JPS589616B2 - タジユウヘンチヨウ フクチヨウホウシキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は多重変調、復調方式に係り、第１及び第２の変
調信号で一の搬送波を変調してゼロクロス毎に交互に第
１又は第２の変調信号で幅変調された被変調波を得、こ
れを簡単な回路構成で復調しえ、もつて特に上記被変調
波を記録、再生せしめた場合に好適な多重変調、復調方
式を提供することを目的とする。

従来、例えば無安定マルチバイブレータの出力矩形波の
高電位期間と低電位期間とを、夫々２つの互いに異なる
変調信号で変調する方式は、「セロクロス毎複変復調方
式」として昭和４２年１１月２８日付のＴＶ学会第３回
録画研究委員会資料に公表されている。

すなわち、上記従来方式はゼロクロス毎に第１または第
２の情報を交互に持つ無安定マルチバイブレータの出力
矩形波に変調し、これを復調する際には、一般の復調器
を流用することはできず、上記変調波のセロクロス点を
探知して倍周波信号を作成し、この倍周波信号と上記変
調波との和と差を夫々とることにより復調を行なってい
た。

従って、上記従来方式はその復調器として、上記倍周波
信号を作成するための定パルス幅パルス発生器と、上記
和と差をとるマトリックス回路とを必ず使用しなければ
ならず、比較的回路構成が複雑で高価になるという欠点
があった。

本発明は上記欠点を除去するものであり、以下図面と共
にその１実施例につき説明する。

第１図は本発明方式の１実施例のブロック系統図を示す
。

同図中、１はマトリックス回路で、第１の情報信号Ａと
第２の情報信号Ｂとを夫々供給され、これら２信号の和
及び差をとる。

マトリックス回路１より取り出された和信号Ｘ（＝Ａ十
Ｂ）と差信号Ｙ（＝Ａ−Ｂ）は、夫々変調回路２に夫夫
変調信号として供給され、ここで変調される。

上記変調回路２の具体的回路を第２図に示す。

同図中、９は和信号入力端子、１０は差信号入力端子で
、入力端子９よりの和信号ＸはＮＰＮトランジスタＱ４
のエミツタフオロワ及びダイオードＤ４を夫々通してＮ
ＰＮトランジスタＱ３のベースに供給される。

また、入力端子１０より入来した差信号ＹはＮＰＮトラ
ンジスタＱ．のエミツタフオロワ及びダイオードＤ３を
夫々通してＮＰＮ トランジスタＱ２のベースに供給さ
れる。

ここで、上記ダイオードＤ３及びＤ４は、トランジスタ
Ｑ及びＱ３のベース逆バイアス電位を入力信号にクラン
プするためのダイオードである。

また、ダイオードＤ１，Ｄ２は直流電源（＋Ｖｃｃ）と
接地（ＧＮＤ）間に直列接続された可変抵抗ＶＲよりの
キャリア設定バイアスをトランジスタＱ２ ，Ｑａのベ
ースに与える一方、入力和信号Ｘ及び差信号Ｙの相互の
干渉を防ぐためのダイオードである。

上記トランジスタＱ２ ， Ｑ３、トリマコンデンサＣ
，、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、周知の通り無
安定マルチバイブレータを構成している。

ここで、トランジスタＱ２ ，Ｑｓのベース・コレクタ
間に夫々接続されているダイオードＤ５，Ｄ６は、トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３の飽和を防ぐためのクランプダイオ
ードである。

これにより、この変調回路２は、無安定マルチバイブレ
ータのオフ状態にあるトランジスタの逆ベース電位を、
変調信号の電位にクランプすることによって、オフ時間
を変調するよう構成されている。

また、２入力信号Ｘ，Ｙが零のときの搬送周波数は、可
変抵抗器ＶＲで調整し、その時の出力矩形波のデューテ
イ・ファクタは、上記トリマコンデンサＣ１によって略
５０％に調整される。

これにより、周知の如く、トランジスタＱ２のコレクタ
より高電位期間と低電位期間とを変調信号ＸとＹとで夫
々変調された矩形波が出力端子１１に導かれる。

上記被変調波を検波するには、位相検波回路 （ＰＭ復
調回路）５及び周波数検波回路（ＦＭ復調回路）６に夫
々供給され、ここで復調されて夫夫出力端子７及び８に
導かれる。

ここで、上記ＰＭ復調回路５の１例として例えば第３図
に示す如き回路を使用し、また上記ＦＭ復調回路６とし
て例えば第４図に示す如きパルスカウンタ型ＦＭ復調回
路を使用する。

まず、変調信号Ｘ及びＹが共に零のとき（無変調時）送
受信される被変調波の波形は、第５図Ａに示す如く、パ
ルス幅Ｔｏの対称矩形波である。

この矩形波は第３図に示す位相検波回路５の入力端子１
２よりコンデンサＣ３及びダイオードＤ７よりなるクラ
ンプ回路に供給され、ここでそのローレベルを零ボルト
にクランプされた後低域フィルタ１３に供給される。

上記第５図Ａに示す被変調波の振幅を説明の便宜上、１
ボルトとすると上記低域フィルタ１３よシ取り出され出
力端子１４に導かれる復調信号の振幅は となる。

次に、搬送波を変調信号Ｘ及びＹ共に第１の情報信号Ａ
で変調すると、（Ａキ０，Ｂ＝Ｏ）、被変調波の波形は
第５図Ｂに示す如く、デューテイ・ファクタは上記無変
調時の場合と同様に５０％となる（但し、パルス幅はＴ
ｏ ＋Ａとなる）。

従って、出力端子１４より取り出される復調信号の振幅
は信号Ａの振幅に拘らず常に０．５ボルトである。

これに対し、復調されるべき信号Ａ＝０，ＢキＯで搬送
波を変調すると、被変調波の波形は第５図Ｃに示す如く
、周期は上記無変調時の被変調波の周期２ＴＯに等しい
が、デューティ・ファクタが変化する。

従って、出力端子１４より取り出される復調信号の振幅
は ？なる。

すなわち、上記第５図Ａ及びＢに夫々示す被変調波を復
調する場合にくらべて位相検波回路５の出力信号は、（
２）式よりだけ増加する。

次に信号Ａ，Ｂが共に存在する場合（ＡキＯ，ＢキＯ）
は、そのときの被変調波の波形は第６図Ａに示す如く、
高電位期間がＴｏ ＋Ａ＋Ｂで、低電位期間がＴｏ＋Ａ
−Ｂのパルス列となる。

従って出力端子１４より取り出される復調信号の振幅は ？なる。

この場合、Ｔｏ＞Ａであるものとすると、（２）式と同
様に０．５＋で表わされる復調信号が得られる。

このようにして、位相検波回路５により第２の情報信号
Ｂのみが復調されることがわかる。

他方、上記第４図に示す周波数検波回路６の入力端子１
５に供給された入力被変調波は抵抗Ｒ３と微分トランス
Ｔとによって微分され、これらの時定数で決まる一定パ
ルス幅をＴＯを有する正負のパルスとされ、搬送波の立
ち上がり及び立ち下がりの各エッジ（前縁及び後縁）の
みとされる。

この微分トランスＴの出力微分パルスは、ダイオードＤ
８及びＤ９に供給され、ここで両波整流されだ後零ポル
トにクランプされて低域フィルタ１６に供給される。

ここで、上記入力被変調波が第５図Ａに示す無変調時の
被変調波である場合、上記低域フィルタ１６の入力には
第５図Ｄに示す如き信号が加えられる。

従って、低域フィルタ１６で積分されて出力端子１７に
導かれる信号の振幅は、１−Ｔ９−となる。

また、搬送波を第１の情報信号Ａのみで変調して得られ
た第５図Ｂに示す被変調波が入力端子１５に入来した場
合、低域フィルタ１６は同図Ｅに示す信号を供給される
。

従って、低域フィルタ１６より出力端子１７に導かれる
信号の振幅は、となり、上記第５図Ｄに示す被変調波が
入来した場合にくらべ、ＴｃＡ／Ｔｏ（Ｔｏ＋Ａ）だけ
増加する。

ここで、Ｔｏ＞Ａならば、上記出力の増加は、 ＴＯＡ
／ＴＱ２で近似できる。

更に、第５図Ｃに示す被変調波が入力端子１５に入来し
た場合、低域フィルタ１６は同図Ｆに示す信号を供給さ
れる。

従って、低域フィルタ１６より出力端子１７に導かれる
信号の振幅は、となり、上記第５図Ａに示す無変調時の
被変調波を供給された場合の出力信号の振幅と同一であ
る。

次に信号Ａ，Ｂが共に存在しており、前記した第６図Ａ
に示す被変調波が入力端子１５に入来すると、低域フィ
ルタ１６は第６図Ｂに示す如きパルス列が印加される。

従って、低域フィルタ１６より出力端子１７に導かれる
復調信号の振幅はとなり、前記（４）式と同一となる。

従って、第４図に示す周変数検波回路６によって、上記
第１の情報信号Ａのみが復調検波されることがわかる。

なお、第３図及び第４図に示すダイオードＤ７Ｄ８及び
Ｄ，の向きは夫々逆にしても良いことは勿論である。

また、上記検波回路５及び６は、第３図及び第４図に示
す回飴に限ることはなく、他の同一機能を有する回路で
も良い。

更に、変調回路２として上記第１図に示す回路のトラン
ジスタＱ２及びＱ３のベースバイアス供給電圧を変調す
るよう構成しても良く、更には他の変調回路を使用する
こともできるものである。

なお、第１及び第２の情報信号Ａ及びＢの伝送帯域は、
搬送周波数の約１／３程度の帯域であることが実験的に
確かめられた。

また第１及び第２の情報信号としては、例えば右チャン
ネルのオーディオ信号と左チャンネルのオーディオ信号
のステレオ信号であり、更には第１の情報信号Ａが第１
フィールド（奇数フィールド）のビデオ信号と第２フィ
ールド（偶数フィールド）のビデオ信号との和信号で、
かつ、第２の情報信号Ｂが第１フィールドのビデオ信号
と第２フィールドのビデオ信号との差信号とすることも
考えられる。

この場合は、静止画信号を送受信するときはＡキＯ，Ｂ
＝！ｔｏとなる。

更に、受信した被変調波を例えばＶＴＲで記録する場合
は、特に被変調波の変調信号Ａ，Ｂが上記した第１及び
第２フィールドの和、差両信号である場合は１本のトラ
ックに２フィールド分記録されることとなり、１本のト
ラックに１フィールド分を記録する従来のＶＴＲに比し
テープ消費量を半減することができる。

上述の如く、本発明になる多重変調、復調方式は、第１
及び第２の変調信号で一の搬送波を変調してゼロクロス
毎に交互に第１又は第２の変調信号で幅変調された被変
調波を得これを復調する多重変調、復調方式において、
上記第１及び第２の変調信号として復調されるべき第１
及び第２の情報信号の和信号及び差信号を用いているた
め、上記被変調波と位相検波回路及び周波数検波回路に
より分離検波するようにしたため、従来のマトリックス
回路を不要にでき、帯域分離フィルタを不要にでき、従
って復調系回路を極めて単純でかつ安価に構成でき、上
記被変調波を送信する側が放送局等のサービスを行なう
側で、かつサービスを受ける受信側が不特定多数である
場合に、経済的に極めて有利である等の数々の特長を有
するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明方式の１実施例のブロック系統図、第２
図は第１図の変調回路の１実施例の具体的回路図、第３
図及び第４図は夫々第１図の復調回路の各実施例の回路
系統図、第５図Ａ−Ｆ及び第６図Ａ，Ｂは夫々第３図及
び第４図の動作説明用波形図である。 １・・・・・・マトリックス回路、２・・・・・・変調
回路、５・・・・・・位相検波回路（ＰＭ復調回路）、
６・・・・・・周波数検波回路（ＦＭ復調回路）、９・
・・・・・和信号入力端子、１０・・・・・・差信号入
力端子、１１・・・・・・被変調波出力端子、１３，１
６・・・・・・低域フィルタ、Ｑ，〜Ｑ４・・・・・・
ＮＰＮトラジスタ、Ｔ・・・・・・微分トランス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１及び第２の情報信号の和信号及び差信号で一の
   搬送波を変調してゼロクロス毎に交互に幅変調された被
   変調波を得る変調手段と、該被変調波を供給され該第１
   又は第２の情報信号を復調する位相検波回路と、該被変
   調波を供給され該第２又は第１の情報信号を復調する周
   波数検波回路とよりなることを特徴とする多重変調、復
   調方式。