JPS59112749A - 多値直交振幅変調用差動論理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、多値、特に６４値以上の直交振幅変調用差動
論理回路に関する。

技術の背景 周知のように変調方式にはＰＳＫ変調方式があり、これ
は例えばデータ”１″、“０゛をＯ相とπ相に対応させ
て変調する。これは絶対位相変調の場合であるが、他に
差動位相変調があり、これは前と比べて位相が変った、
変らないを１．０に対応させる。後者は相対的変化を利
用するので受信側でキャリヤの位相を確定しなくてよい
という利点があるが（受信側ではキャリヤ位相は確定し
にくい）、変調回路で出力されるのは前者であるから送
信側では送信論理回路、絶対位相変調器、の構成にして
差動位相変調を行ない、受信側では復調器、受信論理回
路の構成にして元のデータを復調する。これは１データ
、２位相を扱うので２相変調であるが、π／２．３π／
２を加えて２データ。

４位相を扱う４相変調があり、これにも４データ００．
０１，１１．１０をＯ１π／２．π、３π／２の４位相
に対応させる絶対位相変調と、０゜π／２．・・・・・
・変化を信号００，０１．・・・・・・に対応させる差
動位相変調がある。更に、振幅を大、小に変えていわば
４相変調の中に小４相変調を組込むようにすると１６値
ＱＡＭ変調波が得られ、これにも絶対、差動各位相変開
方式が考えられる。

１６値重畳変調方式における変調信号は、第１パスと称
する４相変調器号に第２パスと称する、前記第１パスの
信号の例えば１／２の振幅を有する４相変調器号を重畳
したものであり、入力ディジタルデータは第１パスと第
２パスとにそれぞれ並列な２本のデータ列を割当てるこ
とによって与えられる。第１図はこのような多値重畳変
調方式における信号空間と入力ディジクルデータとの対
応を示したものであって、Ｏ印は１６個の信号点を示し
、〔〕内は対応する第１パスの入力データを、（）内は
第２パスの入力データをそれぞれあられしている。多値
重畳変調方式においては第１図に示されるごとく、第１
パスの４相変調器号と第２パスの４相変調器号とは同一
のグレイ（Ｇｒａｙ）符号つまり隣り合う信号の差が１
ビツトの符号配列をなすごとく配置されている。

第１図の多値重畳変調方式は２つの欠点を有している。

第１の欠点はこれを絶対位相変調方式で用いると前述の
ように、受信変調信号を復調するために受信変調信号か
ら再生される基準搬送波がいわゆる位相不確定性を有し
、その位相によって復調データが変化することである。

第２の欠点は第１パスの復調データに誤りが生じると、
その誤りによって第２パスの復調データが影響を受ける
ことである。これは多値重畳変調信号の受信においては
、受信変調信号を４相復調器に加えることによってまず
第１パスの復調出力信号を得、次に受信変調信号から第
１パスの復調出力信号を減算することによって第２パス
の４相変調器号を得て、これを第２の４相復調器に加え
ることによって第２パスの復調出方信号を得るためであ
る。

復調用基準搬送波の位相不確定性に基づく復調データの
変化に対しては、変調信号の位相の変化を入力２値デー
タに対応させる前述の差動論理を′使用することによっ
て解決することができる。また第１パスの復調データの
誤りが第２パスに波及するのを防止するためには、第１
図に示す符号配列を変換して第２図に示すごとき配列に
することが考えられる。第２図の符号配列ではｙ軸また
はｙ軸を第１パスの復調しきい値レベルとしたとき、第
２パスの変調信号の各々がｘ、　ｙ軸に関して対称であ
るように配列されているため、第１パスの、。

復調データに誤り力１生じても殆んどの場合第２パスの
データは正しい状態に保持される。

従来技術と問題点 第３図は差動論理を用いかつ符号の変換を行った従来の
１６値直交振幅変調方式における変復調回路の一構成例
を示したものである。第３図において、入力端子ＩＮＩ
、ＩＮ２に加えられる第１パスの入力信号および入力端
子ＩＮ１′、ＩＮ２’に加えられる第２パスの入力信号
は、４相ＰＳＫ送信論理回路ＳＬ＋およびＳＬ２におい
て入力２値信号を出力信号の変化の有無に対応させる前
記差分信号に変換される。送信論理回路ＳＬ＋の出力を
４相変調器ＭＯＤ＋に、送信論理回路ＳＬ２の出力を、
送信論理回路ＳＬ＋の出力を受ける排他ＯＲゲー）ＥＲ
Ｉ、ＥＲ２を通して符号変換した後４相変調器ＭＯＤ２
にそれぞれ加えて１．搬送波発生器ＣＧＲからの搬送波
を４相位相変調する。

４相変調器ＭＯＤ＋の出力の４相変調器号と、４相変調
器ＭＯＤ２の出力の４相変調器号を減衰器ＡＮで１／２
の振幅に減衰させた信号とを和回路ＡＤにおいて加え合
せることによって第２図に示゛された変調信号が出力端
子Ｔｓに得られる。

このような変調信号が受信側の入力端子ＴＢに加えられ
ると、該変調信号は４相律調器ＤＥＭ１、位相比較器Ｐ
Ｄ、差回路ＳＢにそれぞれ入力する。

第１パスの信号は４相律調器ＤＥＭ＋で復調された後４
相ＰＳＫ受信論理回路ＲＬ　’＋において送信論理回路
ＳＬ＋におけると逆の変換を施されて、入力端子ＩＮＩ
、ＩＮ２の入力信号に対応する出力信号が出力端子０Ｕ
ＴＩ、０ＵＴ２に得られる。

復調に必要な搬送波は、電圧制御発振器ＶＣ○、低域Ｐ
波器ＬＰＦ、位相比較器ＰＤ、４相復開器ＤＥＭ＋、４
相変調器ＭＯＤにより再生され、この再生搬送波が４相
律調器ＤＥＭ１、ＤＥＭ２にそれぞれ加えられる。４相
変調器ＭＯＤは４相律調器ＤＥＭ１の復調出力を再び４
相変調器号に戻し、これを位相比較器ＰＤに加えて上述
のキャリヤ再生を行なうと共に差回路ＳＢにも加え、差
回路ＳＢは受信変調信号から該４相変調器号を引算する
ことにより第２パスＰ２の４相変調器号を生じる。第２
パスＰ２の４相変調器号は４相律調器ＤＥＭ２において
復調したのち４相律調器ＤＥＭ１の出力を〜、受ける排
他ＯＲゲー）ＥＲ３，ＥＲａを通して逆符号変換を行っ
た後、４相ＰＳＫ受信論理回路ＲＬ２において送信論理
回路ＳＬ２におけると逆の変換を施し、入力端子ＩＮ１
′、ＩＮ２’における入力信号に対応する出力信号とし
て出力端子ＯＵＴ　１”＋　０ＵＴ２’から導出される
。

第３図の点線枠１は１６値変調回路を、また点線枠２は
１６値復調回路を構成する。排他ＯＲゲ）ＥＲＩ、ＥＲ
２は１６値の変調信号に対応する入力データの組合わせ
の配列を第１図に示す配列から第２図に示す配列に変換
するために用いられ、同様に排他○Ｒゲー）ＥＲ３，Ｅ
Ｒａは復調信号における２値データの配列を第２図に示
す配列から第１図に示す配列に復元するために用いられ
ている。

ところで、第３図の変復調回路では誤り率が大きくなる
欠点がある。一般に１６値変調方式においては、差動論
理を使用しない場合は第１パスおよび第２バスの誤り率
をそれぞれＰｅ　ｌ、　　Ｐｅ　２とすると原理的にＰ
ｅ＋＜Ｐｅ２であり、第２バスの信号の振幅を第１パス
のそれの１／２とするとＰ　ｅ　＋　：１　／　２　Ｐ
　ｅ　２である。第３図では差動論理を用いているため
、第１パスおよび第２バスの誤り率はそれぞれ２Ｐｅ　
＋、２Ｐｅ　２となる。

これは差分変調方式の場合、あるビットに誤りが生じる
とそれが次のビットにも影響を与えるためである。

しかしながら１６値直交振幅変調方式の場合、第１パス
の信号は４相ＰＳＫ変調方式の場合と全く同じ位相不確
定性を有するが、第２バスの信号は４相ＰＳＫ変調方式
の場合とは異なる位相不確定性を有する。従ってこれを
利用して第２バスの誤り率を Ｐｅ　＋　＋Ｐｅ　２　　（＜２Ｐｅ　２）　　−−（
１１とすることができる。

１６値直交振幅変調方式の信号配置を第４図の如くとし
、第１パスおよび第２バスに対する入力データの組をそ
れぞれ（Ｐ＋、ｑ＋）、　　（ｐ２゜ｑ２）、復調デー
タの組をそれぞれ（Ｐ＋、Ｑｌ）。

（Ｐ２．Ｑ２）であられすもλのとする。た＼しｐｌ。

１）２．ｑ＋、　ｑ２．Ｐｌ、Ｐ２．Ｑｌ、Ｑ２は２値
のディジタルデータである。復調用基準搬送波の位相が
変化した場合、第４図において○印で示す第２バスの信
号は基準搬送波の位置Ｘ、Ｙに対して対称であるから復
調データ（Ｐ２．Ｑ２）は変化しない。しかしながら第
４図において・および◎印で示す信号は対称ではないか
ら引込み位相によって第１表のように変化する。　−第
１表 信号配列が第２図の配列の場合、信号ａｌ、ａ５は基準
搬送波がＸ、　Ｙにあるとき（Ｐ２．Ｑ２）＝　（１，
０）であり、そのとき（Ｐ＋、Ｑｌ）＝（０，Ｏ）また
は（１，１）である。これは第１表における番号１の場
合に相当する。信号ａｌ。

ａ５の各位相状態における復調データの変化は第２表に
よって示されるごとくである。

第２表 信号ａ３．ａ７についても同様の結果が得られる。信号
ａ２．ａａ、ａ６．ａｅについては第２表において第２
パスの復調データＰ２．Ｑ２の順序を逆にしたものが得
られる。

今、第２表において、Ｐ１■Ｑ　＋　＝　Ｏのときは第
２パスの復調データをそのま＼出力し、Ｐ１■Ｑ１＝１
のときは第２パスの復調データを反転して出力するもの
とすると、第２表は第３表のように書き替えられる。た
だし■は排他的論理和の演算を示す。

第３表から信号ａｔ、ａ５は基準搬送波の引込み位相の
いかんに拘らず（１，０）と復調されることがわかる。

信号ａ３．ａ７についても同様である。従って信号ａｌ
、ａ３．ａ５．ａ７は基準搬送波の引込位相のいかんに
拘らずすべて（１゜０）と復ｔＪ１される。全く同様に
して信号ａ２．ａａ。

ａｓ’、ａ８はすべて（０，１）と復６周される。

従って送信側で上述のような符号対応となるように符号
変換を施せば復調用基準搬送波の引込位相不確定による
復調データの変化が防止できることになる。第５図はこ
のようにして得られた信号配列を示す。これは回転対称
に信号を配置するということである。即ち第５図ではＸ
、Ｙ座標の第１象限の信号配列（１，０）、　　（０，
Ｏ）、　　（０゜１）、’（１，１）を原点を軸に９０
°反時計方向に回転させると第２象限の信号配列と完全
に一致し、更に９０°回転させると第３象限の信号配列
に、更に９０°回転させると第４象限の信号配列に完全
に一致する。

上述のように振幅を２段階に変えて４相変調の中に４相
変調を含ませると１６相変調が可能となり、更に振幅を
３段階に変えて４相変調の中に４相変調を、更にその中
に４相変調を含ませると４Ｘ４Ｘ４＝６４相変調が可能
になり、これに上述の回転対称配列を適用すると、キャ
リヤ位相不確定による復調データの変化を抑えた６４相
差動位相変調方式が可能になる。

発明の目的 本発明はか＼る点に着目するものであって、上述した符
号変換を６４値以上の多値（４ｎ）直交振幅変ｆｌｉｔ
（ＱＡＭ）において可能とする差動論理回路を提供する
ものである。

発明の構成 本発明は、直交振幅変調の信号平面を４つの象限に分割
する役割を持つ第１パスの２つの２信号号の組合せ（ｐ
＋、ｑ＋）に対してはその送信論理回路および受信論理
回路としてそれぞれ４相ＰＳＫ用送、受信差動論理回路
を備えまた上記各象限を更に４分割する役割を持つ第２
パスの２つの２信号号の組合せ（ｐ２．（１２）に対し
ては、送信側において、（ｐ＋、ｑ＋）を上記送信論理
回路に入力した特待られる出力信号（ｐ＋′、ｑ＋’）
の排他的論理和ｐ＋’■ｑｌ’　と上記（ｐ２．ｑ２）
の排他的論理和ｐ２■ｑ２の論理積が“１”のとき、（
ｐ２．Ｑ２）の極性を反転する論理回路を持ち、更に、
（１）２．ｑ２）によって分割された象限を更に４分割
する第３バスの２つの２信号号（ｐ３．ｑ３）に対して
は、各排他的論理和ｐ２■ｑ２とｐ３■ｑ３との論理積
が“１”のとき（１）３．（１３）の極性を反転する論
理回路を持ち、一方、受信側においてし１、上記の４相
受信差動論理回路の入力を（’ｐ　、　ＬＬ、　　ｑ、
　１１）としたとき、その排他的論理和ｐ１″■ｑ１″
と上記のｐ２■ｑ２の論理積が“１”のとき（ｐ２．Ｑ
２）の極性を反転し、またｐ２■ｑ２とｐ３■ｑ３の論
理積が“１”のとき（ｐ３．ｑ３）の極性を反転する論
理回路を持つことを特徴とするが、以下図示の実施例を
参照しながらこれを詳細に説明する。

発明の実施例 第６図は６４値ＱＡＭに適用した本発明の一実施例を示
す構成図で、１１はグレイ符号化直交振幅変調器、１２
はグレイ符号化直交振幅復調器、１３は第１パスの２信
号号ｐ＋、ｑ＋を入力とする４相ＰＳＫ送信論理回路、
１４はこれに対応する受信側の４相ＰＳＫ受信論理回路
、１５は第２バスの信号ｐ２１　　ｑ２に対する送信側
の反転論理回路、１６はその受信側の反転論理回路、１
７は第３パスの信号１）３１Ｑ３に対する送信側の反転
論理回路、１８はその受信側の反転論理回路である。

またＥｌ−Ｅｌ４は排他的論理和（ＥＯＲ）回路−Ａ１
−Ａ４は論理積（アンド）回路である。

送信論理回路１３は第３図のＳＬ＋と同じであり、また
受信論理回路１４は同図のＲＬ＋と同じである。変調器
１１は第３図の変調器と同様の考えに立つが、第３バス
の信号が加わるためその分の構成、つまり４相変調器と
減衰器が追加される。

ｉｊｉ調器１２についても同様である。

第７図は信号平面と各パスのデータ（○印）の関係を示
す説明図である。図中の（０，０）＋。

（Ｌ　　Ｏ）＋、　　（１，１）＋、　　（０，１）　
　Ｉば第１パスの信号（ｐ＋、ｑ＋）を示し、また（０
゜０）２．　　（１，０）２．　　（１，１）２．　　
（０，１）２は第２バスの信号（ｐ２．ｑ２）を示し、
更に（０，０）３．　　（１，０）　　３．　　（１，
１）　　３゜（０，１）３は第３パスの信号（１）３．
（１３）を示す。例えば（０，０）　　＋はｐ＋＝０．
ｑ＋＝０を意味する。信号平面を４つの象限に分割する
第１パスの信号ｐｌ＋　　ｑ’は、第６図の４相ＰＳＫ
送信論理回路１３によって差分信号ｐ１′、ｑｌ′に変
換される。これに対し上記の各象限を更に４分割する第
２バスの信号ｐ２．ｑ２は、排他ＯＲ回路Ｅ１の出力ｐ
ｉ′■ｑＩ′　（■は排他的論理和を示す）と排他ＯＲ
回路Ｅ２の出力ｐ２■ｑ２との論理積、つまりアンド回
路Ａ１の出力が“１”のときはＥＯＲ回路Ｅ３．Ｅ４に
よってｐ２．ｑ２の極性が反転されるじ０゛のときはそ
のまま）。

同様に（ｐ２．ｑ２）によって分割された象限を更に４
分割する第３バスの信号（ｐ３．ｑ３）は、排他ＯＲ回
路Ｅ２の出力ｐ２■ｑ２と排他ＯＲ回路Ｅ５の出力ｐ３
■ｑ３の論理積、つまりアンド回路Ａ２の出力が１″の
ときはＥＯＲ回路Ｅａ。

Ｅｌによってその極性が反転されるじ０”のときはその
まま）。

この送信側回路で第７図の符号配列が可能なことを具体
例で説明すると、今ｐ　１”’ｑ　ｌ　−ｐ　１′−ｑ
　＋’　＝０とすると排他オアゲートＥ＋の出力はＯ１
従ってアンドゲートＡ＋の出力は０、従って排他オアゲ
ー）Ｅ３．Ｅａの出力はｐ２１（１２そのものとなる。

ｐ＋＝ｑ＋＝０は第７図の第１象限に対応し、その第２
パス信号（０，０）２゜（０，１）２．　　（１，１）
２．　　（１，０）２は第１図と同じである。従ってｐ
２．（１２をスルーにした本回路は正しい。更にｐ２＝
ｑ２＝０であるとすると、これは第７図の（０，Ｏ）２
に対応し、この第３パス信号は（０，Ｏ）３．　　（０
，１）３゜（１，１）３．（１，０）３であってやはり
第１図の（０，０）と同じである。従ってｐ３１（１３
はスルーにすればよく、この点第６図でもｐ２−ｑ２−
０なら排他ＯＲゲートＥ２の出力は０１アントゲ−）Ａ
２の出力は０で、Ｉ）３１　　ｑ３はスルーとなり、や
はり所期の動作を行なう。以下これに準じる。

一方、受信側では第１パスの復調信号ｐ　ｌ′’。

ｑｌ“が４相ＰＳＫ受信論理回路１４によって元の信号
ｐ＋＋　　ｑ’に復元される。そして、第２バスの信号
ｐ２．ｑ２に関しては排他ＯＲ回路Ｅ８の出力ｐ１″■
ｑ１″と排他ＯＲ回路Ｅ９の出力ｐ２■ｑ２の論理積、
つまりアンド回路Ａ３の出力が“１”のときＥＯＲ回路
回路０１　ＥＩＩによってその極性が反転されるじ０”
のときはそのまま）。

同様にして第３バスの信号１’３１　　ｑ３についても
、上記のｐ２■ｑ２とＥＯＲ回路回路２の出力ｐ３■ｑ
３の論理積、つまりアンド回路Ａ４の出力が“１゛のと
きばＢＯＲ回路回路１３　＋　Ｅ　１４によってその極
性が反転されるじ０”のときはそのまま）。

送信側の反転論理回路１５および１７は、それぞれ上位
パスの信号と自己の信号とにより第７図が得られるよう
に自己の信号を反転し若しくは反転しない。第４パスの
信号を扱う２５６値Ｑ　Ａ　Ｍでも論理は同様で、更に
１段間種の反転論理回路を追加するたけで良い。受信側
についても同様である。一般にｎ回目の４分割を行なう
第ｎバスの２つの信号ｐｎ、ｑｎに対してはｐｎ−＋■
ｑｎ−１とｐｎ■ｑｎの論理積が“１゛であるときｐｎ
、ｑｎの極性を反転する論理回路を送信側および受信側
にそれぞれ付加ずれはよい。

発明の効果 以上述べたように本発明によれば、６４値以上の多値Ｑ
ＡＭにおいて第２バス以降の信号を正しく（変調でき、
且つその誤り率を低下させることかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は多値重畳変調方式における信号配列を示す図、
第２図は従来の１６値直交振幅変調方式における信号配
列を示す図、第３図は従来の１６値直交振幅変調方式に
おける変復調回路の一例を示すブロック図、第４図は１
６値直交振幅変調方式における一般的信号配列を示す図
、第５図は本発明の基礎となる１６値直交振幅変調にお
ける信号配列を示す図、第６図は本発明の一実施例の構
成を示すブロック図で、第７図は本発明の６４値直交振
幅変調における信号配列の説明図である。 図中、１１は直交振幅変調器、１２ば直交振幅変調器、
１３は４相ＰＳＫ送信論理回路、１４は４相ＰＳＫ受信
論理回路、１５．１７は送信側の反転論理回路、１６．
１８は受信側の反転論理回路である。 出願人　富士通株式会社 代理人弁理士　　青　　柳　　　　稔 第１図 （１，１）　　　（０，１）　　　　（ｉ、Ｉ）（０，
１）第２図 （０，０）　（１，０）し１．０）　（０，０）（１，
０）ｌ　　（０，０） （０，０）　　　　（１，０）　　ｌ　　　（１，０）
　　　（０，Ｄ）Ｑ５　　　　　　（１４

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直交振幅変調の信号平面を４つの象限に分割する役割を
   持つ第１バスの２つの２信号号の組合せ（ｐ＋、ｑ＋）
   に対してはその送信論理回路および受信論理回路として
   それぞれ４相ＰＳＫ用送、受信差動論理回路を備え、ま
   た上記各象限を更に４分割する役割を持つ第２パスの２
   つの２信号号の組合せ（ｐ２．ｑ２）に対しては、送信
   側において、（ｐ＋、ｑ＋）を上記送信論理回路に入力
   した特待られる出力信号（ｐ＋’、ｑ＋’）の排他的論
   理和　、／■ｑｌ’　と上記（１）２．Ｑ２）の排他的
   論理和ｐ２■ｑ２の論理積が“１゛のとき、（ｐ２１　
   　ｑ２）の極性を反転する論理回路を持ち、更に、（１
   ）２．ｑ２）によって分割された象限を更に４分割する
   第３パスの２つの２信号号（ｐ３．ｑ３）に対しては、
   各排他的論理和ｐ２■ｑ２とｐ３■ｑ３との論理積が“
   ｌ”のとき（ｐ３．ｑ３）の極性を反転する論理回路を
   持ち、一方、受信側においては、上記の４相受信差動論
   理回路の入力を（ｐ１″、ｑ１″）としたとき、その排
   他的論理和ｐ１″■ｑｌ″と上記のｐ２■ｑ２の論理積
   が“１゛のとき（ｐ２．ｑ２）の極性を反転し、またｐ
   ２■ｑ２とｐ３■ｑ３の論理積が“１゛のとき（１）３
   ．ｑ３）の極性を反転する論理回路を持つことを特徴と
   する多値直交振幅変調用差動論理回路。