JPS5890858A - 送信機 - Google Patents
送信機Info
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- JPS5890858A JPS5890858A JP57172544A JP17254482A JPS5890858A JP S5890858 A JPS5890858 A JP S5890858A JP 57172544 A JP57172544 A JP 57172544A JP 17254482 A JP17254482 A JP 17254482A JP S5890858 A JPS5890858 A JP S5890858A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/122—Modulator circuits; Transmitter circuits using digital generation of carrier signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2014—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes in a piecewise linear manner during each symbol period, e.g. minimum shift keying, fast frequency shift keying
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Near-Field Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、周波数可制御信号発生器と、誘導性アンテナ
とを有し、１８に変調された信号を送信。 する送信機に関するものである。 このような送信機は一般に知られており、特に交通整理
システムにおいて交通の融通性な高めるのに用いられて
いる。このような送信機は特に道路等に沿って配置した
呼掛け（土ｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ １装置および乗
物内に配置した応答装置の双方に用いられている。信号
をｆｆ掛は装置から応答装置に送信する場合には、呼掛
は装置の誘導性アンテナは一般に路面内に設けたループ
アンテナの形１Ｆｌｒｒ・・しており、信号
とを有し、１８に変調された信号を送信。 する送信機に関するものである。 このような送信機は一般に知られており、特に交通整理
システムにおいて交通の融通性な高めるのに用いられて
いる。このような送信機は特に道路等に沿って配置した
呼掛け（土ｎｔｅｒｒｏｇａｔｉｏｎ １装置および乗
物内に配置した応答装置の双方に用いられている。信号
をｆｆ掛は装置から応答装置に送信する場合には、呼掛
は装置の誘導性アンテナは一般に路面内に設けたループ
アンテナの形１Ｆｌｒｒ・・しており、信号
【応答装置
から呼掛は装置に送信する場合には、応答装置の誘導性
アンテナはフェライＦアンテナの形１１ｔ−Ｌ、でいる
。 上述した種類の送信機【道路に沿って配置すると、交通
整理システムのすぐ近辺の家内にある無線受信機のよう
なすぐ近辺の電子装置が一般に、純粋に周波数変調した
信号のように強廣が一定の信号な送信〜する場合よりも
、振幅変調した信号のように強廖が一定でない信号を送
信する場合により妨害に感じやすくなるという欠点Ｐ生
じる。２つの信号周波数を有し、伝送速麿が遅く、周波
数。 スイングが小さいＦＳＫ変調された信号の場合には、誘
導送信な行なえば受信信号の強匣振幅を一定にすること
ができる。この場合、ＦＳＫ変調された信号の双方の信
号周波数に対して双方の振幅がその帯域内で得られるよ
うに誘導性アンテナが同調される。 しかし、伝送＊＊が搬送周波数に比べて連く、周波数偏
移が大きい場合には、相対帯竣輻の為にもはや同調を棲
めて良好にとることができない。 本発明の目的は、低伝送連廣のＦＳＫ変調された信号の
特性【すべで保って上述した問題を簡単に解決すること
にある。 本発明は、周波数可制御信号発生器と、誘導性アンテナ
とを有し、Ｆ８に変調さ、れた信号ケ送信する送信機に
おいて、前記の誘導性アンテナに供給される電流Ｐ、そ
の振幅が送信すべき信号の周波数に反比例するように制
御する制御回路を設けたことを特徴とする。 本発明は、振幅が周波数に反比例する電流を誘導性アン
テナに生せしめることにより、電圧エンベロープの振幅
を一定に保持するのにもはやアンテナ【同調させる必要
がないという事実を確かめ、か−る認識を基に成したも
のである。これにより、近辺に配置されている電子装置
に対する妨害が最小になるという利点が得られる。この
妨害不感応性は受信信号の振幅が信号周波数に依存しな
いようにすることにより簡単に得られる。 本発明の一好適例においては、前記の信号発生器を電圧
信号発生器とし、前記の制御回路が前記の信号発生器に
接続された積分器を具えており、前記の積分器と誘導性
アンテナとの間の信号路内に電圧−電流変換回路を設け
る。 本発明においてＦＳＫ変調された信号とは、位相同期（
コヒーレント）周波数偏移変調された信号或いは正弦波
的に周波数偏移変調された信号のようないかなる種類の
周波数偏移変調された信号Ｐも意味するものとする。 図面につき本発明を説明する。 第１図は位相同期周波数偏移蜜調された信号な送信する
本発明による送信機の一例Ｐ示す。 この送信機は、信号入力端子雪に供給されるデータ信号
による制御の下で、位相同期周波数偏移変調された信号
【生じる電圧信号発生器１を有する。この周波数偏移変
調された信号は積分器１８゜１４．９８と、補償回路網
１１と、低域通過フィルタ４と、線形の電圧−電流変換
器ｓｍとを有するｍ御回路８および輩成儀５【経てルー
プ状の誘導性アンテナ６に供給する。周波数偏移変調さ
れた信号管発生させるには適当ないかなるＩＩＩ！＋の
信号発生器をも用いることができるも、本例ではデジタ
ル信号発生器を示しである。この信号発生器１はパルス
発生源７と、これに接続された分周回路８とを具え、こ
の分周回路８は除数を可調整とした第１分周器９と、除
Ｗｋ′ｆ一定へした第３分周５９１０と【有する。パル
ス騨返し数な例えば８００ＫＨｚとしたパルス発生源フ
によって生ぜしめられたパルス列を第１ｂ図に示す。第
３分周器１０の除数を８にすると、第１０ｖｌに示すパ
ルス信号が得られる。この信号４１位相基準信号として
第１分周器９およびＤ−フリップフロップ回路１１のク
ロックパルス入力端子に供給する。このフリップフロッ
プ回路】】のＤ入力端子は信号入力端子雪に接続する。 このＤ−７リツプフロツプ回路】１は信号入力端子８に
供給されるデータ信号から第２ａ図に示すスイッチング
信号を生せしめる。このスイッチング信号の値は供給さ
れるデータ信号の値に相当し、このスイッチング信号の
信号転換部は第３分周５９１０によって生ぜしめられる
第２０図のパルスの前縁と一致する。スイッチング信号
は第１分周器９の制御入力端子１８に供給する。このス
イッチング信号による制御の下で第１分周器９の除数が
所望の除数に調整される。例えば、第１分周器９の除数
はスイッチング信号が「高」レベルにある期間中１６に
調整し、スイッチング信号が「低」レベルにある期間中
８に調整する。更に第１分周期９には匿知のように重み
付けおよび加算回路網（別個に図示しないｉｔ設け、−
整された各除数に対し＃１１分１ｉ’ｌ器９のＷｌｌｌ
の各別の区分の出力信号ｆ−組合せて第８ｅ図に示すよ
うな特定のデジタル的に正弦波に近似させた電圧信号を
生ぜしめるようにする。このようにして得たデジタル的
に正弦波に近似された電圧信号は制御１１１回路８に供
給する。この制御回路の積分器は抵抗１８と、差動増１
１器１８と、この差動増幅器に対し並列に接続したコン
デンサ１４とを具える。 制御回路８には更に、上記の差動増幅器１８のドリフト
およびオフセットを補償する補償回路網ｓ１を設ける。 この補償の目的の為に、積分ｇｇｓδ、１８゜１４の出
力信号を比較器１ｂに供給する。この比較器は差動増幅
器の形態にする。この差動増幅器の信号反転入力端子に
供給される信号を、この差動増幅器１ｂの信号非反転入
力端子１６に接続された基準電圧源（図示せず）の電圧
と比較する。 積分器１８，１８．１４の出力電圧を、発生された正弦
波近似信号が零を通過すべき一時にサンプリングする。 このサンプリングは、例えばセット・リセツシ双安定素
子（“ラッチフリ′ツブフロップ″）の形態としたサン
プル−ホールド回＄１７によって行なう。この目的の為
に、この回路１７を比較器１’ Ｉｓの出力端子と第１
分周器９とに接続するＯ正弦波近似信号がその周波数に
か＼わらずいがなる一時に零Ｐ通過する必要があるかと
いう情報は、第１分局９９により、この分局器に供給さ
れるスイッチング信号による制御の下で、パルス発生源
７から生じるパルスから取出される。このようにして得
た制御信号はパルス状の信号であり、これらのパルスが
、積分器の出力信号が零を通過する必要がある瞬時
から呼掛は装置に送信する場合には、応答装置の誘導性
アンテナはフェライＦアンテナの形１１ｔ−Ｌ、でいる
。 上述した種類の送信機【道路に沿って配置すると、交通
整理システムのすぐ近辺の家内にある無線受信機のよう
なすぐ近辺の電子装置が一般に、純粋に周波数変調した
信号のように強廣が一定の信号な送信〜する場合よりも
、振幅変調した信号のように強廖が一定でない信号を送
信する場合により妨害に感じやすくなるという欠点Ｐ生
じる。２つの信号周波数を有し、伝送速麿が遅く、周波
数。 スイングが小さいＦＳＫ変調された信号の場合には、誘
導送信な行なえば受信信号の強匣振幅を一定にすること
ができる。この場合、ＦＳＫ変調された信号の双方の信
号周波数に対して双方の振幅がその帯域内で得られるよ
うに誘導性アンテナが同調される。 しかし、伝送＊＊が搬送周波数に比べて連く、周波数偏
移が大きい場合には、相対帯竣輻の為にもはや同調を棲
めて良好にとることができない。 本発明の目的は、低伝送連廣のＦＳＫ変調された信号の
特性【すべで保って上述した問題を簡単に解決すること
にある。 本発明は、周波数可制御信号発生器と、誘導性アンテナ
とを有し、Ｆ８に変調さ、れた信号ケ送信する送信機に
おいて、前記の誘導性アンテナに供給される電流Ｐ、そ
の振幅が送信すべき信号の周波数に反比例するように制
御する制御回路を設けたことを特徴とする。 本発明は、振幅が周波数に反比例する電流を誘導性アン
テナに生せしめることにより、電圧エンベロープの振幅
を一定に保持するのにもはやアンテナ【同調させる必要
がないという事実を確かめ、か−る認識を基に成したも
のである。これにより、近辺に配置されている電子装置
に対する妨害が最小になるという利点が得られる。この
妨害不感応性は受信信号の振幅が信号周波数に依存しな
いようにすることにより簡単に得られる。 本発明の一好適例においては、前記の信号発生器を電圧
信号発生器とし、前記の制御回路が前記の信号発生器に
接続された積分器を具えており、前記の積分器と誘導性
アンテナとの間の信号路内に電圧−電流変換回路を設け
る。 本発明においてＦＳＫ変調された信号とは、位相同期（
コヒーレント）周波数偏移変調された信号或いは正弦波
的に周波数偏移変調された信号のようないかなる種類の
周波数偏移変調された信号Ｐも意味するものとする。 図面につき本発明を説明する。 第１図は位相同期周波数偏移蜜調された信号な送信する
本発明による送信機の一例Ｐ示す。 この送信機は、信号入力端子雪に供給されるデータ信号
による制御の下で、位相同期周波数偏移変調された信号
【生じる電圧信号発生器１を有する。この周波数偏移変
調された信号は積分器１８゜１４．９８と、補償回路網
１１と、低域通過フィルタ４と、線形の電圧−電流変換
器ｓｍとを有するｍ御回路８および輩成儀５【経てルー
プ状の誘導性アンテナ６に供給する。周波数偏移変調さ
れた信号管発生させるには適当ないかなるＩＩＩ！＋の
信号発生器をも用いることができるも、本例ではデジタ
ル信号発生器を示しである。この信号発生器１はパルス
発生源７と、これに接続された分周回路８とを具え、こ
の分周回路８は除数を可調整とした第１分周器９と、除
Ｗｋ′ｆ一定へした第３分周５９１０と【有する。パル
ス騨返し数な例えば８００ＫＨｚとしたパルス発生源フ
によって生ぜしめられたパルス列を第１ｂ図に示す。第
３分周器１０の除数を８にすると、第１０ｖｌに示すパ
ルス信号が得られる。この信号４１位相基準信号として
第１分周器９およびＤ−フリップフロップ回路１１のク
ロックパルス入力端子に供給する。このフリップフロッ
プ回路】】のＤ入力端子は信号入力端子雪に接続する。 このＤ−７リツプフロツプ回路】１は信号入力端子８に
供給されるデータ信号から第２ａ図に示すスイッチング
信号を生せしめる。このスイッチング信号の値は供給さ
れるデータ信号の値に相当し、このスイッチング信号の
信号転換部は第３分周５９１０によって生ぜしめられる
第２０図のパルスの前縁と一致する。スイッチング信号
は第１分周器９の制御入力端子１８に供給する。このス
イッチング信号による制御の下で第１分周器９の除数が
所望の除数に調整される。例えば、第１分周器９の除数
はスイッチング信号が「高」レベルにある期間中１６に
調整し、スイッチング信号が「低」レベルにある期間中
８に調整する。更に第１分周期９には匿知のように重み
付けおよび加算回路網（別個に図示しないｉｔ設け、−
整された各除数に対し＃１１分１ｉ’ｌ器９のＷｌｌｌ
の各別の区分の出力信号ｆ−組合せて第８ｅ図に示すよ
うな特定のデジタル的に正弦波に近似させた電圧信号を
生ぜしめるようにする。このようにして得たデジタル的
に正弦波に近似された電圧信号は制御１１１回路８に供
給する。この制御回路の積分器は抵抗１８と、差動増１
１器１８と、この差動増幅器に対し並列に接続したコン
デンサ１４とを具える。 制御回路８には更に、上記の差動増幅器１８のドリフト
およびオフセットを補償する補償回路網ｓ１を設ける。 この補償の目的の為に、積分ｇｇｓδ、１８゜１４の出
力信号を比較器１ｂに供給する。この比較器は差動増幅
器の形態にする。この差動増幅器の信号反転入力端子に
供給される信号を、この差動増幅器１ｂの信号非反転入
力端子１６に接続された基準電圧源（図示せず）の電圧
と比較する。 積分器１８，１８．１４の出力電圧を、発生された正弦
波近似信号が零を通過すべき一時にサンプリングする。 このサンプリングは、例えばセット・リセツシ双安定素
子（“ラッチフリ′ツブフロップ″）の形態としたサン
プル−ホールド回＄１７によって行なう。この目的の為
に、この回路１７を比較器１’ Ｉｓの出力端子と第１
分周器９とに接続するＯ正弦波近似信号がその周波数に
か＼わらずいがなる一時に零Ｐ通過する必要があるかと
いう情報は、第１分局９９により、この分局器に供給さ
れるスイッチング信号による制御の下で、パルス発生源
７から生じるパルスから取出される。このようにして得
た制御信号はパルス状の信号であり、これらのパルスが
、積分器の出力信号が零を通過する必要がある瞬時
【表
わす。この制御信号を第！ｄ図に示す。 積分器１δ、１４，１２１の出力信号の値が前記の瞬時
において入力端子１６における基準電子と相違する場合
には、サンプル−ホールド回路１７が差信号の極性に相
当てる論理値の信号を生じる。 これらの信号は分圧器１８．１９およびコンデンサ１０
を有する他の低域通過フィルタにより￥滑止して増Ｓ器
１８の信号非反転入力端子に供給するＯ これにより増幅器１８の出力の平均信号値が基準電圧に
等しくなり、この信号値が、供給された且つ位相同期周
波数偏＃餐調された信号の零レベルを構成する。また積
分器の作用の下で、信号発生器１から生じる一定振幅の
信号Ｃ第ｓｅｖ！Ｊ＞から第！ｆｖＪに示す電圧の信号
が得られる。この第５ｒｖ４の信号はその瞬時周波数に
反比例する振幅【有する。可変Ｉｊｉ輻のこの信号は、
電流に変換された後に誘導性アンテナに供給するのに適
した信号である。 可愛振幅の信号は低域通過フィルタ４ｆ通過させて正弦
波近似信号の高周波【更に抑圧した後電圧−電流変換回
路！２に供給し、電圧信号に比例する電流を発生せしめ
る。この電圧−電流変換回路は本例では８個のトランジ
スタ８４および！６【有し、これらトランジスタのエミ
ッタ１本例では抵抗値を等しくした２つの直列抵抗２Ｂ
および３フにより相互接続する。 これら抵抗１６および露７の相互接続点には電流源１８
ｒｔＩ’続する。トランジスタ２４およびｌ！＋のコレ
クタは変成器ｉの一次巻線の両端にそ、れぞれ接続する
。この−次巻線の中心タップ８０は電圧源（図示せず）
に接続する。第２ｆ図に示す信号は低域通過フィルタ番
により平滑化した後、トランジスタ８６のペースに直接
且つ信号反転回路２９に経てトランジスタ８４のベース
に供給スる。トランジスタ２４および３６の対をこのよ
うに差動駆動することにより、電流源３８により生ぜし
められる定電流′が、トランジスタ２４および２Ｉｓの
ベース間の電圧差に正比例する割合で変成器すの一次巻
線に亘って分布される。従って、この−次ｉｓを流れる
電流は第８ｆ図に示す電圧な平滑化した後に得られる電
圧に正比例する。従って、比例定数は抵抗ｓ６および２
フの髄によって決まる。従って、この電流は同じｔＭｓ
変ａｔ−受けている。 この送信電流は、ループアンテナを送信機の他の部分か
ら直流分離する為に変成器５で電流した咎ループアンテ
ナ６に供給する。 このループアンテナ６の誘導特性の為に、このようなア
ンテナな流れる電流により９２ｇ図に示すような一定振
幅の電圧を生せしめる。この電圧により、誘導性のアン
テナから送出された送信信号の強度かデータ餐調に依存
しないエンベロープ【有する受信信号を生じるような強
度となるようにする。 入力信号の振幅、抵抗ｓ８の値、コンデンサ】４の値、
抵抗！６およびｓ７の和の値およびアンテナ６のインダ
クタンスを適当に選択することにより、送信信号の一定
振幅を適当ないかなる値にもすることができる。 アンテナ電流の振幅はアンテナのインダクタシスに依存
しないという事実の為に、送信機システムは温度変動や
、アンテナを路面内にｍ設した際に生じるおそれのある
幾何学的な変形に感応しないようになる。 アンテナの入力側を誘導性とずや限り、ループアンテナ
６の代りにフエライ）アンテナやその他の種類のアンテ
ナを用いることもできる。 第１図の制御回路８の代りに第８図に示す制御回路８’
？用いることができる。この第８ＷＪに示す制御回路ａ
′の入力端子８１には、電圧信号発生器１から生じ第＊
＊図に示す出力信号を供給する。 このようにして得た、エンベロープが一定のＦ１ａに変
調された信号ｆ２つの相補型増Ｉｓａに供給する。これ
らの相補型増幅器は、入力電圧を周波数に反比例する振
ａｔ−有する電流に変換するコイルａａｒｔ有する帰還
回路Ｃ後に説明する）ｒｒ具えている。 この目的の為に、フィルタ８２から生じる信号を入力回
路【経てトランジスタ８６および８６′ ・にそれぞ
れ供給する。これらの入力回路はコンデンサ８４および
８４゛と抵抗８ｂおよびδｂ゛と【それぞれ有している
。これらトランジスタ電流れる直流電流は分圧器８７．
δ８；δ８゛、８７″によって部分的に設定され、これ
ら分圧器は後に説明する帰還回路の一部分ｅも構成する
。トランジスタ８６および８６′のエミッタは抵抗ａ９
および８９′を経で給電１１４１および４１′にそれぞ
れ接続し、これら給電線は抵ｔ／ｃ４ｍおよび４ ｊＩ
’を経て電源端子４８および４８゛にそれぞれ接続する
。トランジスタ８６および８６′のコレクタは各別の抵
抗４４および４４′をそれぞれ経て且つ共通抵抗４ｆｉ
ｆ経て基準点４０に接続する。この基準点４０は電解コ
ンデンサ４６および４６′と給電Ｓ４１および４１′と
をｕぞトランジスタ８６および８６′のエミッタにそれ
ぞれ接続するとともに。 電解コンデンサ４フおよび４７′【経て電源端子４８お
よび４８′にそれぞれ！ＩＩ続する。３つの相補型の増
幅器の対称性の為に、基準点４０の直流電圧自体は電源
端子４８および４８′に存在する電源電圧間の中間の普
に調整される。 トランジスタ８６および８６′によって増幅された信号
は３つの相ｍ型エミッタホロワ回路４８゜４９および４
８’ 、 ４９’のベースに供給する。これらエミッタ
ホロワ回路はトランジスタ４９およヒ４９’ノベースお
よびエミッタ間に接続された抵抗ｂＯおよびｉ ｏ’を
それぞれ有する。 これらエミッタホロワ回路により出力端子５１に供給さ
れる信号は３つのトランジスタ８６および８６″によっ
て供給される信号間の差に比例する。 この出力電流の振幅を送信すべきＦＦ５Ｘ変調された信
号の周波数に反比例させる為に、この出力電流な出力変
成器すの一次巻線に通した後にコイル８８を経て基準点
４０に供給する。このコイル８８の端子間に発生する電
圧は帰還回路の帰還回路網８Ｆ４．５８および８８’、
６８’を経てトランジスタ８６および８６゛の入力端子
にそれぞれ供給する。フィルタ８３から生じる入力電圧
は一定のエンベロープを有する為、コイル８８の端子間
電圧も一定のエンベロープを有し、これが為コイル５ｓ
ｒｒ流れる電流、従って変成器５の一次巻線を流れる出
力雷、流は信号周波数に反比例する振幅を有する。従っ
て、変ｔＩ、器すの二次＠線に接続されたループアンテ
ナ６に亘って生じる電圧は制御 ′回路ｓ’の目的であ
る一定のエンベロープを有するようになる。 交流電圧に対して”はトランジスタ８６および８６′は
並列に作動する為、増幅率・帯域幅の積は単一回路の場
合の８倍となる。このことは帰還率および安定間の双方
に対して有利なことである。 會たコンデンサ４フおよび４７″に対してはこれらの直
線性、温度係数および直列抵抗に関して厳しい条件を課
する必要はない。その理由は、入力信号および帰還信号
の双方に対して基準点を用いる為である。 トランジスタ４８および４８′のペースはダイオードｌ
Ｓ４およびｆｉ ４’の直列回路を経て相互接続する。 これらのダイオードはトランジスタ４８および４８′と
相俟って、トランジスタ４９および４９′に零入力電流
が流れずこれらトランジスタがＣ級増＠器として作動し
つるようにするものである。Ｆランジスタδ６および８
６′の出力電圧のスローレイト（ｓｌｏｗ −ｒａｔｅ
）が高い為、交差ひずみは制限された状態に維持され
る。
わす。この制御信号を第！ｄ図に示す。 積分器１δ、１４，１２１の出力信号の値が前記の瞬時
において入力端子１６における基準電子と相違する場合
には、サンプル−ホールド回路１７が差信号の極性に相
当てる論理値の信号を生じる。 これらの信号は分圧器１８．１９およびコンデンサ１０
を有する他の低域通過フィルタにより￥滑止して増Ｓ器
１８の信号非反転入力端子に供給するＯ これにより増幅器１８の出力の平均信号値が基準電圧に
等しくなり、この信号値が、供給された且つ位相同期周
波数偏＃餐調された信号の零レベルを構成する。また積
分器の作用の下で、信号発生器１から生じる一定振幅の
信号Ｃ第ｓｅｖ！Ｊ＞から第！ｆｖＪに示す電圧の信号
が得られる。この第５ｒｖ４の信号はその瞬時周波数に
反比例する振幅【有する。可変Ｉｊｉ輻のこの信号は、
電流に変換された後に誘導性アンテナに供給するのに適
した信号である。 可愛振幅の信号は低域通過フィルタ４ｆ通過させて正弦
波近似信号の高周波【更に抑圧した後電圧−電流変換回
路！２に供給し、電圧信号に比例する電流を発生せしめ
る。この電圧−電流変換回路は本例では８個のトランジ
スタ８４および！６【有し、これらトランジスタのエミ
ッタ１本例では抵抗値を等しくした２つの直列抵抗２Ｂ
および３フにより相互接続する。 これら抵抗１６および露７の相互接続点には電流源１８
ｒｔＩ’続する。トランジスタ２４およびｌ！＋のコレ
クタは変成器ｉの一次巻線の両端にそ、れぞれ接続する
。この−次巻線の中心タップ８０は電圧源（図示せず）
に接続する。第２ｆ図に示す信号は低域通過フィルタ番
により平滑化した後、トランジスタ８６のペースに直接
且つ信号反転回路２９に経てトランジスタ８４のベース
に供給スる。トランジスタ２４および３６の対をこのよ
うに差動駆動することにより、電流源３８により生ぜし
められる定電流′が、トランジスタ２４および２Ｉｓの
ベース間の電圧差に正比例する割合で変成器すの一次巻
線に亘って分布される。従って、この−次ｉｓを流れる
電流は第８ｆ図に示す電圧な平滑化した後に得られる電
圧に正比例する。従って、比例定数は抵抗ｓ６および２
フの髄によって決まる。従って、この電流は同じｔＭｓ
変ａｔ−受けている。 この送信電流は、ループアンテナを送信機の他の部分か
ら直流分離する為に変成器５で電流した咎ループアンテ
ナ６に供給する。 このループアンテナ６の誘導特性の為に、このようなア
ンテナな流れる電流により９２ｇ図に示すような一定振
幅の電圧を生せしめる。この電圧により、誘導性のアン
テナから送出された送信信号の強度かデータ餐調に依存
しないエンベロープ【有する受信信号を生じるような強
度となるようにする。 入力信号の振幅、抵抗ｓ８の値、コンデンサ】４の値、
抵抗！６およびｓ７の和の値およびアンテナ６のインダ
クタンスを適当に選択することにより、送信信号の一定
振幅を適当ないかなる値にもすることができる。 アンテナ電流の振幅はアンテナのインダクタシスに依存
しないという事実の為に、送信機システムは温度変動や
、アンテナを路面内にｍ設した際に生じるおそれのある
幾何学的な変形に感応しないようになる。 アンテナの入力側を誘導性とずや限り、ループアンテナ
６の代りにフエライ）アンテナやその他の種類のアンテ
ナを用いることもできる。 第１図の制御回路８の代りに第８図に示す制御回路８’
？用いることができる。この第８ＷＪに示す制御回路ａ
′の入力端子８１には、電圧信号発生器１から生じ第＊
＊図に示す出力信号を供給する。 このようにして得た、エンベロープが一定のＦ１ａに変
調された信号ｆ２つの相補型増Ｉｓａに供給する。これ
らの相補型増幅器は、入力電圧を周波数に反比例する振
ａｔ−有する電流に変換するコイルａａｒｔ有する帰還
回路Ｃ後に説明する）ｒｒ具えている。 この目的の為に、フィルタ８２から生じる信号を入力回
路【経てトランジスタ８６および８６′ ・にそれぞ
れ供給する。これらの入力回路はコンデンサ８４および
８４゛と抵抗８ｂおよびδｂ゛と【それぞれ有している
。これらトランジスタ電流れる直流電流は分圧器８７．
δ８；δ８゛、８７″によって部分的に設定され、これ
ら分圧器は後に説明する帰還回路の一部分ｅも構成する
。トランジスタ８６および８６′のエミッタは抵抗ａ９
および８９′を経で給電１１４１および４１′にそれぞ
れ接続し、これら給電線は抵ｔ／ｃ４ｍおよび４ ｊＩ
’を経て電源端子４８および４８゛にそれぞれ接続する
。トランジスタ８６および８６′のコレクタは各別の抵
抗４４および４４′をそれぞれ経て且つ共通抵抗４ｆｉ
ｆ経て基準点４０に接続する。この基準点４０は電解コ
ンデンサ４６および４６′と給電Ｓ４１および４１′と
をｕぞトランジスタ８６および８６′のエミッタにそれ
ぞれ接続するとともに。 電解コンデンサ４フおよび４７′【経て電源端子４８お
よび４８′にそれぞれ！ＩＩ続する。３つの相補型の増
幅器の対称性の為に、基準点４０の直流電圧自体は電源
端子４８および４８′に存在する電源電圧間の中間の普
に調整される。 トランジスタ８６および８６′によって増幅された信号
は３つの相ｍ型エミッタホロワ回路４８゜４９および４
８’ 、 ４９’のベースに供給する。これらエミッタ
ホロワ回路はトランジスタ４９およヒ４９’ノベースお
よびエミッタ間に接続された抵抗ｂＯおよびｉ ｏ’を
それぞれ有する。 これらエミッタホロワ回路により出力端子５１に供給さ
れる信号は３つのトランジスタ８６および８６″によっ
て供給される信号間の差に比例する。 この出力電流の振幅を送信すべきＦＦ５Ｘ変調された信
号の周波数に反比例させる為に、この出力電流な出力変
成器すの一次巻線に通した後にコイル８８を経て基準点
４０に供給する。このコイル８８の端子間に発生する電
圧は帰還回路の帰還回路網８Ｆ４．５８および８８’、
６８’を経てトランジスタ８６および８６゛の入力端子
にそれぞれ供給する。フィルタ８３から生じる入力電圧
は一定のエンベロープを有する為、コイル８８の端子間
電圧も一定のエンベロープを有し、これが為コイル５ｓ
ｒｒ流れる電流、従って変成器５の一次巻線を流れる出
力雷、流は信号周波数に反比例する振幅を有する。従っ
て、変ｔＩ、器すの二次＠線に接続されたループアンテ
ナ６に亘って生じる電圧は制御 ′回路ｓ’の目的であ
る一定のエンベロープを有するようになる。 交流電圧に対して”はトランジスタ８６および８６′は
並列に作動する為、増幅率・帯域幅の積は単一回路の場
合の８倍となる。このことは帰還率および安定間の双方
に対して有利なことである。 會たコンデンサ４フおよび４７″に対してはこれらの直
線性、温度係数および直列抵抗に関して厳しい条件を課
する必要はない。その理由は、入力信号および帰還信号
の双方に対して基準点を用いる為である。 トランジスタ４８および４８′のペースはダイオードｌ
Ｓ４およびｆｉ ４’の直列回路を経て相互接続する。 これらのダイオードはトランジスタ４８および４８′と
相俟って、トランジスタ４９および４９′に零入力電流
が流れずこれらトランジスタがＣ級増＠器として作動し
つるようにするものである。Ｆランジスタδ６および８
６′の出力電圧のスローレイト（ｓｌｏｗ −ｒａｔｅ
）が高い為、交差ひずみは制限された状態に維持され
る。
第１図は１ｒ８に変調された信号に対すゐ本発明による
送信機の一例を示すブロック線図。 第１ｖ！Ｊは第１図の送信機中に生じる゛信号を示す波
形図、 第８図は第１図の例に用いる制御回路の他の例を示す回
路図である。 １・・・電圧信号発生器、２・・・信号入力端子、８゜
８゛・・・制御回路、４・・・低域通過フィルタ、５・
・・変成器、６・・・アンテナ、？・・・パルス発生器
、８・・・分周回路、９・・・第１分周器、】０・・・
第２分周器、１１・・・Ｄ−７リツプフロツプ回路、１
８・・・差動増幅器、】Ｓ・・・比較器、】７・・・サ
ンプル−ホールド回路、２１・・・補償回路網、２２・
・・電圧−電流変換回路、２８・・・電流源、３９・・
・信号反転回路。 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファプリケン 田、Ω０°０ Φ 鴫−ζカ■ ＦＩＧ、３ 手続補正書 昭和５８ 年１ 月 １１ 日 １、事件の表示 昭和５７年特 許 願第１７２５４４号２発明の名称 送信機 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称 エヌ・べ−・フィリップス・フルーイランペ
ンファブリケン ｌ明細書第５頁第５行の「双方の」を「等Ｉ７い」に訂
正する。 ２、同第５頁第９行の「相対帯域幅の」を「相対帯域幅
が大きい」に訂正する。 ８同第１ Ｑ、頁第６〜７行を下記の通りに訂正する。 「イツチング信号およびパルス発生源７から生じるパル
スによる制御の下で取出される。このように」 鴫、同第１４頁第４行のｊ ＦＦ５Ｋ Ｊをｒ ＦＦ５
Ｋ（Ｆａｓｔｙｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｈｉｒｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ ） Ｊに訂正する。 ５、同第１５頁第４〜６行を下記の通りに訂正する。 「４０は電解コンデンサ４６および４６′を経て給電線
４１および４１’にそれぞれ接続するとともに、」 ６同第１７頁第４行の「基準点」を「基準点４０」に訂
正する。
送信機の一例を示すブロック線図。 第１ｖ！Ｊは第１図の送信機中に生じる゛信号を示す波
形図、 第８図は第１図の例に用いる制御回路の他の例を示す回
路図である。 １・・・電圧信号発生器、２・・・信号入力端子、８゜
８゛・・・制御回路、４・・・低域通過フィルタ、５・
・・変成器、６・・・アンテナ、？・・・パルス発生器
、８・・・分周回路、９・・・第１分周器、】０・・・
第２分周器、１１・・・Ｄ−７リツプフロツプ回路、１
８・・・差動増幅器、】Ｓ・・・比較器、】７・・・サ
ンプル−ホールド回路、２１・・・補償回路網、２２・
・・電圧−電流変換回路、２８・・・電流源、３９・・
・信号反転回路。 特許出願人 エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファプリケン 田、Ω０°０ Φ 鴫−ζカ■ ＦＩＧ、３ 手続補正書 昭和５８ 年１ 月 １１ 日 １、事件の表示 昭和５７年特 許 願第１７２５４４号２発明の名称 送信機 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称 エヌ・べ−・フィリップス・フルーイランペ
ンファブリケン ｌ明細書第５頁第５行の「双方の」を「等Ｉ７い」に訂
正する。 ２、同第５頁第９行の「相対帯域幅の」を「相対帯域幅
が大きい」に訂正する。 ８同第１ Ｑ、頁第６〜７行を下記の通りに訂正する。 「イツチング信号およびパルス発生源７から生じるパル
スによる制御の下で取出される。このように」 鴫、同第１４頁第４行のｊ ＦＦ５Ｋ Ｊをｒ ＦＦ５
Ｋ（Ｆａｓｔｙｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｈｉｒｔ Ｋｅｙ
ｉｎｇ ） Ｊに訂正する。 ５、同第１５頁第４〜６行を下記の通りに訂正する。 「４０は電解コンデンサ４６および４６′を経て給電線
４１および４１’にそれぞれ接続するとともに、」 ６同第１７頁第４行の「基準点」を「基準点４０」に訂
正する。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 Ｌ８！！波数可制御信号発生器と、誘導性アンテナとを
有し、ｙｓｘｔ調された信号を送信する送信機において
、前記の誘導性アンテナに供給される電流を、その振幅
が送信すべき信号の周波数に反比例するように制御する
制御回路を設けたことを特徴とする送信機。 急 特許請求の範囲ｌ記載の送信機において、前記の信
号発生器を電圧信号発生器とし、前記の制御回路が前記
の信号発生器に接続された積分器な具えており、前記の
積分器と誘導性アンテナとの間の信号路内に線形の電圧
−電流変換回路を設けたことを特徴とする送信機。 亀 特許請求の範Ｈ１記載の送信機において、前記の周
波数可制御信号発生器が、パルス発生器と、該パルス発
生器に接続され除数を可調整とした第１分周、ｓｉとを
具えたことを特徴とする送信機。 ４ 特許請求の範囲Ｓ記載の送信機において、積分器と
誘導性アンテナとの間の前記の信号路が低域通過フィル
タを具えたことＰ特徴とする送信機。 ａ 特許請求の範囲Ｓ記載の送信機において、前記の積
分器が差動増幅器を有し、該差動増幅器にはその出力端
子と信号反転入力端子との間にコンデンサが接続されて
おり、前記の積分器は、当該積分器に接続された比較器
と。 該比較器に接続されたサンブルーホールド回路と、該サ
ンブルーホールド回路に接続された低域通過フィルタと
を具えており、前記サンプル−ホールド回路の制御入力
端子を前記の第１分周器に接続し、この第１分周器によ
って供給される制御信号による制御の下で前記の比較器
の出力信号をサンプリングおよび保持するようにし、前
記の低域通過フィルタの出力端子を前記差動増幅器の信
号非反転入力端子に接続したことを特徴とする送信機。 ａ＠許請求のＩｅｌｌ！１記載の送信機において、前記
の信号発生器を電圧信号発生器とし、前記の制御回路が
前記の信号発生器に！１！続された低域通過フィルタ【
有し、該低域通過フィルタに帰還増幅器回路′ｆ接続し
、この増幅器回路の帰還回路かインダクタンス【有し、
前記の増幅器回路の出力電流が前記のインダクタンスｔ
−ａｈ、このインダクタンスの端子間に生じる電圧が増
幅器回路に対する帰還電圧を形成するようにしかことな
特徴とする送信機。 ｔ 特許請求の範Ｉ！ｌｓ記駿の送信機において、前記
の増幅器回路が、交流に対して並列に配置した３つの相
補型の増幅器を有し、これら２つの増１ｌｉｌｌ器によ
り共通に用いられる基準電圧を増幅器回路の電源端子間
に接続された３つの直列接続コンデンサによって得るよ
うにしたことを特徴とする送信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8104487 | 1981-10-02 | ||
| NL8104487 | 1981-10-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5890858A true JPS5890858A (ja) | 1983-05-30 |
| JPH027543B2 JPH027543B2 (ja) | 1990-02-19 |
Family
ID=19838150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57172544A Granted JPS5890858A (ja) | 1981-10-02 | 1982-10-02 | 送信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4555792A (ja) |
| EP (1) | EP0076545B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5890858A (ja) |
| BR (1) | BR8205727A (ja) |
| CA (1) | CA1211793A (ja) |
| DE (1) | DE3260840D1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4689803A (en) * | 1985-06-10 | 1987-08-25 | Megapulse Inc. | Antenna tuning system and method |
| AU598811B2 (en) * | 1987-05-01 | 1990-07-05 | Megapulse Incorporated | Dynamic antenna tuning system and method |
| US5987058A (en) * | 1988-11-02 | 1999-11-16 | Axonn Corporation | Wireless alarm system |
| US5189381A (en) * | 1991-10-31 | 1993-02-23 | Advanced Micro Devices, Inc. | Apparatus for generating a sinusoidal output signal |
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| US5893027A (en) * | 1996-11-05 | 1999-04-06 | Motorola, Inc. | Fully integrated two-way radio transmitter utilizing current mode transmit buffer and method of using same |
| DE10142807B4 (de) * | 2001-08-31 | 2005-10-13 | Leuze Electronic Gmbh & Co Kg | Optoelektronische Vorrichtung |
| US6565001B1 (en) * | 2001-11-08 | 2003-05-20 | Em Microelectronics-Us, Inc | Receiver circuit and method for a contactless identification system |
| US7110729B1 (en) * | 2003-01-22 | 2006-09-19 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for generating a temperature insensitive reference current |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3095539A (en) * | 1959-12-18 | 1963-06-25 | Sylvania Electric Prod | Digitally positioned wave filter |
| DE1290204B (de) * | 1966-03-23 | 1969-03-06 | Rohde & Schwarz | Verfahren und Anordnung zur Nachrichtenuebertragung durch Umschalten der Ausgangsfrequenz eines Hochfrequenzgenerators |
| US3474451A (en) * | 1967-04-10 | 1969-10-21 | William E Abel | Loop antenna circuit coupling multiple transmitters |
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| US3638142A (en) * | 1970-07-20 | 1972-01-25 | Ericsson Telefon Ab L M | Frequency shift modulator with amplitude compensation |
| US3812929A (en) * | 1971-07-26 | 1974-05-28 | Citation Mfg Co Inc | Self-propelled golf cart |
| US3939422A (en) * | 1974-02-12 | 1976-02-17 | Westinghouse Electric Corporation | Dynamic antenna tuner |
| US3934202A (en) * | 1974-03-25 | 1976-01-20 | Telesonic Systems, Inc. | Tour guide system including means for noise and crosstalk suppression |
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| US4170764A (en) * | 1978-03-06 | 1979-10-09 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Amplitude and frequency modulation system |
| GB2066628B (en) * | 1979-12-21 | 1984-04-04 | Philips Electronic Associated | Circuit arrangement for transmitting binary data elements as two tone frequences |
-
1982
- 1982-09-27 US US06/423,763 patent/US4555792A/en not_active Expired - Lifetime
- 1982-09-29 DE DE8282201212T patent/DE3260840D1/de not_active Expired
- 1982-09-29 EP EP82201212A patent/EP0076545B1/en not_active Expired
- 1982-09-30 CA CA000412616A patent/CA1211793A/en not_active Expired
- 1982-09-30 BR BR8205727A patent/BR8205727A/pt not_active IP Right Cessation
- 1982-10-02 JP JP57172544A patent/JPS5890858A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0076545B1 (en) | 1984-09-26 |
| CA1211793A (en) | 1986-09-23 |
| EP0076545A1 (en) | 1983-04-13 |
| JPH027543B2 (ja) | 1990-02-19 |
| BR8205727A (pt) | 1983-09-06 |
| DE3260840D1 (en) | 1984-10-31 |
| US4555792A (en) | 1985-11-26 |
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