JPS5899277A - リニアシンクロナスモ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、リニアシンクロナスモータの制御装置に係Ｉ
、４１に超高速鉄道の車両の推進に使用するのに好適な
リニアシンクロナスモータの制御装置に関する。

超高速鉄道の車両の推進には、第１図のように、車両１
に超電導磁石を界ｉ１２として搭載し、軌道側に電機子
コイル３を設置し交りニアシンクロナスモータ（以下、
Ｌ８Ｍと略称する。）が有力である。このＬＳＭを駆動
するには、界磁２に同期して電機子コイル３に正弦波等
の電１１［を通電すれば良く、その推力ｔ１１節するに
は電流値を制御すれば良い。

＃Ｉ１図は、先に提案した位相差制御方式の、リニアシ
ンクｐナスモーメの駆ＩＩＪ制御システムのブー機子コ
イル３の相対位置検出は位置検出装置４で行われる。位
置検出装置４Ｆｉ例えば電機子コイル３のポールピッチ
単位で設置され次被検出板を光学的に検出する装置、！
友は電機子コイル３０ポールピツチ単位で交差して配置
された交差鐸導繍を利用し次位置検出器、あるいは界ｉ
ａ２の移動により電機子コイル３ＫＩＩ起される鱒起電
圧を検出する装置など公知の位置検出装置が使用される
。

位置検出装置４は界ａ２が１ボールピツチを進む毎に位
置信号５を出力する０基本技形見史装置６社、位置信号
５に同期した電流の基本波形７を作成するもので、いわ
ゆる同期蓋の発振器であり・例えば位相比較器、低域フ
ィルタ、直流増幅器及びＶＣＯ（電圧制御発振器）から
なるＰＬＬ　（フェーズ四ツクループ）回路で構成する
のが簡単であり一般的である。

一方、走行適度パターン発生装置９は、速度基準８に基
づいて車両の走行速度パターン１０を発生する。周波数
パターン発生装置１１は、この走行速度パターンＩＯＫ
対応する周波数パターン１２を出力する０なお、車両の
速度■とＬＳＭの周波数Ｉは、ＬＳＭのポールピッチを
Ｐとすると次の関係にあるので、速ｆｖは周波数ｆに置
換できる。

Ｖ寓２ｆＰ　　　　　　・・・・・・・・・・・・（１
）位相差検出１１１３は前記周波数パターン１２と位置
１１４ｔ５の位相差を検出し、位相差信号１４を出力す
る。

電流パターン作成装置１５ｔｉ、前記基本波形発生装置
６で作成された電流の一基本波形の大きさを位相差１号
１４０大きさに応じて調整し、電機子コイル３に通電す
る電流のパターンを作成するもので、補償演算６１１部
１６、電流リミッタ１８、掛算Ｉ！１９などから構成さ
れる。補償演算処理部１６は位相差信号１４ｔ−人力し
て電流パターンの波高値１７ｔ−算出するもので、位置
信号５が周波数パターン１２に対して遅れ位相の場合は
加速すべく波高値１１を増加し、ｔ７を進み位相の場合
は減速すべく波高値１１を減少し若しくは負の波高値と
して回生制動を行うようにする。電流り電ツタ１８は波
高値１Ｔの正側及び負側の最大値を制限することによＱ
、ＬＳＭの加速力及び減速力を制限して車両の乗り心地
を損なわないようにするものである。掛算器Ｉｌｌ、前
記基本波形発生数ｔ６からの基本波形１（通常は正尊４
波）Ｋ、電流す建ツタ１８を通った波高値１１ｍを掛は
合わせ、電機子コイル３に流すべき電流パターン２０を
作成する◇この電流パターン２０は位置信号５に同期し
、且つ車両駆動の几めに必要な推力に対応し次大きさ１
４つ電流パターン（通常は正弦波）である。

電流制御装置２２は、電流検出１６２４で検出した電機
子コイル電流２５と電流パターン２０とを比較器２１で
比較し次偏差を小さくするべく例えばナイリスタ式サイ
クロコンバータなどの電力変換装置２３管制御し、電流
パターン２０に追従した電ｒＩＬｔ電機子コイル３に通
電する。この電、様子コイル電流と車上の界磁２との電
磁作用により車両１社推力を得て走行する。

１１２図及び１ｌＥｓ図は、上記の制御装置において、
周波数パターン１２と位置信号５から電流パターンの波
高値１７１を作成する過程を示す。

第２図の動作波形に見られるように、周波数パターン１
２に対−して位置信号５め位相が遅れている（車両の走
行速度パターンに対して実速度が這い）−場合は、両者
の位相差１４８に対して位相差検出ｌ１１１３は位相差
信号１４を出力する。！２図では原理的説明の几めｌ相
分の位相差１４ａを示しているが、実際は３相分の位相
差を求め平均化して使用すゐ０また、ＩＦ５図ては図面
の都合上位相差の変化を急に描いているが実際の位相差
変化は緩かである斥め、位相差検出器１３の出力１４は
図のごとく円滑なものとして差支えない。補償演算処理
部１６ではこの位相差信号１４に応じた電流パターンの
波高値１７を算出するが、この波高値１７は電流り建ツ
タ１８により最大値をリミットされて修正された波高値
１γａとなる。＠２図て位相差信号１４が大きい場合は
電流パターンの波高値１７ｍはす電ツタ値ＩＰ？であり
、ＬＳＭ社この遅れ位相差を小さくすべく最大ｑ）推力
で加速される。そして、位相差が十分小さくなると、波
高値１７ａＦｉＩＰＬとなり、その速ｌでの走行抵抗に
相轟する推力でトルクバランスして車両は這転される。

第３図は第２図の場合に対して、位置信号５０位相が周
波数パターン１２工りも進んでいる（走行速度パターン
に対して実速度が速い）場合である。この時は、電流パ
ターンの波高値１７ａは負となる０したがって、Ｌ８Ｍ
ＯＩＩ起電圧に対すゐ電機子コイル電流の位相は第２図
の場合と逆相にな９、ＬＳＭはブレーキ運転となる。進
み位相差が大きい場合の電流の波高値１７ａは、負の最
大値−ＩｐｌｒＬ８Ｍ扛ブレーキ運転し、位相差が小で
車両は這転される。

このように、ＬＳＭ（Ｄ速度と一義的に等しい周波数の
位置信号と車両の速度パターンに対応する周波数パター
ンとの位相差を求め、この位相差に応じてＬＳＭの電機
子コイルに通電する電流パターンの大きさを調節するよ
り圧してＬＳＭ　′ｔ−制御丁ｈｉｉＩｔ嬬、適度偏差
を求めて推力調節を行う従−米方式の制御装置に比べ、
原理的に速度制御精度が高く、かつ走行速度パターン（
周波数パターン）へＯ追従性が良いという利点がある。

しかしながら、このよりなＬＳＭの制御装置は、七Ｏｗ
御系をよく検討してみると、通常考えられるように補償
演算処理部において比例演算を行うだけでは、安定な制
御を行先なｉことが判明した。

その理由は、車両の位置信号と速度パターンに比例する
周波数パターンとの位相差信号に基づいて速度制御を行
う場合Ｋｔ！、制御系の位相差れが大き（な９、これが
不安定要因となるためである。

したがって本発明の目的は、安定した制御食性える位相
差制御方式のＬ８Ｍ制御装置を提供するＫある。

この目的を達成する九め、本発明は、ＬＳＭの界磁と電
機子コイルの相対位置を検出する位置検出手段と、ＬＳ
Ｍの速度パターンに対応する基準周波数パターンと前記
位置検出手段の出力との位相差倉求める位相差検出手段
と、前記位置検出手段の出力に同期して電機子コイルに
通電する電流の基本波形を作成する基本波形作成手段と
、前記基本波形の大きさを前記位相差検出手段の出力に
応じて調整し電機子コイルに通電する電流のパターンを
作成する電流パターン作成！段とを備え、前記電流パタ
ーン作成手段社前記位相差検出手段Ｏ出力に補償演算ｌ
＆ｎｔ−施すことにより前記電流パターンの波高値を算
出する補償演算ｍａｓｔ有するＬＳＭの制御装置におい
て、前記補償演算処理部を、比例演算要素と微分演算要
素を含むように構成したことｔ＊黴とする。

即ち、本発明においては、位相差信号に基づいて速度制
御を行う場合′における制御系の位相遅れｔ補償して制
御系を安定化するために、補償演算処理部に微分演算要
素を付加したものである。

また、一般に位相差の検出社ディジタル的に行われ、且
つその検出は位相差を検出しようとする画周波数パター
ンの同、相の波形の立ち上がりエツジ同志あるいは立ち
下が９エツジ同志の時間差を検出して行うために、位相
差やサンプリング周期は周波数パターンの周波数に応じ
て変化することになる０即ち、周波数パターンの周波数
が低いとサンプリング周期は長くなり、周波数が高くな
るとサンプリング周期は短くなる。サンプル値制御畢Ｋ
をけるζＯｔンプリング周期轢制御系の制御特性を決定
するパラメータ０１つであり、したがって前述のような
位相差検出法で、走行速度パターンに比例した周波数パ
ターンの位相と車両の位置信号の位相゛とＯ！１を検出
し、この位相差データに基づ−て車両ＯＸ度制御を行い
、且つその全走行適度範■にわたって良好な速度制御精
度を実現丁あ次めには、位相差のサンプリング周期の変
化を考慮して制御系の補償演算を行う必要がある〇本発
明においては、この点を考慮し、補償演算処理部の補償
演算パラメータを、位相差検出手段の位相差検出周期に
応じて変化させる工うにし次ものである。

以下、本発明の実施例を図面管参照して説明する１、 第４図は本発明の一実施例を示す。この図におい１１、
第１図と同一部分Ｋｉｉ同一符号！付してあゐので、こ
こでは主に第１１ＣＩと異なる部分について説明する０
４１は補償演算処理部で、後述するように比例演算要素
と微分演算要素を含むように構成されている。補償演算
処理部４１には、位相差信号１４の他に、補償演算パラ
メータ４２と演算周期信号４３が入力される。

補償演算パラメータ４２は、位相差信号１４のサンプリ
ング周期に応じて求める必要があり１、且つ位相差信号
１４のサンプリング周期は位置信号５のサンプリング周
期−に依存することから、後述すゐ周期推定値４Ｂ工リ
補償パラメータ演算部５０において算出している。

また、演算周期信号４３Ｆｉ、位置信号５に基づいて演
算周期設定部５１により作成される。この演算周期信号
４３　Ｆｉ、位相差検出器１３での位相差のすンプリン
グ周期に同期して、補償演算処理８４１での演算が行わ
れ、且つその演算結果である電流パターンの波高値１Ｔ
が出力されるように丁ゐためのものである。

即ち、補償演算１６理部４１は、演算周期信号４３によ
り定められた周期で、位相差信号１４と補償演算パラメ
ータ４２とを入力して、比例演算及び微分演算管行い、
電流パターンの波高値１Ｔｔ−算出すゐｌ）Ｃある。

一方、電流バＩ−ンの基本波形Ｔは基本波形発生装置ｓ
２で作成されるが、この基本波形発生装置５２には、位
置信号５の他に、周期予測値５６が入力される。この周
期予測値５６は次のようにして作成される。即ち、まず
、位置信号５の周期を周期機、出４Ｉ４４で検出して周
期信号４５ｔ′得るΩ周期信号４ｂは位置信号５の各相
のエツジで検出されるために離散的な値となる。′ｔた
、このｊｉｉＩｇＪ信号４５には雑音が含まれており、
これから未来の波形の周期を予測する場合にはフィルタ
ｔかけることによって雑音を除去しなければならない。

周期信号４５はディジタル量であり、この周期信号から
雑音金除去しようとする場合にはそのフィルタリングも
ディジタル的に行う必！がある。フィルタリングをディ
ジタル的に行うには、周期信号４５の過去の情報が必要
となるために、これをメモリに蓄える必要がある。メモ
リ部４６は周期信号４５を蓄積するためのものである０
メモリ部４６から取り出され次周期信号メモリ出力４７
〇一連のデータはフィルタ部４Ｂに入力されて周期推定
値４９が作成される。

この周期推定値４９は前述したように補償演算パラメー
タ４２の算出根拠となるものである０フィルタ部４Ｂか
ら出力され九周期推定値４９はメモリｖｓ５３に蓄えら
れるＯ周期推定値４９・から周期予測値５６ｔ−得る友
めには、過去の一連の周期推定値４９が必要であり、メ
モリ部５３はこの一連の周期推定値４９′を蓄えておく
几めのものである。予ａｍ環部５５はメモリ部５３から
取ジ出した周期推定値メ七す出力５４の一連のデータか
ら周期予測値５６を求めている◇基本波形発生装置５２
は、このように位置信号５と周期予測値５６とを入力し
て、基本波形Ｔを作成している。

なお　１１４図では、図面を簡略化する友めに、ｔＸ本
発明とは直接関係ないために、第１図における電流す櫂
ツタ１８、比較器２１、電流制御装置２２、電流検出器
２４、電機子コイル電Ｒ２５を省略したが、これらは実
際の装置では必要となる％ｔ）である。

第５ｌｌｌは１に４ＷＡの実施例における補償演算処理
ｍｌ　４１０Ｆ’ｉ＊を模式的に示したもので、この禍
償演算４６１１１１４１ｍ、比例演算＠５７，５Ｂ及び
ｉ分演算ｓｓ＄を有している。この補償演算処理１１４
１の伝達関数Ｇｃ（８）は、 ＧｃＣ８）　”　Ｋｃ（１＋　Ｔｄ８　）　　　−・・
・−・・−−−−−（２）である。（２）式において、
Ｋｃ扛補償ゲイン、Ｔｄは微分時間、８はラグラス変換
の８である。（２）式で表現される比例・黴亦補償演算
をサンプル値制御系における２変換を用いて！！現する
と、となる００）弐において、Ｚは２変換の２であり、
Ｔは補償演算処理部４１への入力信号のサンプリング周
期である。また０）弐において、（１−Ｚ″″＆）／Ｔ
は微分演算に対す４Ｚ変換を示すものである。

第４図の制御装置における制御系全体の線形モデルのプ
胃ツク線図は、１１１ｉ６Ｈのようになる・この図にお
いて、６０は周旋数パターン１２−の位相、６１はサン
プラー、６２は補償演算処理部４１０伝達関数、６３は
サンプラー、６４はサンプルホールド、６５紘電流推力
費換伝遣関数、６６は推力角速度伝達関数、６７は位置
信号５０角適度、６８嬬角速度位相伝達関数、６９扛位
置信号５０位相である。いま、この間食用いて制御系の
安定不安定について説明する０制御系の安定不安定は第
６ｇ！！！ｌのような閉ループの一巡パルス伝達関数を
用いて得られる特性方程式の根によって決定されるＯ まず、比較のために、補償演算処理部４１において、比
例演算だけを行った場合について説明する。この場合の
補償演算処理部の伝達関数Ｇ′ｃ（Ｚ）は、 Ｇ：（Ｚ）　１１１１　Ｋｃ　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・（４）とな９、−巡パルス伝達関数Ｇ
ｅ（Ｚ）４１、＠６図工９・ となる門なお、Ｔはサンプラー６１のサンプリング周期
である。

０）式と俤）式より’ｆｌｌ性方程式は、となる。この
制御系か安定になるためには、（６）式の５２０絶対値
が１より小さくなることが必要である。ｃｏｚｏ根の絶
対値Ｏ大きさ金検討するために次のような写ｇＩ食性う
Ｏ こＯ写倫を行うと、２変面ｏＩＺｌ　（１なる領域は、
λ平面の左半面に軍曹されることにな９、Ｒｏｕｔｈ−
Ｈｕｒｗｉｔｚ　（）安定判別法が適用”ｔｔｋること
になる。そこで、（７）式ｔ　（６）式に代入し七ＪＫ
関する式を得ると、 ４ となる。（８）式１１ＣＲｏｕｔｈ　−Ｈｕｒｗｉｔｇ
の安定判別法を適用して次の２式を得る。

（９）式、（１０）弐′を同時にｆ１４九すＫＣの値が
存在しないので、比例だけの補償演算処理では、こや制
御系會安定にできないことがわかる０これが、第１図Ｏ
制御ａｍにおいて補償演算部で比例演算をいて比例・微
分補償演算を行った場合について説明する。（３）式の
補償演算を行った場合の特性方程式は、 ・・・・・・・・・・・・（１１） ・・・・・・・・・・・・（１２） を得る。ただしく１２）式においてに−に、Ｋｍである
。

（１２）式にＲｏｕｔｈ−Ｈｕｒｗｌｔｘの安定判別法
を適用して、 ＫＣＫＴ”＞　０　　　　　　　　−−−−−−−−−
−旧・＜１ａ）２ＫｃＫＴ”（Ｔｄ／Ｔ）　＞　０　　
　＝＝（１４）４−ＫｃＫＴ”−２ＫｃＫＴ”（Ｔｄ／
Ｔ）＞Ｏ・−・−”’（１５）ｚｉｃｃｉｃＴ”（Ｔｄ
／Ｔ）（４−ｘｃＫＴ”−・・・・・・・・・・・・・
・く１６）なる、制御系の安定判別のための条件式を得
る。

（１３）〜（１６）　式を満足するＫｃ及びｌ１ｌｄが
存在すれば、比例−微分補償に１９制御系を安定にする
ことができることになる。（１３）〜（１６）式より、
制御系を安定にすやためのに、及びＴｄの設定範Ｈは、
となる。即ち、（１７）式及び（１８）式を満たすＫＣ
及びＴａｔ用いて比例・微分補償を行えば制御系を安定
にすることができる。したがって、上記実施例によれば
、制御系を安定にすやことができる。

第７ａは第４図の実施例における補償演算処理部４１に
比例演算部５８と微分演算部５９を含む場合食尽す。こ
の場合の補償演算処理部４１の２変換体遍閤数Ｇ：（Ｚ
）は、 となるｏｃＯ場合の特性方程式は、 となる。（２０）式に（７）式を代入して、（’ｒｔ／
’ｒ）ｌｃｐＫｍＴ”２ｍ　＋　（２、、。

（Ｔｄ／Ｔ）ＫｐＫｍＴ”）λ＋２−０　　・−・−・
・−・（２１）となる。（ム）式Ｋ　Ｒｏｕｔｈ−Ｈｕ
ｒｗｉｔｚの安定判別法を適用して、制御系を安定にす
るＴｄの範囲を求めを得る。即ち、第７図の場合には、
（２２）大食満足するようＫＴｄを定めれば、制御系を
安定にすることができる。

＄１８１！ａｌ１４１１の実施例における補償演算処理
部４１に、比例演算１ｓ５７．５８．７０と微分演算部
５９と積分演算部１１を含む場合を示す。仁の例が１１
５ＷＪ及び＃Ｉ７図の例と大きく異なる点は積分演算部
７１を含むことである◇この場合の補償演算ｌＩ＆環部
４１　ｏＺ変換伝達関数Ｇ：（Ｚ）ｔ！、となる。この
場合の特性方程式は、 となる。（２４）式に（７）式を代入して、２ＫＣＫＴ
”λ”　＋　４ＫｃＫＴ”（Ｔｄ／Ｔ）λ１＋（ｓ−ｚ
ＫＣＫＴ”−＋ＫｃＫＴ”（Ｔａ／Ｔ））λ＋＄＋１６
（）ｍＱ　　　　　　・・・・・・・・・・・（２５）
肩〒 を得ゐｏ　（２５）弐において、Ｋ−に９に一″Ｃ′あ
るｏ　（２５）式にＲｏｕｔｈ−Ｈｕｒｗｌｔｚの安定
判別法を適用すると次のような条件を得る。

Ｔｄ　）　Ｏ・・・・・・・・・・・・・・（２６）し
たがって、この（２６）〜（２８）式を満足する工うに
、ＫＣｅ　Ｔｄ　ｓ　Ｔ／、　ｔ−設定すれば、制御系
を安定にすることができる。

以上のように、補償演算処理部４１を比例演算部と微分
演算Ｓを含むように構成することに工り、制御を安定に
行えるという効果がある。

次に、ＩＩ４図の実施例において、補償演算パラメータ
４２の値を位相差のサンプリング周期に応じて変化させ
た場合の効果についてａ明する。α７）式及び（１８）
式かられか；ｂ工うに、制御糸管安定にする几めの補償
演算パラメータＫｃ及びＴｄの値は、サンプリング周期
Ｔの値によって影響を受けゐ。

（１７）式及び（１８）式より制御系會安定にするため
のＫｃ及びＴｄの範囲を第９図に示す。

第９図において、斜ＩＩＩｔ−施した部分が安定な領域
である。即ち、サンプリング周期Ｔの変化に応じてＫｃ
及びＴｄの値をこの斜線の範囲内に入るように設定すれ
ば、Ｌ８Ｍの速度制御系を常に安定な状態にすることが
できる０さらに、位相差のサンプリング周期Ｔと補償演
算処理部の出力周期を同一にし、且つその出力の時間を
位相差のサンプリング時間と一致させれば、制御理論に
基づく補償演算パラメータの設定が容易になる。

第１０図は本発明の他の実施例を示す０この実施例が第
４図の実施例と異なる点は、補償演算バラメータを車両
速ｆ（′位置信号の周期）と対応させ即ち、第１０ＷＡ
において、７２はアドレス演算部、７３ａアドレス信号
、７４は補償演算パラメータを格納したメ峰り部であり
、アドレス演算部Ｔ２扛周期纏定値４８からメモリ部Ｔ
４のアドレス信号７３を作成し、メモリＴ４はそのアド
レス信号７３に対応した補償演算パラメータ４２を出力
するようになっている。このようにすると補償演算パラ
メータを得るための演算容量を減少させることがで愈ゐ
◎そＯ他の構成は第４図の実施例と同じであるめで、同
一部分には同一符号を付して詳細な説−は省略する。

以上説明したように、本発明によれば、位相差制御方式
ＯＬ８Ｍ制御装置において安定な制御を行える利点てあ
１、Ｊ［環的に良好な特性を有する位相差制御方式のＬ
８Ｍ制御装置を実用化する上でＯ意−＃ｉ自わめて大で
ある。

図面の簡単なｌ！― ｌｌｌｌ１図は先に提案した位相差制御方式のＬ８Ｍ制
御装置のブロック図、票２図及び１１３５！ＩＩはそれ
ぞれ第１図の装置の動作を説明する定めの動作波形図、
第４因社本発明の一実施例に係るＬ８Ｍ８Ｍ制御装置ロ
ック図、第５図、第７図及び第Ｓ図はそれぞれ第４図の
装置における補償演算処理部の構成例を示ナブロック図
、第６図はｗｉ４図の装置における制御系の線形モデル
のブロック＊ｌｌｌ。

第９図は纂４図の装置における補償演算）（ツメーーの
設定範Ｉｌ管示すグラフ　、ＩＩ　１０　Ｉ！ｌは本ｌ
ｉ明の他の実施例に係るＬ８Ｍ制御装置のブロック図で
ある０ １・・・・・・車両、２・・・・・・界磁、３・・・・
・・電機子コイル、４・・１・・・位置検出装置、５・
・・・・・位置信号、７・・・・・・基本波形、１０・
・・・・・速度パターン、１２・・・・・・周波数パタ
ーン、１３・・・・・・位相差検出器、１４・・・・・
・位相差信号、１５・・・・・・電流パターン作成装置
、４１・・・・・・補償演算処１ｕｌｌ、　　４２・・
・・・・補簀演算ノリメータ、５７　、５１１　、　Ｔ
Ｏ・・・・・・比例演算部、５ｓ・・・・・・微分演算
部Ｏ 第５図 第６図 ゛　　第７図 第８図 第９図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　リニアシンクロナスモータの界磁と電機子コイル
   の相対位置を検出する位置検出手段と、リニアシンクロ
   ナスモータの適度パターンに対応する基準周波数パター
   ンと前記位置検出手段Ｏ出力とＯ位相差を求める位相差
   検出手段と、前記位置検出手段の出力に同期して電機子
   コイルに過電する電流の基本波形管作成する基本波形発
   生手段と、前記基本波形の大きさ食前記位相差検出手ｇ
   ｏ出力に応じて調整し電機子コイルに通電する電流のパ
   ターンを作成する電流パターン作成手段とを備え、前記
   電流パターン作成手段は前記位相差検出手段の出力に補
   償演算処ｌｌを施すことＫより前記電流パターンの波高
   値を算出する補償演算処理部會有する％Ｏ’ＦＣおいて
   、前記補償演再処理部嬬比例演算要素と黴分演算簀素會
   含む↓うに構成されていること管特徴とするリニアシン
   クロナスモータＯ制御装置◎ ２、特許請求の範囲第１項において、前記補償演算処理
   部は、その補償演算パラメータを、前記位相差検出手段
   の位相差検出周期に応じて変化させるようにしたこと′
   ｔ％徴とするリニアシンクロナスモータの制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、前記位相差検出手
   段９位相差検出周期と前記補償演算処理部の補償演算周
   期及び補償演算結果の出力周期とは同期させであること
   ｔ特徴とするリニアシンクロナス毫−タの制御装置。