇｃ）　＝　（Ｘ　（ｋ）−Ｘ　（ｋ−１）−ｘ　
（ｋ−ｍ、、１））’Ｅｙｏｃ）　−（”６）、ＥＦ（
ｋ−１）　＝　Ｅｙ（ｋ−ｍ”ｌ））’ＥＷｔｋ）　−
（Ｅｊｋ）−Ｅｍ（ｋ−１）　−Ｅｘ（ｋ−ｍ＋１）　
）”このようＫして各信号がそれぞれ定義され九条件下
において、前記送信アンプ４および受信アンプ５は、信
号周波数０〜／ｗａｘ（Ｈｚ）においてそれぞれ平坦な
’ｙ（ｄＢ）　、Ｇｍ（ｄＢ）なる利得を有するものと
する。またトレーニング信号発生器１が発生するトレー
ニング係号はθ〜／ｗａｘ（Ｈｚ）の周波数成分を持つ
白色ガラス性雑音からなるものとする。′ｔたエコーキ
ャンセラー回路１１は、反智信号買ｋ）が Ｙ（ｋ）　＝　Ｈ”°Ｘ　（ｋ） なる応答て生じるとき、つｔ９反畳路のインノ１ルス応
答が Ｈ”　　（ｈｌ　＋　ｈｌ　＋　ｋｍ　”’ｈ（Ｈ−１
）’で与えられるとき、係数が”（ｋ）のｍタップから
な但し、上記ｌタッグの係数”（ｋ）は 介（ｈ）−（全ｅ（ｋ）、仝・伽ビ全・−・伽））“ね
）−”（ｋ）”−Ｘ（ｋ） と実際の反響信号Ｙ　（ｋ）との誤差が減算器Ｊ２によ
）残差信号Ｅ轟）として求められる。前記エコーキャン
セラー回路１１′ｃは、上記した実際の反響信号Ｙ（ｋ
）と残差信号Ｅ　ｊｋ）について二乗平均誤差１ｗＩｋ
）を ’６ｃ）”　Ｅｄｋ）”Ｅｊｋ） を変化させる。そして、最終的には ｎ（ｋ）：Ｈ なる係数を得、 ＋伽）中Ｙ伽） なる擬似反響信号を生成して前述したように反１ｍ傷号
の打消しを行わしめる。前記ＦＩＲフィルタ２畠は、エ
コーキャンセラー回路１１が推定した反響路特性、即ち
擬似反響路を形成するｍタッグの係数”（ｋ）を入力し
、これを自らの係数としてセ、トシて送信信号Ｘ（ｋ）
Ｋ対する擬似反響信号９−１）を生成する。

しかして先ず通話開始に先立ち、トレーニング信号をハ
イプリ、ド囲路ＩＫ供給し、エコーキャンセラー回路１
にトレーニング信号の反響信号に基づく反響路特性の推
定を行わしめる・このとき、ハイプリ、ド囲路１の反響
路の特性がＨｌであるとき、エコーキャンセラー回路Ｊ
１はトレーニング信号中に受信信号ｎ　（ｔ）がないと
き、前記したアルゴリズムに従って反響路特性の推定動
作を実行し、擬似反響路のタッグ係数”（ｋ）を 會（ｋ）　”　Ｈ・ として得る・そして、擬似反響信号９叔）を９碓）　−
Ｙ（ｋ） として生成し、上記トレーニングの終了後はＥ傘）＝Ｎ
伽） として反響信号のみを除去することになる。ところが実
際には、エコーキャンセラー回路１１の有限飴長、タッ
プ長、収束時間制限、爽にはトレーニング中の受信信号
Ｎ（ｋ）等の影響により、前記係数”（ｋ）は実際の反
響路特性Ｈ，ＪＣ近似したものＫしか成り得ない・この
為、減算器１１の出力には Ｙ（ｋ）　−−）笑０ なる反響信号の残差が生じることになる。このときの、
エコーキャンセラー回路１ノおよび減算器１ｚによる反
響信号の打消し量Ｉ　ＥＲＬ、ｃとすると、Ｅ”＝Ｙ（
＆ｃ）　−’＞碓）としてとなる。そして、このように
して求められた推定反響路特性台１　（ｋ）がＦＩＲフ
ィルタ２ａにセ、トされる、これによって、ＦＩＲフィ
ルタｆｆ１ａによキャンセラー回路１１の擬似反響信号
九ｋ）と等しくなる。そして、減算器３の出力残差信号
Ｅ〆ｋ）は、減算器１２の出力残差信号Ｅ献ｋ）に等し
くなる。従ってＦＩＲフィルタ２ａ＠における反響信号
の打消し量ＥＲＬ□１は、 Ｅ”、　−ＹＯｃ）　−’９’〆、） となシ、前記したＥＲＬ、ｃＩｌｃ示される打消し童と
勢しくなる。

尚、ハイプリ、Ｐ回路１自体の反響信号打消し童は と示されるから、上記ＦＩＲフィルタＪａＫよる反響信
号打消し効果の方が十分に大きいと云える。１＋送信信
号と受信信号との音曽結合の量をβとすると、前記ＦＩ
Ｒフィルタ！ａＶＣよる反響信号打消し作用がないとき
の前記バッファアンプ４．５のハウリングを発生するこ
とのない限界利得Ｉｔ、Ｍｙｂ　＋　ｇｌ、Ｉｙｂの条
件は次のように与えられる。

Ｔｉｔ、　Ｈｙｋ＋　＋Ｋｔ　ｇｙｂ＋Δ＝α十β但し
、上式中Δはα、βの周波数に依存するバラツキを補償
するマーノンである。一方、前述したトレーニング終了
後のＦＩＲフィルタＪａＫよる反響信号打消し作用があ
るときのバッファアンプ４．５のハウリングを発生しな
い為の限界利得ＩＴ、ＦＩＲ’　ｇｌ　ＦＩＲの条件は
次のように示される。

ｇ？ｊｌｌ”ｌｊ１ｍ十Δ＝　ＥＲＬ、、、＋β従って
、 ｇテ、Ｆｌｌ”ｒｌ、ＰＩ冨〉５丁、１１冨十ｇｌ、Ｆ
重１となシ、その差分 ＥＲＬ、、、　　−α　（ｄＢ） だけループのハウリング・ｉ−ジンをかせぐことが可能
となる。従って少ないがイス・スイッチの損失量で、例
えばがイス・スイッチを用いることなく、且つハウリン
グの発生を効界的に防止して遠距離通話を行うことがで
きる。

ところで、反響路特性Ｈ１が通話中安定な場合、特に問
題はないが、回線の！ランチやその他の理由によって上
記反響路特性Ｈ，に変化することがある。このとき、Ｆ
ＩＲフィルタ２１に設定された係数〜は Ａ（ｋ）　中Ｈｔ　’ｉ　Ｈｓ となｐ、残差信号・臂ワーＥニア・Ｅ：が増大して反響
信号打消し量ＥＲＬ、Ｘ、が減少する。このとき、ルー
プの利得関係が ＩＴ、Ｆｌｌ”ｆｌ、□１＋ノ）ＥＲＬ、、、十βとな
ってハウリングの発生を招く場合がある。

そこで、本装置では、上記したトレーニング終了後であ
りてもエコーキャンセラー囲路１１にて送信信号の反譬
信号からハイブリッド回路１の反響路特性を推定してい
る。この場合、トレーニング信号を用いた反響路特性の
推定に比して音声信号（盗信信号）を用いた反響路特性
の推定が不完全であることから、反響路の特性が変化し
ない限） ＥＲＬ、、　（ＥＲＬ□１ となシ１残差信号６ｊｔ）・ｅ〆ｔ）の各し４″はＬ　
（ｅｊｔ）　）≧Ｌ　（６，（ｔ）　）なる関係となっ
ている。この場合、受信信号−（１）が入力してエコー
キャンセラー回路１１の反響路特性の推定に悪影響を与
えても、上記信号”　（ｔ）は残差信号ｅｊｔ）、　ｅ
〆ｔ）の双方に加わるから、上記レベル（電力）の大小
関係は変化しない。ところが、上記のように反響路特性
がＨ。

のようＫｉ化した場合、エコーキャンセラー回路１１は
常時反響路特性の推定を行っていることから Ｌ（ｅｊｔ）　）　＜　Ｌ（ａｙ＜ｔ）　）なる状態が
発生する。このようなレベル関ａｔ−前記比較判定回路
ＪＪＫて検出し、その検出結果に従って、トレーニング
信号の供給による反響路特性の再推定が行わしめられる
。

かくしてここにトレーニング信号の供給タイミングが目
線変動状況に応じて適切に設定さへＦＩＲフィルタ！ａ
Ｋは常に最良な推定反響路特性の係数”（ｋ）が与えら
れることＫなる。

さて、上述した処理を実行するエコーキャンセラー回路
ＪＪ、ＦＩＲ７４ルタ２ａ等はそれぞれ次のように構成
される。

第５図はエコーキャンセラー回路１１の一構成例を示す
図である。アナログ値として与えられる送信信号”　（
ｔ）はい変換器２１を介してディジタル変換され、その
ｍサンプルのデータＸ　（ｋ）はＸ−レジスタ１２に蓄
えられる。尚、上記送信信号Ｘ　（ｔ）は、トレーニン
グ中にはトレーニング信号としてのランダム雑音として
与えられ、通話中和は音声信号として与えられる。しか
してたたみ込み積分回路２３は、Ｈ−レジスタ２４にイ
ンノ４ルス応答の形で記憶されている推定反響路特性（
擬似反響路）Ｈ（ｋ）を入力して、前記Ｘ−レジスタ２
２に蓄えられた信号Ｘ　（ｋ）との間のたたみ込み積分
、即ち 令ｉ）−全＆）・Ｈ（１） △ を介してそのアナログ値ｙｊｔ）　Ｋ　Ｋ換され九のち
、前記減算器１１ｉｆＣ供給されるようになっている。

△ このアナログ擬似反響信号Ｆｊｔ）を用いて、減算器１
２は なる減算処理を行い、反響信号ｙ　ｊｔ）の打消しを行
っている。但し、この打消しが効果的に行われるのは、
前記Ｈ−レジスタｚａＦｃ格納された係数Ｈ（ｋ）がＩ
Ｉ！際の反響路特性によ〈近似している場合である。一
方、減算器１１の出方信号である打消し残差信号６ｊｔ
）はＶＤｆ換器２６を介してｒｎジタル変換されＮ　Ｅ
ｊｋ）なる信号として乗算回路２１に４見られる。この
乗算回路ｚ１では、予め与えられた定数にと、前記Ｘ−
レジスタ２２＃ｃ格納された入力信号Ｘ　（ｋ）とを用
いて、前記Ｈ−レゾスタ２４に格納されて擬似反響信号
や−ｏの生成に用いられた推定反響路特性Ｈ（ｋ）の修
正分ノＨ（ｋ）を ノＨ（リ−Ｋ”’り−Ｘ伽） として求めている・そして、この修正分ΔＨ（ｋ）はＨ
−レジスタ更新回路２１１１ｆＣ与えられ、Ｈ（ｋ÷１
）富Ｈ（ｋ）十ΔＨ（ｋ） なる処理が施されて前記Ｈ−レゾスタｊ４のデータ更新
に供せられる・尚、この反響路特性の推定は、従来より
良く知られた所請最急降下法と称されるものであるが、
学習同定法やその他の推定アルゴリズムに従うて行うよ
うにしてもよい。この反響路特性推定動作が繰返し実行
されて推定反響路特性が実際の反暢路特性に近似収束す
る・そして、Ｈ−レジスタ２４に求められた推定反響路
特性Ｈ（ｋ）なるデータは、転送制御回路２９による制
御のもとで、次に示すＦＩＲフィルタＩｍに転送される
ようになっている。

ＦＩＲフィルタ２ａは、第６図に示すように、基本的に
は前記エコーキャンセラー（ロ）路１１と同様に構成さ
れる◎即ち、入力信号Ｘ　（ｔ）をい変換器３１を介し
て、七のｍサンプルをＸ−レゾスタｓＨｃ格納し、たた
み込み積分回路３３にて上記Ｘ−レジスタＪｊＩＦ−格
納されたデータＸ（ｋ）と、Ｈ−レジスタ３４に格納さ
れた推定反して、上記擬似反響信号’＞傳）ハＤ／Ａ　
ｖ換器ｓ　ｓを介して前記減算器３に与えられるように
なっている。ま喪前記Ｈ−レジスタ３４は、転送制御回
路３６の制御を受けて前記エコーキャンセラー回路１１
のＨ−レジスタｊ４か体１される推定反響路特性Ｈ（ｋ
）を入力し、これを格納して前記たたみ込み積分回路Ｊ
３に与える如く構成される。

また、比較検出器１３は第７図に示すように減算器３．
１２からの打消し残差信号ｅ）ｙｄｔ）＝　＠ｙ（ｔ）
を絶対値回路４１．４１にそれぞれ入力し、その・９ワ
ー値を求めている拳そして、上記打消し残差信号’！１
ｉｔ）　、・ｊｔ）のノタヮー値を、それぞれ積分回路
４Ｊ、４４にて積分し、その積分値出力を得るが積分回
路４Ｊの出力はアナログ加算器４６で一定電圧を加えた
後、比較回路４５にて大小関係を比較する如く構成され
る。これは・ｊｔ）　ノ／母ワー値検出に一定のオフセ
ラトラ加工、四線変動検出の誤動作を防ぐためである◎
かくして、このように構成されるエコーキャンセラー回
路ＪＪ、ＦＩＲフィルタ２ａ、比較判定回路１３の動作
を制御して前述した反響信号の打消しを行わしめる制御
回路Ｊ５は、例えばＲＯＭ　Ｊ　４　Ｋ格納されたマイ
クロプロセッサ命令に従って第８図に示すシーケンスに
従って制御動作する。

即ち、先ず最初にハイブリッド回路１にトレーニング信
号を送出しくＡ）、その間Ｈ−レノスタ２４．３４間の
データ転送を禁止して（Ｂ）、前記トレーニング信号の
反響信号に基づく反響路特性の推定を行わしめる（Ｃ）
。この反響路特性の推定は約１００　ｍｓ＊ｅ程度の一
定時ｌ…を指定して行わしめる。その後、推定した反響
路特性（擬似反響路特性）のデータＨ（ｋ）をエコーキ
ャンセラー回路ＩＪのＨ−レジスタ２４からＦＩＲフィ
ルタ２ａのＨ−レジスタ３４ＪＩＣ転送しくＤ）、通話
モードに設定する（ト）。そして、エコーキャンセラー
回路ＪＪＫは音声信号の反響信号に基づく反響路％性の
推定を行わしめ（ト）、この推定された反響路特性に従
う打消し残差信号ｅｊｔ）と、先のトレーニングにより
て推定され九反畳路特性に従う打消し残差信号ｅ〆ｔ）
とのレベル（電力）比較を行わしめるり）。そして、そ
の比較結果の大ｌト関係から、上記６）項の処理を繰返
すが、あるいは前記（Ａ）項からの処理に戻すかを判定
している（社）。これによって、反響路特性が大きく変
動した場合、速やかにトレーニング信号を供給して反響
路特性の再推定による更新を行わしめられる。故に１前
述し九処理が効果的に行われるととくなる。

以上、本発明の実施例につき説明したように１従米最大
の問題でありた回線変動に起因する反響路特性の変化忙
対して、本装置では自動的にトレーニングを行って上記
変化に追従した擬似反響信号を生成して、ハウリング勢
の発生を未然に防ぐことができる。っまルトレーニング
方式とアダグティフ方式のエコーキャンセラ一方式の両
利点を兼ね備えて、極めて良好な反響信号打消し作用を
呈するむしかも、装置構成も簡単であシ、集用的利点が
極めて大きい。

尚、本発明は上記実施例に限定されるものではない。例
えば第９図に示す電話回線の双方向中継器においても全
く同様に適用することができる。またＦＩＲフィルタ２
ａのＨ−レジスタ３４のデータを、エコーキャンセラー
回路１１のＨ−レジスタ２４のデータ更新と同時に更新
するようＫしてもよい。また、第３図に示す２つのエコ
ーキャンセラー回路２，１ノのタッグ長は必すしも尋し
くする必要はない。要するに本発明はその要旨を逸脱し
ない範囲で装置に要求される仕様に従って種々変形して
実施することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の一例を示す図、第２図は本発明装置
の基本構成を示す図、第３図は本発明の第１０夾施例を
示す装置概略構成図、第４図は本発明の第２の実施例を
示す装置概略構成図、第５図はエコーキャンセラー回路
の−ｎｔ−示す構成図、第６図はＦＩＲフィルターの一
例を示す構成図、第７図は比較判定器の一例を示す構成
図、第８図は制御回路の制御フローの一例を示す図、第
９図は双方向中継器の構成を示す図で奈る＠ １・・・ハイブリッド回路、２・・・エコーキャンセラ
ー回路、１・・・減算器、４・・・送信アンプ、５・・
・受信アンプ、６・・・スイッチ回路、７・・・トレー
ニング信号発生回路、８・・・回線変動検出器、２ａ・
・・ＦＩＲフィルタ、１１・・・エコーキャンセラー回
路、１２・・・減算器、１３・・・比較判定器、１４・
・・ＲＯＭ、　　Ｊ　５−ｆｌｔｌＪＩＭｌ路、２１　
、　Ｊ　Ｊ−Ａ／Ｄｇ換器、２２．２２・・・Ｘ−レジ
スタ、２３．３３・・・た喪み込み積分回路、２４．Ｊ
４・・・Ｈ−レジスタ、ｘｓ、ｘｉ・・・Ｖム変換器、
２６・・・Ａ／ｉ）変換器、２１・・・乗算回路、２８
・・・Ｈ−レジスタ更新回路、２９．３６・・・転送制
御回路、４１．４７・・・絶対値回路、４１．４４・・
・積分回路、４５・・・比較回路、４６・・・アナログ
加算器。 出顧人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦第１図 第２図 第３図 第５図 ４７ノ４４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　　送信部および受信部を４ｇ−２線費換してＨ
   −Ｋｍ続するハイブリッド回路と、このハイブリッド回
   路に供給される前記送信部からの送信信号に代えてトレ
   ーニング信号を前記ハイブリッド回路に供給する手段と
   、前記ハイブリッド回路に供給された上記トレーニング
   信号の反響信号から前記ハイブリッド回路の反響路特性
   を推定する手段と、この推定され九反響路特性に従って
   前記送信部からの送信信号に対する擬似反ＩＩｌ信号を
   生成する手段と、この擬似反響信号を前記ハイブリッド
   回路の受信端出力信号から減算してその残差信号を前記
   受信部に供給する減算器と、前記ハイブリッド回路の反
   響路特性の変化を検出して前２トレーニング信号のハイ
   ブリッド回路への供給を制御する手段とを具備したこと
   を特徴とする反響打消し装置。 （２）トレーニング信号の反響信号からハイブリッド回
   路の反響路特性を推定する手段、およびこの推定され九
   反響路特性に従って擬似反響信号を生成する手段はエコ
   ーキャンセラー囲路カｂ　＆　Ｊ）　、ハイプリ、ド囲
   路へのトレーニング信号供給時には反響路特性推定のト
   レーニング動作を行って上記反響路特性を示す制御デー
   タを設定し、通話時には上記制御データを固定的に定め
   、且つこの制御データに従って擬似反響信号の生成を行
   うものである特許請求の範囲第１１３記載の反響打消し
   装置◎ （３）トレーニング信号の反響信号からハイブリッド回
   路の反響路特性を推定する手段はエコーキャンセラー回
   路からなシ、上記推定された反響路特性に従りて擬似反
   響信号を生成する手段は前記ニブ−キャンセラー回路が
   求めた反響路特性を示す制御データを入力し、この制−
   データに従りて擬似反響信号を生成する有限イン／＃ル
   ス応答形フィルタからなるものである特許請求の範囲第
   １項記載の反響打消し装置・（４）　　ｘ　コ−＊ヤン
   セラー回路および有限インノタルス応答形フィルタはデ
   ィジタル形トランスパーサルフィルタ回路で構成される
   ものであって、制御データはトランスパーサルフィルタ
   回路のタッグ利得データとして与えられるものである特
   許請求の範囲第３項記載の反響打消し装置。 （５）ハイブリッド回路の反響路特性の変化を検出して
   トレーニング信号のハイ！す、ド囲路への供給を制御す
   る手段は、トレーニング信号の反響信号から推定された
   反響路特性に従りて生成された擬似反響信号とハイブリ
   ッド回路の受信端出力信号との間の残差信号と、送信信
   号の反響信号から推定される反響路特性に従りて生成さ
   れた擬似反響信号とハイブリッド回路の受信端出力信号
   との間Ｏ残差備考とをレベル比較してハイブリッド回路
   の反響路％性質化を検出するものである特許請求の範囲
   第１項記載の反響打消し装置・ （６）　　送信信号の反響信号からハイプリ、ド囲路の
   反響路特性を推定する手段は、トレーニング信号の反響
   信号から反響路特性を推定するエコーキャンセラー回路
   と鉱別のエコーキャンセラー回路によシ構成されるもの
   である特許請求の範囲第５項記載の反響打消し装置。 （７）　　ハイプリ、ド囲路の反響路特性の変化を検出
   する残差信号のレベル比較は、トレーニング信号の探響
   信号から推定された擬似反響信号とハイブリッド回路の
   受信端出力との残差信号のレベルが、送信信号の反響信
   号から推定される反響路特性に従って生成された擬似反
   響信号とハイブリッド回路の受信端出力信号との残差信
   号のレベルより、一定量以上大きいことを検出して反響
   路特性の変化を検出するものである特許請求の範囲第５
   項記載の反響打消し装置・