JPS5911265B2 - トランジスタインバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ５ この発明はブッシュブル形トランジスタインバータ
の入力回路に定電流機能を持たすべくインダクタンス素
子を介挿し、トランジスタにおけるスイッチングロスを
減少させたトランジスタインバータ装置に関する。

１０ブッシュブル形トランジスタインバータは、第１図
にその代表的回路例を示すように、インバータトランス
Ｔの１次巻線Ｎｐの中間タップを、を入力端子Ｐ０に接
続し、その巻線Ｎｐの各端子をそれぞれトランジスタＴ
Ｒ、、ＴＲ２のコレクタ・エミツタパスを介して入力端
子Ｐ２に接続している。

また、前記トランスＴの帰還巻線ＮＢの中間タップを２
をダイオードＤを介して前記トランジスタＴＲＩ、ＴＲ
２の各エミッタに接続するとともに、その巻線ＮＢの各
端子をそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２と’！０ コンデンサＣ
ｌ、Ｃ２との並列回路を介して前記トランジスタＴＲ０
、ＴＲ２のベースに接続している。そして前記トランジ
スタＴの２次巻線Ｎｓを出力端子Ｐ３、Ｐ４間に接続す
るとともに、前記トランジスタＴＲＩのベースを起動抵
抗Ｒ３を介して入力ク５ 端子Ｐ１に接続している。こ
のブッシュブル形トランジスタインバータは、第１図に
示すように、出力端子Ｐ３、Ｐ４間に負荷Ｌを接続し、
入力端子Ｐ、、Ｐ２間に直流電源Ｅを接続すると、まず
抵抗Ｒ３を介してトランジスタ３０ＴＲ、のベース電流
が流れ、それによつてトランジスタＴＲＩのコレクタ電
流が流れ始める。

これによつて、帰還巻線ＮＢに電圧が発生し、この帰還
巻線ＮＢから抵抗Ｒ、とコンデンサＣｌとの並列回路を
介してトランジスタＴＲＩに、コレクタ電流３５がさら
に増大するようにベース電流が供給され、これによつて
トランジスタＴＲＩがオンする。そして、トランジスタ
ＴＲＩのコレクタｉｃがベースｑ゜−電流１ｂとトラン
ジスタの直流電流増幅率ＨＦＥとの積に等しくなると、
コレクタ電流１Ｃの増加がとまり、これによつてｌ次巻
線Ｎｐの電圧が減少し、トランジスタＴＲｌのベース電
流も減少する。

ベース電流の減少によつてコレクタ電流が減少すると、
帰還巻線ＮＢにはそれまでと逆極性の帰還電圧が発生し
、それがトランジスタＴＲｌを逆バイアスしてオフさせ
るとともに、トランジスタＴＲ２を順バイアスする。し
たがつて、トランジスタＴＲ，がオフし、かわつてトラ
ンジスタＴＲ２にベース電流が流れ始め、このトランジ
スタＴＲ２にコレクタ電流が流れるようになる。そして
、このトランジスタＴＲ２も前記トランジスタＴＲｌと
同様にその後オフし、再び前記トランジスタＴＲ２の場
合と同様にトランジスタＴＲｌにコレクタ電流が流れる
ようになる。すなわち、トランジスタＴＲ，，ＴＲ２が
交互にオン・オフ動作をくり返し発振動作を続け、それ
によつて出力端子Ｐ３，Ｐ４間に接続した負荷Ｌに交流
電圧を供給している。したがつて、この種ブツシユプル
形トランジスタインバータにあつては、オン状態にある
一方のトランジスタがオフした後に他方のトランジスタ
がオンする動作機構になつているため、次のような欠点
を有している。

すなわち、オンしていたトランジスタがオフするきつか
けは、コレクタ電流１Ｃとベース電流１ｂが前述したよ
うに、ＩｃｈＦＥ−１ｂになつたときに与えられる。と
ころが、直流電流増幅率ＨＦＥは個々のトランジスタに
よつてばらつきがあり、しかも、同一のトランジスタで
あつても温度による影響、ドリフトなどがあつて一定し
ない。したがつて、トランジスタをオフさせるタイミン
グを前記のように直流電流増幅率ＨＦＥによつて決定す
るようにしたものでは、発倣周波数を始めとして入出力
特性に甚しい違いが生じる場合があり、量産性に乏しい
。このため、トランジスタをオン状態からオフ状態にす
るタイミングをその直流電流増幅率ＨＦＥによらない手
段として図に示すように抵抗Ｒｌ，Ｒ２と並列にコンデ
ンサＣｌ，Ｃ２を接続する方式が考えられる。

このようにすると、今、トランジスタＴＲｌがオンして
いてトランジスタＴＲ２のベース・エミツタ間に逆バイ
アスがかかつている状態ではトランジスタＴＲ２はオフ
しているが、時間がたつにつれてコンデンサＣ，が図示
の極性に充電されるから、それによつてトランジスタＴ
Ｒ２のベース電位が上昇する。そして、トランジスタＴ
Ｒ２のベース電位がエミツタの電位よりも高くなると、
トランジスタＴＲ２はトランジスタＴＲｌがオンの状態
であるにもかかわらず、オンすることになる。そして、
トランジスタＴＲ２がオンすれば、コンデンサＣ１の放
電電流が帰還巻線ＮＢｌ抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２との
並列回路、トランジスタＴＲ２のベース・エミツタパス
、トランジスタＴＲｌのエミツタ・ベースパスと流れ、
上記トランジスタＴＲｌに逆バイアスをかけ、このトラ
ンジスタＴＲｌをオフさせる。したがつて、コンデンサ
Ｃｌ，Ｃ２によつてトランジスタＴＲｌ，ＴＲ２をそれ
らの直流電流増幅率ＨＦＥに無関係にスイツチング動作
させることができるから、直流電流増幅率に関係させて
スイツチング動作させる場合に比してインバータの発振
周波数、人出力特性を、トランジスタの直流電流増幅率
に影響されない安定なものにできるはずである。

ところが、前記のようにトランジスタＴＲｌのベース・
エミツタパスにコンデンサＣ１の放電電流を流し、逆バ
イアスをかけるようにしてもトランジスタＴＲｌは、そ
の蓄積時間および下降時間特性のためただちにはオフせ
ず、しばらくの間はトランジスタＴＲｌのコレクタ電流
も流れ続けるようになり、結局、両方のトランジスタＴ
Ｒｌ，ＴＲ２に同時にコレタタ電流が流れるようになつ
てしまうことがわかつた。

そして、このように両方のトランジスタＴＲｌ，ＴＲ２
にコレクタ電流が同時に流れると、そのコレタタ電流に
よつてインバータトランスＴの１次巻線Ｎｐに発生する
磁束は互に打ち消し合うことになり、その期間１次巻線
Ｎｐの電圧は略零となり、しかもトランジスタＴＲｌ，
ＴＲ２が同時にオン状態になるため短絡状態となり、発
振動作は停止し、トランジスタＴＲｌ，ＴＲ２が破壊さ
れる問題があり、前記考えをそのまま実用化できないこ
とがわかつた。一方、トランジスタインバータにおいて
は、誘導性の負荷の場合、たとえば前記した第１図に示
すトランジスタインバータにおいて負荷Ｌが誘導性の場
合を例にとると、この場合における各部の電流・電圧波
形は第２図に示すようになる。

同図から判るようにトランジスタがスイツチングする際
、殊にターンオフする際に、そのコレクタ・エミツタ間
に急激なパルス状の電圧が発生し、これがトランジスタ
損失となり、ひいてはインバータの変換効率を低下させ
る原因となつている。また、負荷側にＬＣ振動系を設け
た場合には、その振動の振動動作、つまり負荷電流の振
動に応じてトランジスタのコレクタ電流も振動し、その
結果、入力電流のピーク値がその平均値よりもはるかに
大きな値となる問題もあつた。さらに、コレクタ電流が
変化するということは、ベース電流をコレタタ電流のピ
ーク値に合わせて平均値より大きく設計しなければなら
ず、この結果ベース電流による電力損失も大きくなると
いう欠点があつた。さらにまた、コレクタ電流すなわち
入力電流が変動するということは高周波成分を含むこと
であり（一般に発振周波数が数ＫＨｚ〜数＋ＫＨｚであ
るため。）高周波雑音の問題もあつた。なお、プツシユ
プル形のサイリスタインバータにおいて、一対のサイリ
スタのスイツチング時に発生する第２図に示したような
パルス状の電圧を低減しようとするものが提案されてい
る（特公昭４３−２７０１０号公報）。

このものは直流電源とインバータとの間に直列に介挿し
たインダタタンス素子でスイツチング時のパルス状電圧
および突入電流を阻止するものである。しかし、このも
のはスイツチング以後の人力電流の変動に対しては前記
インダクタンス素子が作用しないものである。したがつ
て、このものは抵抗によつてスイツチング後の変動を吸
収しようとしているが、前記抵抗により電力損失が生じ
るという問題があつた。この発明は、直流電源とプツシ
ユプル形トランジスタインバータとの間にインダクタン
ス値が特定のインダクタンス素子を直列に介挿すること
によつて、前記インバータの入力電流のうちスイツチン
グ時の突入電流を抑えるのみでなく、スイツチング後に
おいても定電流化し、それによつて前述した種々の問題
を解決し、発振周波数、入・出力特性の安定した、また
、トランジスタのスイツチング時一対のトランジスタを
同時にオンさせた後スイツチングするため、トランジス
タにおけるスイツチングロスおよびベース電流等による
電力損失が少なく変換効率の高いトランジスタインバー
タ装置を提供するものである。以下、この発明の実施例
を図面を参照して説明する。

なお、第１図に示す従来装置と同一部分には同符号を付
して説明する。第３図は、この発明の一実施例を示すも
ので、この装置の特徴としている点は、ブツシユブル形
トランジスタインバータＩと直流電源Ｅとの間にチヨー
クコイルなどのインダクタンス素子ＣＨをそのインダク
タンス値を後述する特定の値に選定して直列に介挿した
ことにある。

このような構成であれば、今、トランジスタＴＲ，がオ
ンし、トランジスタＴＲ２のベース・エミツタ間に逆バ
イアスがかかり、そのトランジスタＴＲ２がオフしてい
る状態で時間が経過すると、トラノジスタＴＲｌがオン
状態のままで、コンデンサＣ，の充電電位によつてトラ
ンジスタＴＲ２のベース電位が上昇し、トランジスタＴ
Ｒ２にベース電流が流れ始め、それによつてトランジス
タＴＲｌに逆バイアスがかかるようになる。

そして、この場合も前述したようにトランジスタＴＲｌ
，ＴＲ２の両方にコレクタ電流が同時に流れる状態か一
時的に生じ、インバータトランスＴの１次巻線電圧が略
零になるが、そのとき問題になる直流電源Ｅからの突入
電流に対してインダクタンス素子ＣＨが、高インピーダ
ンスを呈するから、直流電源ＥからインバータＩに流れ
込む人力電流は一定に保たれる。したがつて、前記のよ
うにトランジスタＴＲｌ，ＴＲ２が同時にオンする状態
が生じても、それによつて短絡といつた事故は生じない
から、インバタＩＶはコンデンサＣｌ，Ｃ２の充電時定
数によつて決まる周期で正常に発振動作することになる
。このため直流電流増幅率ＨＦＦがばらついたトランジ
スタを使用しても、インバータの発振周波数を始め、入
・出力特性を所定に調整設定し、かつ女定なものにする
ことができる。また、前記のようにインダクタンス素子
ＣＨによつてインバータ１Ｖの人力電流を定電流化でき
るから負荷が誘導性の場合であつてもトランジスタのス
イツチング動作時に、一対のトランジスタを同時にオン
させてそのトランジスタのコレクタ・エミツタ間に発生
する電圧を零に近くすることかでき、それによつてトラ
ンジスタにおけるスイツチング損失を非常に小さくし、
インバータとしての変換効率を向上させることができる
。

さらに、負荷Ｌ側にＬＣ振動系が含まれていて、負荷電
流が振動しようとしても、前記インダクタンス素子ＣＨ
によつてインバータに対する人力電流がそれに応動して
振動するのを抑制できるから第５図にコレクタ電流で示
すように入力電流のピーク値をその平均値に極く近いも
のにでき、このためトランジスタの最大コレクタ電流を
第２図に示した従来装置におけるそれよりも十分小さな
ものに選定できることになり、結局、小容量のトランジ
スタを使用することができる。

また、ベース電流もコレクタ電流の平均値近くに合わせ
て設計できるから従来のものより小さくでき、ベース電
流による電力損失も軽減できるとともに、高周波雑音の
問題も軽減できる。ここで、前述の作用、効果を奏し得
る前記インダクタンス素子ＣＨのインダクタンス値Ｌの
適正な値の範囲を明確にすべくインダクタンス素子ＣＨ
のインピーダンス値ωＬ（ただし、ωはインバータＩＶ
の角周波数）と、インバータＩＶの負荷時入力インピー
ダンスＺｉｎ（ただし、このＺｉｎは電源電圧をＩｎと
した場合の入力電流１１助）らＶｉｎ（ｉ）ＬＺｉｎ＝
？で求めたものである。

）との比一１１ｎＺｉｎに対するインバータＩＶの効率
η（至）の変化を調べたので、その結果を第４図を参照
して述べる。

この試験は、直流電源電圧を１２（Ｖ）に、インバータ
の発振周波数を略１５（ＫＨｚ）に設定し、負荷として
コンデンサバラストと１０Ｗけい光ランプの直列回路を
用いた場合のものである。なお、条件を変えた他の試験
においても、前記の試験と同一傾向の結果を得ており、
それらの結果は第４図に示す結果に略等しいものである
。そして、第４図からも明らかなように、インダクタン
ス素子のインダクタンス値Ｌをとしたときに、インバー
タの入力電流をスイツチング時およびスイツチング後の
いずれも定電流化し得て十分良好な効率が得られ、上述
の効果を十分発揮できることがわかる。

もつとも、インダクタンス値Ｌがとなると、鉄心、巻線
などが大形になり、損失なども生じるので実際上はに設
定することが最も望ましい。

つぎに、負荷Ｌを誘導性にし、インダクタンス素子ＣＨ
としてインダクタンスＬがのものを使用し、インバータ
ＩＶの各部の電流・篭圧波形を調べたので、その結果を
第５図に示す。

この場合、第２図に示す従来装置の場合と異なり、トラ
ンジスタのコレクタ・エミツタ間にそのトランジスタの
スイツチング動作時でもパルス状の電圧が発生しておら
ず、トランジスタのスイツチングロスが非常に少なくな
つていることがわかり、またインダクタンス素子のイン
ダクタンス値が前記の値でもスイツチング時およびスイ
ツチング後の全期間を通じて定電流効果を十分発揮する
ことがわかる。さらに、インダクタンス素子のインダク
タンス値が前記の値でも、第４図から明らかなように十
分ではないがかなりの効率向上が実現されている。なお
、前記実施例は、トランジスタのベース回路にコンデン
サＣ，，Ｃ２を含むものであつたが、第６図に示す実施
例のように負荷ＬにコンデンサＣ４を並列接続していた
り、第７図に示すように負荷としてコンデンサバラスト
Ｃ５とけい光ランプＬａとの直列回路を用いるものでは
そのコンデンサＣ４，Ｃ５とインバータトランスＴの巻
線との間で並列あるいは直列振動をなし、トランスＴの
各巻線に発生する電圧がその振動によつて正弦波に近い
形をとり、トランジスタのベース間電圧も、それに応じ
て変化するので、それによつてトランジスタをスイツチ
ング動作できるが、この場合もトランジスタＴＲｌ，Ｔ
Ｒ２のスイツチング時間等により前記コンデンサＣｌ，
Ｃ２を使用する場合と同様に一対のトランジスタが同時
にオンする期間が存在し、かつ負荷電流の変動等問題が
あるから、このようなインバータについてもこの発明を
適用できるものである。

また、負荷側にコンデンサを用いない場合、コンデンサ
Ｃｌ，Ｃ２による振動が悪影響を持ち易いので、その場
合には第８図に示す実施例のように、トランジスタＴＲ
ｌ，ＴＲ２の各ベース回路にダミー用の抵抗Ｒ４，Ｒ５
を挿入すればよい。

さらに、前記第３図に示す実施例などでは、負荷状態が
定格負荷に比して極端に軽負荷になつた場合、インダク
タンス素子ＣＨのために電源インピーダンスが高く、無
効電力の電源への帰還が円滑に行なわれなくなり、イン
バータＩＶが異常発振するおそれがでてくるが、このよ
うな場合には、第９図に示す実施例のように、インバー
タＶの人力端子Ｐ，，Ｐ２間にインダクタンス素子ＣＨ
を介してコンデンサＣ６を接続し、そのコンデンサＣ６
で無効電力を一時的に蓄える役目を未たさせるようにす
ればよい。しかし、このコンデンサＣ６の容量があまり
大きすぎると肝心の定格負荷時でのインダクタンス素子
ＣＨの役目を減殺する不都合を生じる。つまり、コンデ
ンサＣ６によるインピーダンスはインダクタンス素子Ｃ
Ｈによるインピーダンスと比較して制限がある。そこで
、両インピーダンスωＬの比？に対するインバータ効率
η（％）の変化１／（！）Ｃ特性を調べた。

なお、この場合の試験条件は前述した試験の場合と同じ
である。この場合、第１０図に示すような結果が得られ
、これからに設定することが望ましいことがわかつた。

なお、この実施例のように、電源とインバータ回路との
間にＬＣ回路を介挿するようにしたものは単１トランジ
スタインバータ装置などにおいてみられるが、その場合
のＬＣ回路は、インバータが発生するノイズが他の負荷
に影響するのを防止するための、いわゆるフイルタであ
る。つまり、インダタタンス素子でノイズの発生を防止
し、コンデンサでインバータ側からみた電源の状態を定
電圧源とするもので、この発明のようにインダクタンス
素子を定電流源化のために使用するものとは全く別異な
ものである。また、トランジスタのコレクタ回路あるい
は電源に微小なロンダクタンス素子を挿入することが従
来装置では行なわれているが、それはトランジスタに流
れる電流の立ち上がりを抑え、スイツチングロスを軽減
する目的でのみ使用するものであり、この発明のものの
ように定電流機能を有するものでなく、これもまた全く
別異なものである。以上詳述したように本発明は、直流
電源とプツシユプル形トランジスタインバータとの間に
直列に特定のインダクタンス値のインダクタンス素子を
介挿したので、上記インダクタンス素子がインバータの
一対のトランジスタのスイツチング時における突入電流
を阻止する作用と、スイツチング後における入力電流を
も定電流化する作用とを兼ねるため、電力損がなく部品
点数を少なくできるとともに、安定に動作し、また、小
容量のトランジスタを使用できるから安価になり、さら
にベース電流による電力損失が小さく、高周波雑音も少
なく、かつ、一対のトランジスタのスイツチング時にお
いて同時にオンさせコレクタ・エミツタ間電圧を零近く
にした後スイツチングさせることができるから電力損失
の少ないトランジスタインバータ装置を提供できるもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置を示す回路図、第２図は同装置におけ
る各部の電流・電圧波形図、第３図はこの発明の一実施
例を示す回路図、第４図は同実施例で使用するインダク
タンス素子のインダクタンス値とインバータの効率の関
係を示す特性図、第５図は同実施例に誘導性負荷を用い
た場合の各部電流・電圧波形図、第６図、第７図、第８
図、第９図はそれぞれこの発明の別の実施例を示す回路
図、第１０図は第９図に示す実施例において使用するコ
ンデンサの容量と」ンパータの効率の関係を示す特性図
である。 Ｖ・・・・・・プツシユプル形トランジスタインバータ
、ＴＲ，，ＴＲ２・・・・・・トランジスタ、Ｔ・・・
・・・インバータトランス、Ｅ・・・・・・直流電源、
Ｌ・・・・・・負荷、ＣＨ・・・・・・インダクタンス
素子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電流と、 この電源に接続されスイッチング時に一対のトランジス
   タが同時にオンする期間を有するプッシュプル形トラン
   ジスタインバータと、上記直流電源および上記インバー
   タの間に直列に介挿したインダクタンス素子と、を具備
   し、 前記インダクタンス素子のインダクタンス値Ｌは、前記
   プッシュプル形トランジスタインバータの負荷時の入力
   インピーダンスをＺｉｎとし、上記インバータの出力角
   周波数をωとしたときＬ≧１／５・＾Ｚ＾ｉ＾ｎ＿ωに
   設定されていることを特徴とするトランジスタインバー
   タ装置。