JPS5910148B2 - サイクロコンバ−タ制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はサイクロコンバータ制御装置に係り、特に無循
環電流方式の逆並列接続サイリスタ変換器を用いたサイ
クロコンバータの制御に好適な制御装置に関する。

無循環電流方式の逆並列接続サイリスタ変換器を用いた
サイクロコンバータで交流電動機を運転する場合は、特
にサイクロコンバータの出力周波数が高くなるに従い以
下のような問題が生じる。

いま上記サイクロコンバータで正弦波電流を電動機に供
給して運転する場合を例にとると、出力電流の極性を切
替える時に衆知のごとくサイリスタ変換器の正逆切替え
のために必らず所定の電流体止期間が必要である。この
休止期間は通常数ミリ秒の値をもつ。従つて、サイクロ
コンバータの出力周波数が低いときはこの休止期間はあ
まり問題にならないが、周波数が高くなるにつれて休止
期間の影響は無視できなくなる。すなわち、休止期間が
存在するため休止期間終了後の出力電流の立上りが悪化
して所望の電流を通電できなくて電気出力が低下したり
、軽負荷あるいは回生制動運転時には、逆に出力電流の
立上りにオーバーシュートを生じトルク脈動が発生した
りする問題がある。

出力電流の立上り悪化による電気出力の低下は、本発明
者による実験例でば約１０％と大きなものであつた。以
下に従来の動作図例を用いて具体的に上述の問題点を説
明する。

第１図は本発明の実施例で無循環電流方式の逆並列接続
サイリスタ変換器を用いたサイクロコンバータの制御装
置のブロック図であるが、まずこれを流用して従来の制
御装置のＪ簡単な説明を行なう。

ただし、第１図中で従来は回路要素２０の電流パターン
と同相の正逆切替指令を作成する単なる極性判別器であ
り、また３１〜３３の回路要素は備わつていない。第１
図で１は３相の正弦波波形パターン発生器、２は電流値
信号１ｐを与える端子、３は波形パターン発生器の出力
信号である正弦波波形パターンＷＰと電流値信号１ｐを
掛算して電流パターンＩ，を作成する掛算器、４は電流
パターンＩｐとサイクロコンバータの出力電流検出器９
の出力電流信号１Ｍを比較して移相器５にサイリスタの
点弧位相を指令する電流制御装置、６１および６２はそ
れぞれ正接続側サイリスタ変換器７１および逆接続側サ
イリスタ変換器７２のサイリスタのゲートを付勢するゲ
ートパルスアンブ、８は両変換器の交流電源接続端子、
１０はサイクロコンバータの負荷であり３相端子Ｕ，Ｖ
，Ｗおよび中性点端子Ｎをもつ同期電動機、１１は正逆
切替指令ＰＮ（正接続側への通電指令のときの信号レベ
ルは１、逆接続側への通電指令のときの信号レベルは０
とする）および電流零検出器１２の出力である電流零信
号ＺＤ（電流零とみなしているときの出力レベルは０、
電流が流れているとみなしているときの出力レベルは１
とする）を入力として正側ゲートパルスアンブ６１およ
び逆側ゲートパルスアンブ６２の起動・停止信号ＧＰお
よびＧＮ（起動時の信号レベルは１、停止時の信号レベ
ルは０とする）を発生する正逆切替論理回路である。こ
のような従来の制御装置で動作しているときの動作波形
を第２図に示す。

サイクロコンバータの周波数が比較的高くなると図に示
すように出力電流１Ｍの休止期間の出力半周期に占める
割合は大きくなり、電流パターンＩ，に対する正逆切替
位相の遅れは大きなものとなつてくる。電流パターンＩ
，は負荷力率をよくするために通常同期電動機の誘起電
圧Ｅｃと同相にする。電流パターン１，の極性が１の点
で負から正に変わると正逆切替指令発生器（従来例では
前述のように単なる極性判別器）２０の出力信号ＰＮは
レベル０から１に変わり正逆切替論理回路１１は正逆切
替動作を開始する。そして、サイクロコンバータの出力
電流１Ｍが完全に零になつた２の時点で逆側ゲートパル
スアンブ６２へ起動指令を与えていたＧＮの信号レベル
は１から０となり、逆接続側のサイリスタのゲートパル
スは消滅する。その後サイリスタのターンオフタイム相
当の少しの時間を経た３の時点で正側ゲートパルスアン
ブ６１の起動指令ＧＰの信号レベルはＯから１になり、
正接続側サイリスタ変換器のゲートが付勢されて正方向
の出力電流が流れ始める。ここで、出力電流の休止時間
はサイクロコンバータの出力周波数に基本的には関係な
くほぼ一定であるので、出力周波数が比較的高くなると
第２図に知られるように、休止期間の出力半周期に占め
る割合は大きくなり、電流パターンＩ，に対して正逆切
替位相（３の点）の遅れは大きなものとなつてくる。一
方、電流パターンＩ，は負荷力率をよくするために通常
同期電動機の誘起電圧Ｅｃと同相にしている。従つて、
通電開始位相が遅れてくると負荷の逆起電圧は比較的大
きなものとなつてくるので、サイリスタ変換器は回路イ
ンピーダンスに加え負荷の逆起電圧に対向して電流を流
し始めることにより、その出力電流波形は第２図でイの
如く立上りが悪いものとなつてしまう。すなわち、サイ
リスタ変換器は通電開始時に最大限の出力電圧を負荷に
加えるも、負荷の逆起電圧が変換器の通電能力を低下さ
せてしまう。このような事態になると電動機の出力は前
述の程度に大幅に低下してしまう。また、このために変
換器の交流電源電圧を上げて最大出力電圧を大きくする
ことは変換器の容量や交流電源の無効電力増加につなが
り好ましくない。一万、回生制動運転時は電動機の誘起
電圧と電流パターンの位相は１８０度異なる（電動運転
時と極性が逆になる）。

従つて、先程とは逆に電動機の誘起電圧はサイリスタ変
換器の通電を助ける状態にあり、かつ通電開始の位相遅
れが大きいために電流制御装置４は移相器５に最大限の
出力電圧を発生するような点弧位相を指示しているので
、第２図の口の波形に示すように通電開始時に出力電流
はオーバーシユートを起してしまう。このように電流パ
ターンに対して通電開始移相の遅れが大きくなると負荷
状態により出力電流の立上りが・大きく変化してしまい
、電動機の出力低下やトルク脈動など悪い結果を生じる
。上述の問題点で、電動運転時の電流の立上りを改善す
るには、電流パターンを電動機電圧に対して電流体止期
間相当進み位相にして与える方法が考えられる。

第３図はこのときの動作波形を示すものであるが、以下
に述べる欠点を有する。第３図の場合は、サイリスタ変
換器のゲートスタート点は電動機の誘起電圧とほぼ同相
であり、誘起電圧が小さい状態で通電が開始される。従
つて、第２図の例で示したような電動運転時の電流 ！
の立上りの悪化や、負荷状態により電流の立上りにオー
バーシユートが生じるなどの問題は改善される。しかし
、第３図に知られるように通電電流の電動機電圧に対す
る位相はほぼδだけ進むことになり、一方、電動機の電
気出力はＣＯｓδに概略比例するので位相差がない場合
より電気出力は減少することになる。以上のように、電
流パターンを電動機電圧に対して進み位相にすることに
より出力電流の立上り特性を改善する効果があるが、電
気出力は低下してしまう。

この分電流パターン値を増加して補えば、当然ながら運
転力率が悪いためにサイリスタ変換器や電動機の容量増
加を招くことになる。上記は、電動機を負荷とする場合
につき、電動機の逆起電圧との関係を含めて論じたが、
一般に、逆起電圧を生じない静止負荷について考察すれ
ば、従来の装置では、第２図及び第３図から明らかなよ
うに、電流の正逆切替後に再び電流制御系が生かされる
時点（ＧＰオン時点）では、いずれも、電流パターンＩ
Ｐと実電流１Ｍとの偏差が過大になりすぎている。従つ
て、一般的に言えることは、第２図にＩＭ（口）で示す
ようなオーバーシユートを招き、これを防止しようとす
れば電流制御系のゲインを十分に高くとれない欠点を招
くこととなる。本発明の目的は、上述の問題点のない、
サイクロコンバータの出力電流波形、とくに通電極性切
替時の電流立上り波形を改善することのできるサイクロ
コンバータ割御装置を提供するにある。本発明は、電流
パターンに対して進み位相の正逆切替信号を作成し、こ
の正逆切替信号に基づいて正逆切替動作を電流パターン
の極性切替時点より手前から行ない、よつて電流パター
ンの極性切替時点より早めに出力電流を零として次の通
電サイクルの電流パターンが小さい時点で通電を開始す
るようにしたものである。以下に本発明を具体的な実施
例に基づいて説明する。

第１図は本発明の実施例を示すサイクロコンバータ制御
装置のプロツク図である。

第１図の全体フ的な説明は第１図を流用した従来例の説
明のところで述べているので省略する。

以下には本発明に直接係る部分を主に説明する。第１図
で２０はδだけ進み位相の正逆切替指令を作成するため
の回路要素であり、例えば第５図のごとき回路、３１は
比較器、３２は排他的論理和ゲート回路、３３は論理積
ゲート回路で３１〜３３の回路は前記正逆切替指令がで
たら出力電流の零を検知する迄移相器５にゲートパルス
の位相を強制的に絞る指令を与える回路であり、この作
用により電流パターンの極性が切替る前に出力電流を速
やかに零とすることができる。

第４図は上記動作を説明するための動作波形図である。

比較器３１の出力信号ＰＮＯは電流パターンＩ，と同期
した信号である。正逆切替指令ＰＮはこれよりδだけ進
み位相の信号である。正逆切替指令ＰＮのレベルが１の
点で１からＯに変わると、比較器３１の出力ＰＮＯのレ
ベルはまだ０であるため排他的論理和ゲート３２の出力
はレベル１となり、一方、出力電流がまだ流れているの
で電流零検出器の出力レベルは１であり、従つて論理積
ゲート３３の出力は１となり移相器５にゲートシフト指
令ＧＳを発する。このためサイリスタ変換器の出力電流
は急速に減少し、２の点で電流零検出器１２の出力レベ
ルは０となる。このため論理積ゲート３３の出力はＯと
なりゲートシフト指令およびゲートスタート指令ＧＰが
解除され、両変換器はゲートプロツク状態となる。その
後サイリスタ素子のターンオフタイム相当を経過してサ
イリスタ変換器が安定した時点４で逆側サイリスタ変換
器のゲートスタート指令ＧＮのレベルがＯから１になり
、先程と逆極性の通電が開始される。ここで、４の時点
が電流パターンＩ，の極性切替時点３の近くになるよう
に位相角δを選定しておけば、電流パターンおよび電動
機誘起電圧が十分小さい状態で通電を開始することがで
きるので電動機電圧の影響がほとんどなく、電流パター
ンへの追従性がよい出力電流１Ｍが得られる。

しかも電流パターンｉの位相は電動機の誘起電圧ＰｅＯ
の位相と同相であるので、出力電流のピーク点は電動機
電圧のビーク点とほぼ一致しており、電動機の電気出力
の低下は第３図の方式（電流パターンの位相を進める場
合）に比較してはるかに小さい。

出力電流１Ｍの基本波成分が電動機電圧Ｅｃと同相にな
るように位相差δを選定すれば、最も有効に電気出力が
得られることは言うまでもない。この場合は第４図で通
電開始点４は極性切替点３よりもう少し遅れた点になる
。ただし、これをあまり遅らせると前述のように電動運
転時は通電開始時に電動機電圧の影響を受けやすくなり
、所望の出力電流が流れなくなるので、あまり遅らせる
ことは得策でない。あくまで所望の出力電流が流れる範
囲でできるだけ出力電流の基本波成分の位相が電動機電
圧に近くなるようにすることになる。正逆切替指令を電
流パターンに対して進ませる手段としては、例えば第５
図のごとき回路が適当である。

ここで、通電開始点を電流パターンの極性切替点に合わ
せるようにするもう一つの方法である。

この場合は、正逆切替時の出力電流の休止時間Ｔ１（第
４図で２−４の期間）は出力周波数や出力電流などの影
響を受けずほぼ一定であるので、正逆切替指令の電流パ
ターンに対する進み位相角δはサイクロコンバータの出
力周波数ＦＯに対応して（１）式のごとく変えることが
望ましい。（１式ではゲートシフトしてから電流が零に
なる迄の時間Ｔ２（第４図で４−２の期間）を考慮して
いる。δ＝２πＦＯ（Ｔ１＋［′２） −・・（
１）ただし、前述のように出力電流の基本波成分を電動
機電圧により近づけて電気出力をさらに有効に出すため
には、（１成のδより少し小さく設定することになる。
いま、具体的な数値例としては、サイクロコンパータの
最大出力周波数を１７Ｈｚ１正逆切替時の電流体止期間
Ｔ１およびゲートシフト後の電流零までの時間Ｔ２がそ
れぞれ５ｍｓおよび２ｍｓの場合を例にとると、１７Ｈ
ｚ時の進み立相角δＭａｘは（１成より、δＭａｘＷ）
＝３６０×１７×（５＋２）×１０−３＝４２．８（ト
）となる。

従つて、出力周波数がＦＯのときの進み位相角δ（５）
は（２成のごとく設定すればよい。そこで、（２）式の
ように出力周波数Ｆ。に比例して進み位相角δを設定す
る移相調節器を備えればよいが、比較的簡単な実施例と
して第５図のごとき移相調節回路で代用できる。第５図
で２４，２７は演算増幅器、２２，２３，２５は抵抗器
、２１はコンデンサ、２６は負電圧制限用のダイオード
であり、２１〜２４からなる回路は（３成の周波数伝達
特性をもつ回路、２５〜２７は正弦波矩形波にする波形
成形回路である。

Ｇ（Ｊｗ）＝１＋ＪＷＴ゛゜｛３）ここで、ｗは入力信
号の角周波数、Ｔは回路時定数で抵抗器２２，２３の値
をＲ１コンデンサ２１の容量をＣとすればＴ＝ＲＣであ
る。

従つて、進み位相の正逆切替指令を作成する回路２０の
入出力信号の進み位相角δ籟！、次のごとく表わされ、
いま前述のごとくδＭａｘを４２．８度になるように時
定数Ｔを選定すると、Ｔは８．７ｍｓとなる。

このように定数セツトしたときのサイクロコンバータの
出力周波数に対する正逆切替指令の進み位相角は第６図
のごとくである。この特性は動作周波数の範囲内で概Ｗ
８２）式に近似するので、第５図のごとき簡単な回路で
も所期の目的を満足しうることが知られる。なお、前述
のように電気出力をさらに有効に得るためには第６図の
進み位相角より少し小さくなるよう定数セツトした方が
良い。ところで、前述のようにサイクロコンバータの出
力周波数が比較的高い運転領域では正逆切替指令を電流
パターンより進み位相に設定すべきであるが、比較的低
い場合は電動機の誘起電圧も低く、かつ正逆切替時の電
流体止期間の出力電流の一周期に占める割合も小さいの
で、上述の操作を行なわなくても通常は支障がない。

そこで、第７図に示すごとくリレー２８Ｒを設け、周波
数比較器２８により設定周波数以下でリレー２８Ｒを開
路して位相調節を行なわないようにすることが実用的で
ある。すなわち、第５図の簡単な回路例も含めて、通常
の位相調節器は周波数が低い状態での位相調節精度は悪
くなるので、低周波数の運転状態で位相調節器を切離す
ことは効果的である。広範な周波数域で動作する位相調
節器は一般に複雑な回路で高価であり、低周波領域での
精度は比較的悪くなる。他方、（１賦でサイリスタのゲ
ートを強制的にゲートシフトして電流が零になる迄の時
間Ｔ２は、当然ながらゲートシフト開始時の出力電流の
大きさにより変わる。

そこで、電流値に対応して正逆切替指令の進み位相角δ
を補整することが通電開始位相を適切にするうえで有効
である。第７図で２９は電流比較器で電流が比較的小さ
い場合はリレー２９Ｒを閉じ、回路抵抗２２１を短絡し
て回路抵抗２２２のみとし、回路時定数を小さくするこ
とにより位相進み角を小さくしたものである。一方、第
４図で正逆切替指令がでた４の時点から電流パターンの
極性が切替る３の時点の間で電流パターンｉを強制的に
零にすると次の効果がｐある。

すなわち、この間は第１図で移相器５に強制的にゲート
シフト指令ＧＳを与え、電流パターンの値にかかわらず
、出力電流を零にしようとしている。したがつて、電流
パターンよりも出力電流が小さくなるので電流制御装置
４は電流を増加するように移相器５に指令を出してくる
ので、これに打勝つてゲートシフト指令ＧＳを与えるこ
とが必要である。そこで、電流パターンをこの間で零に
すればこの分ゲートシフト指令は少なくてすむ。また、
電流制御装置４は単に比例調節器でなくて比例・積分調
節器などで構成するのが一般であり、この場合は、この
間で電流パターンを零としておけば、いわば電流制御装
置をりセツトしたようなものであり、電流パターンの極
性が変わつて通電を開始する時適切な点弧位相角からサ
イクロコンバータを起動することができる。このことは
軽負荷時の起動時オーバーシユートを低減する効果があ
る。なお、電流パターンを零にすることは、図示してい
ないが通常のアナログスイツチを用いて容易にできる。
また、電流パターンと出力電流を比較した後段の信号を
零としても同様の効果があるのは言うまでもない。以上
で、正逆切替指令回路の入力信号は波形パターンＷＰを
用いて説明してきたが、これは電流パターンＩ，でもよ
く、いずれの場合も電流パターンの極性切替点より進み
位相の点から正逆切替指令を与えて電流パターンの極性
が切替る前に強制的に電流を零とし、電流パターンの極
性切替点の近傍で逆側への通電を開始することにより、
上述のごとく出力電流波形が良好で電源やサイリスタ変
換器の容量増加を招くことなく、有効に電気出力が得ら
れるサイクロコンバータの運転制御が可能となる。

以上述べたごとく、本発明によれば、正逆切替時におけ
る電流波形の乱れがないサイクロコンバータ制御装置を
提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すサイクロコンバータ制御
装置のプロツク図、第２図および第３図は従来の動作図
例、第４図は本発明の動作図、第５図は第１図中の正逆
切替指令回路の実施例を示す回路図、第６図は第５図に
示す回路の入出力位相特性図、第７図は第１図中の正逆
切替指令回路の別の実施例を示す回路図である。 １−・・一・・正弦波波形パターン発生器、２−・・・
・・電流値信号を与える端子、３・・・−・・掛算器、
４−・・一・・電流ＦｂＩ卿装置、５−・・−・・移相
器、６１，６２−・・−・・ゲニトパルスアンプ、７１
，７２−・・−・・逆並列接続されたサイリスタ変換器
、９−・・−・・電流検出器、１０・・・・・・同期電
動機、１１・・・・・・正逆切替論理回路、２０・・・
−・・正逆切替指令回路、３０・・・一・位相しぼり回
路、３１−・・・・・比較器、３２−・・・・・排他的
論理和ゲート回路、３３−・・・・・論理積ゲート回路
、１２・・・−・・電流検）出器、Ｉ，・・・・・・電
流パターン、ＩＭ−・・−・・出力電流、ＥＯ・・・・
・・同期電動機の誘起電圧、ＰＮ・・・・・・正逆切替
指令、ＧＰ・・・・・・正側変換器のゲートスタート指
令、ＧＮ・・・―逆側変換器のゲートスタート指令、δ
・・・−・・正逆切替指令の進み位相角、ＧＳ・・・・
・・移相τ 器へのゲートシフト指令。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 正接続側サイリスタ変換器とこれに逆並列接続され
   た逆接続側サイリスタ変換器とから成るサイリスタ変換
   装置と、交流波形の電流パターンに基いて前記サイリス
   タ変換装置の出力電流を制御する電流制御装置とを備え
   るものにおいて、前記電流パターンに対して進み位相の
   正逆切替信号を作成する第１手段と、この正逆切替信号
   の極性切替り時点に、前記サイリスタ変換装置の出力電
   流を強制的に絞る第２手段とを設けたことを特徴とする
   サイクロコンバータ制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記正逆切替信号
   の電流パターンに対する位相の進み量は、電流パターン
   の周波数に応じて変化することを特徴とするサイクロコ
   ンバータ制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記正逆切替信号
   の電流パターンに対する位相の進み量は、電流パターン
   の大きさに応じて変化することを特徴とするサイクロコ
   ンバータ制御装置。 ４ 特許請求の範囲第１項において、前記電流パターン
   は、少なくとも前記第２手段が動作している間は零とな
   ることを特徴とするサイクロコンバータ制御装置。 ５ 特許請求の範囲第２項において、進み量は、電流パ
   ターンの周波数が所定値以下のとき零となることを特徴
   とするサイクロコンバータ制御装置。