JPS5910153B2

JPS5910153B2 - 周波数変換器及びその運転方法

Info

Publication number: JPS5910153B2
Application number: JP51111265A
Authority: JP
Inventors: ロブロ・ブカソビツク
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1975-09-18
Filing date: 1976-09-16
Publication date: 1984-03-07
Also published as: JPS5256326A; DE2541712C3; DE2541712B2; DE2541712A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、ブリッジ接続されたサイリスタを有するイン
バータを備え、このインバータの出力端子は並列振動回
路と接続され入力端子は直流中間回路と可制御の整流器
とを介して交流電圧源と接続された周波数変換器、及び
インバータの対角上ブリッジ枝路のサイリスタが並列振
動回路の振動回路電圧と同期して交互に点弧される周波
数変換器の運転方法に関する。

かかる周波数変換器及びその運転方法は、「Ｂｒｏｗｎ
ＢｏｖｅｒｉＭｉｔｔｅｉｌｕｎｇｅｎ」第５３巻（１
９６６年）第６９３ないし７０１ページにより公知であ
る。

負荷として並列振動回路を有する周波数変換器は、特に
誘導加熱装置や融解装置に用いられ、これらの装置にあ
つては電気エネルギーは誘導式に加熱されるべき物体に
伝達される。この周波数変換器は定常状態においては負
荷励磁（負荷転流）され、インバータの動作周波数は振
動回路の共振周波数によつて決定される。この場合電流
は直接転流でインバータの導通しているブリツジ枝路か
ら次に導通するブリツジ枝路へ移行し、転流無効電力は
並列振動回路のコンデンサから賄われる。この周波数変
換器においては、更に高い周波数で運転することが必要
な場合には問題が生ずる。何故なら、周波数の上限はイ
ンバータのサイリスタの特性によつて制限されるからで
ある。更に一般には周波数変換器の始動ないし運転確立
のための特別の手段を必要とする。というのは、この運
転状態においては振動回路コンデンサの電荷は直接転流
には十分でないからである。最後に、運転中一般に加熱
のため負荷の抵抗が変化し、従つて振動回路周波数の変
化を生ずるため、負荷の整合にしばしば困難をひき起す
。本発明の目的は、冒頭に述べた種類の周波数変換器に
ついて、始動段階における問題を解決し、又場合によつ
ては更に高い周波数においても運転しうるように構成す
ることにある。

本発明によればこの目的は、インバータの出力端子間に
おいてコンデンサが並列振動回路と直列に接続され、こ
のコンデンサは少くとも並列振動回路のコイルと直列振
動回路を構成することによつて達成される。

本発明による周波数変換器においては、直列振動回路は
始動段階においてインバータブリツジと関係して、例え
ばアメリカ特許第３５９９０７８号により公知の補助転
流装置のように働く。

それ故そこに述べられているような方法によつて、本発
明による周波数変換器は困難なく始動し、その場合並列
振動回路のコンデンサは直接転流には挿入されない。公
知の周波数変換器に対し、本発明による周波数変換器は
その構成において、必要とする構成素子、及び制御に関
して本質的に簡単である。本発明による自励の、少くと
も部分的に負荷励磁の周波数変換器の運転のための優れ
た方法においては、インバータの連続して導通するブリ
ツジ枝路のサイリスタの点弧間に、並列振動回路のｎ個
の半振動ないし半周期が存在し、ここでｎは奇数の自然
数（ｎ＝１，３，５・・・・・・）である。

周波数逓倍のためにはｎ〉１に選ばれ、サイリスタが点
弧されるクロツク周波数は並列振動回路の周波数より小
さい。この場合、並列振動回路の振動の最適励起に対し
ては、直列振動回路の周波数を並列振動回路のそれより
小さく選ぶのが有利であり得る。しかし直列振動回路の
周波数を並列振動回路のそれより大きく選ぶのが有利で
あり、何故ならそれによつて運転中も自励インバータの
利点を保持するからである。サイリスタは点弧されてい
る全半波期間中導通状態にはなく、そのことは一般に効
果が現われない。しかしインバータの全出力エネルギー
が得られるべき場合、即ちサイリスタの限界値が完全に
使用されるべき場合には、直列振動回路の周波数は並列
振動回路の周波数にほぼ等しく選ばれる。数ｎ１即ちプ
ロツク周波数を運転期間中変えるのが有利である。

それによつて、特に中間回路の直流電圧が一定の場合、
公知の周波数変換器において可制御の整流器により制御
されると、取り出される電力を急速に制御する簡単な可
能性が得られる。このため整流器の出力端子を他のコン
デンサで橋絡するのが有利である。インバータの出力端
子をコンデンサを介して並列振動回路のコイルのタツプ
に導くのが有利である。

それによつて誘導コイルを有する負荷は整合され、その
ことは高抵抗及び低抵抗の負荷の場合ほぼ等しい振動回
路周波数に導き、それによつて運転中の負荷抵抗変化は
補償される。次に本発明による周波数変換器を図面に示
す実施例について説明する。

第１図は本発明による周波数変換器の回路例を示す。

インバータ１は単相ブリツジ接続されたサイリスタ２，
３，４及び５により構成される。インバータ１の直流電
流端子６は平滑リアクトル８を有する直流中間回路７と
整流器９とを介して三相交流系統と接続され、三相交流
系統は端子１０に加えられる。整流器９は三相ブリツジ
接続されたサイリスタ９ａないし９ｆにより構成される
。その出力はコンデンサ１１により橋絡される。インバ
ータ１の出力端子１２を介して負荷としての並列振動回
路１３は給電され、並列振動回路１３は並列接続された
コイル１４、コンデンサ１５及び減衰抵抗１６から成つ
ている。並列振動回路１３は出力端子１２間にコンデン
サ１７と直列に接続されている。この場合実施例におい
ては接続導体は振動回路コイル１４のタツプ１４ａ及び
１４ｂに導かれ、コンデンサ１７には今一つのリアクト
ル１８が直列に接続されている。インバータ１のサイリ
スタ２ないし５及び整流器９のサイリスタ９ａないし９
ｆに対して匍脚装置が設けられるが、これらは図を見易
くするため図示されていない。

かかる制御装置は、例えば整流器に対してはＧ．馬゜１
ｔｇｅｎ著「Ｎｅｔｚｇｅｆｉｈ−ＲｔｅＳｔｒＯｍｒ
ｉｃｈｔｅｒｍｉｔＴｈｙｒｉｓｔＯｒｅｎ」Ｓｉｅｍ
ｅｎｓＡＧ出版１９６７年、第２７５又は２８０ページ
に、又インバータに対してはＤ．Ｅ一Ｒｎｓｔ及びＤ．
Ｓｔｒδ１ｅ著「Ｉｎｄｕｓｔｒｉｅｅｌｅｋｔ−ＲＯ
ｎｉｋ」Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ出版１９７３
年）第５４及び５５ページに記述されている。コンデン
サ１７及び並列振動回路コイル１４の一部分により直列
振動回路が形成され、この回路には第１図に示す実施例
の場合更に平滑リアクトル８及びリアクトル１８が属し
ている。

ここで、平滑リアクトル８及びリアクトル１８は、場合
によつては両リアクトル共回路に必要ではなく、省略で
きることは強調されなければならない。直列振動回路を
形成する上述の構成部分は、直列振動回路の振動周波数
が並列振動回路１３の振動周波数より大きく、等しく、
又は小さくなるように選定することができる。それらの
構成部分は、直列振動回路の振動周波数が並列振動回路
の振動周波数より大きくなるように選定されると有利で
ある。この仮定の下で第２図により運転方法を詳細に説
明する。第２図において、並列振動回路１３の振動回路
電圧ＵＳｌサイリスタ２及び３が導通しているときそれ
らを流れるパルス状の電流１２及び１３が時間ｔについ
て示されている。

インバータを運転するため、インバータ１の対角上ブリ
ツジ枝路のサイリスタ２及び５、又は３及び４は交互に
振動回路籠圧Ｕｓと同相で点弧される。それによつて振
動回路電圧Ｕｓと同相にあるパルス状電流１２及び１３
が得られ、その際サイリスタの点弧によつてパルス状電
流１２及び１３の始端が調整され、その始端が振動回路
電圧Ｕｓの各零値通過前、通過時又は通過後にあるよう
にされる。しかしインバータ１の各点弧されたサイリス
タ２及び５、又は３及び４は公知の周波数変換器のよう
に並列振動回路１３の振動回路電圧Ｕｓの関係する半波
の終りに始めて消弧されるのではなく、コンデンサ１７
により形成される直列振動回路によつて、並列振動τ
τ
回路の半周期？より短かいパルス持続時間一夛後消弧が
行われる。何故なら直列振動回路は並列振動回路より大
きい周波数で振動するからである。並列振動回路１３の
振動に対しては、各半波において回路を付勢する必要は
ない。むしろ第２図に示すように、パルス状の電流１２
又は１３でエネルギー供給した後、時間Ｔ。ないし半振
動の数ｎ＝Ｔ二についてインバータは点弧されないま＼
にτＶ２留まり、それらの半振動において振動回路１３
に減衰振動が生ずる。

この場合並列振動回路１３を正しいクロツクで付勢する
ために、ｎは奇数の自然数、即ちｎ＝１，３，５・・・
・・・・・・でなければならない。インバータのサイリ
スタをオンオフし直流中間回路７から供給される電流（
すなわちコンデンサ１１から供給される電流）の極性と
並列振動回路１３の電圧（すなわちコンデンサ１５の電
圧）の極性とが同極性の場合には、負荷としての並列振
動回路１３に電力を注入することができる。

しかしながらこれらの極性が互に逆極性の場合には負荷
としての並列振動回路１３に電力を注入することができ
ない。しかして並列振動回路１３の半振動数ｎが奇数の
場合には、第２図からも明らかなようにその数が増加し
ても、常に直流中間回路７から供給される電流の極性と
並列振動回路１３の電圧とは同相となるから、負荷電圧
を上昇（加振）、あるいは減少（減衰）させることがで
き、したがつて電力制御が可能となる。一方ｎが偶数の
場合には、並列振動回路１３の電圧の極性と直流中間回
路７から供給される電流の極性とは相殺するため負荷電
圧を上昇させることはできず、したがつて電力を注入す
ることができない。周波数逓倍に対してはｎ〉１に選ば
れる。

それによつて、サイリスタの限界特性のみならず、並列
振動回路の減衰によつても制現を受ける、かなり高い周
波数における運転が可能となる。何故なら、インバータ
１のサイリスタ２ないし５の連続する２つの点弧間にお
ける並列振動回路の振動が減衰のためにあまり強く減少
しないことが保証されることになるからである。この場
合、直列振動回路の振動周波数は並列振動回路のそれよ
り小さτ τく選ぶのが有利であり、それは」が」
より大で、パルス状電流１２および１３の時間積が振動
回路電圧ＵｓＯ）′Ｗｆ．圧時間積を完全におおい、そ
れによつて並列振動回路１３の最適励起が得られるから
である。

運転中の数ｎも時間の関数であり、変化しうるものであ
る。

そのため、実施例においてコンデンサ１１によつて得ら
れるインバータの入力における直流電圧を一定と仮定す
ると、減衰抵抗１６から取り出される電力は簡単な方法
で制御することができる。この制御は、可制御の整流器
によつて行われる公知の周波数変換器における電力制御
より簡単である。その場合、直列振動回路の振動周波数
が並列振動回路１３のそれにほぼ等しい場合、τ
τ即ちず二ｔが成立する場合、サイリスタの限界特性を
利用することにより与えられる全出力電力が得られる。

並列振動回路コイル１４のタツプ１４ａ及び１４ｂによ
つて、負荷をインバータに簡単に整合することができる
。負荷が振動回路コイルと整合されるので、高抵抗負荷
と低抵抗負荷の場合の振動回路周波数はほぼ等しくなり
、このことは純抵抗が変化する融解プロセスに対しては
特に重要である。第１図による周波数変換器は更に、イ
ンバータに過電圧の生ずる可能性のある本発明による周
波数変換器に特に挿入することのできる過電圧保護装置
によつて補完される。

この過電圧保護装置は破線で示されている。平滑リアク
トル１０にサイリスタ１９が並列接続され、このサイリ
スタ１９は、平滑リアクトル８に電流減少の際生ずる自
己誘導電圧がサイリスタ１９の順方向に加わるような極
性を持つている。サイリスタ１９の点弧電極は限界値超
過検出器２０の出力と接続され、その入力はインバータ
１の直流電流端子６と接続されている。過電圧が発生す
ると、限界値超過検出器２０を介してサイリスタ１９が
点弧され、このサイリスタ１９は平滑リアクトル８を橋
絡する。それによつて過電圧は取り去られる。この場合
、上述の過電圧保護装置が作動したとき、周波数変換器
が遮断されてはならないことは強調されなければならな
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の接続図、第２図は本発明の
作用を説明するための線図である。１・・・・・・インバータ、２ないし５・・・・・・サ
イリスタ、６・・・・・・インバータ１の直流電流端子
、７・・・・・・直流中間回路、８・・・・・・平滑リ
アクトル、９・・・・・・整流器、９ａないし９ｆ・・
・・・・サイリスタ、１０・・・・・・三相交流系統端
子、１１・・・・・・コンデンサ、１２・・・・・・イ
ンバータ１の出力端子、１３・・・・・・並列振動回路
、１４・・・・・・コイル、１４ａ，１４ｂ・・・・・
・コイル１４のタツプ、１５・・・・・・コンデンサ、
１６・・・・・・減衰抵抗、１７・・・・・・コンデン
サ、１８・・・・・・リアクトル、１９・・・・・・サ
イリスタ、２０・・・・・・限界値超過検出器。

Claims

【特許請求の範囲】１ブリッジ接続されたサイリスタを有するインバータ
を備え、インバータの出力端子は並列振動回路と接続さ
れ、入力端子は直流中間回路と可制御の整流器とを介し
て交流電圧源と接続された周波数変換器において、イン
バータの出力端子間において並列振動回路と直列にコン
デンサが接続され、このコンデンサは少くとも並列振動
回路のコイルと直列振動回路を構成することを特徴とす
る周波数変換器。２特許請求の範囲第１項記載の周波数変換器において
、直列振動回路の周波数が並列振動回路の周波数より大
きい周波数変換器。３特許請求の範囲第１項又は第２項記載の周波数変換
器において、インバータの出力端子はコンデンサを介し
て並列振動回路のコイルのタップに接続される周波数変
換器。４特許請求の範囲第１項ないし第３項のうちのいずれ
か１つの項に記載の周波数変換器において、インバータ
の出力端子間においてコンデンサがリアクトルと直列に
接続される周波数変換器。５特許請求の範囲第１項ないし第４項のうちのいずれ
か１つの項に記載の周波数変換器において、整流器の正
負出力端子が別のコンデンサにより橋絡される周波数変
換器。６ブリッジ接続されたサイリスタを有するインバータ
を備え、インバータの出力端子は並列振動回路と接続さ
れ、入力端子は直流中間回路と可制御の整流器とを介し
て交流電圧源と接続された周波数変換器のインバータの
対角上ブリッジ枝路のサイリスタが並列振動回路の振動
回路電圧と同期して交互に点弧されるようにした運転方
法において、インバータの連続して導通するブリッジ枝
路のサイリスタの点弧間に、並列振動回路のｎ個（ｎは
奇数の自然数、ｎ＝１，３，５…）の半振動が存在する
ようにしたことを特徴とする周波数変換器の運転方法。７特許請求の範囲第６項記載の運転方法において、周
波数逓倍の場合ｎ＞１に選ばれる周波数変換器の運転方
法。８特許請求の範囲第６項又は第７項記載の運転方法に
おいて、電力制御のため数ｎが運転期間中変えられる周
波数変換器の運転方法。