JPS5912043B2

JPS5912043B2 - 選局装置

Info

Publication number: JPS5912043B2
Application number: JP54088691A
Authority: JP
Inventors: 敏則村田; 重雄松浦
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-07-14
Filing date: 1979-07-14
Publication date: 1984-03-21
Also published as: US4363134A; JPS5613835A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、電子同調チューナを有するテレビジョン受像
機或いはＦＭチューナなどの選局装置に関する。

可変容器ダイオードなど、電気的な制御信号によってリ
アクタンスの制御が可能な素子の出現により、これらの
素子を同調回路の構成要素として電気的な信号により同
調操作が行なえるようにした、いわゆる電子同調チュー
ナが広く採用されるようになってきた。

このような電子同調チューナによれば、その同調操作が
制御電圧を変化させるだけで達成できるから、自動的に
所定の放送局からの電波を選択し、選局を簡単に行なわ
せることができる。

このような自動選局装置としては種々の方式のものが知
られているが、その一つとして弾性表面波素子（以下単
にＳＡＷという）を用いた自動選局装置がある。

このよりなＳＡＷによる自動選局装置の一例を第１図に
示す。

図において、１は電子同調チューナ、２は５ＡＷ（その
詳細は後述する）、３は検波器、４は増幅器、５は波形
整形回路、６は３分周回路、７はプログラマブル・カウ
ンタ、８は同調電圧掃引回路、９はチャンネル指定用の
キーボードスイッチ、１０はエンコーダ、１１はチャン
ネル番号表示装置である。

動作説明の前に、５ＡＷ２について説明する。

ＳＡ −、Ｖ２は、第２図に示すように、Ｌ１Ｎ
ｂ０３またばＬｉＴａ０３などの圧電性材料の
基板２０１０表面に、入力電極１２と、これから所定の
距離だけ離れた位置に２組の出力電極１３．１４を設け
たもので、各電極１２，１３．１４は例えばインターデ
ジタル形のもので構成される。

端子ＩＮから局発信号が入力電極１２に印加されると、
基板２０１のモミ効果で弾性表面波に変換され、基板２
０１の表面を伝ばんして出力電極１３．１４に達し、こ
こで再び圧電効果により電気信号に変換されて出力端子
ＯＵＴに現われる。

このとき、出力電極１３と１４は所定の距離だけ離して
設けられており、入力電極１２からの距離が異なってい
るので、伝ばん時間の差によりｔ極１３からの信号と電
極１４からの信号とは位相差を有するものとなる。

そこで電極１３からの出力信号をＶｌとすればここで ω＝２πｆｆ：周波数と表わすことができ、電極１４からの信号をＶ２とすれ
ばここで γ：電極１３と１４間を弾性表面波が伝ばんす
るのに要する時間と表わせる。

電極１３と１４は並列に接続されているから、端子ＯＵ
Ｔに現われる信号Ｖはとなり、その振幅ＩＶＩはとなる。

したがってＩＶＩの値は、Ｎを整数とすれば、ω＝２Ｎ
π／γすなわちｆ＝Ｎ／γのとき最大となり、その太
きさは２Ａで、また、ω−（２Ｎ＋１）π／γすなわちｆ−（Ｎ＋１／
２）／γのとき最小となり、その値ば０である。

最大値をとる周波数間隔をΔｆとすれば、となり、γは
ＳＡＷが変らない限り一定となるから、４ｆも等間隔と
なる。

ところで、例えばテレビジョン放送の各チャンネルにお
けるチューナの局発信号の周波数についてみると、日本
国内においては３つのバンドに分かれており、それぞれ
次のようになっている。

ＶＨＦローバンド（１〜３チヤンネル）１５０〜１６２ＭＨｚＶＨＦバイバンド（４〜１２チヤンネル）２３０〜２７
６ＭＨ２ＵＨＦバンド（１３〜６２チヤンネル）５３Ｃｌ−８２４ＭＨｚそこで５ＡＷ２を上記各バンドの帯域の下側に４ＭＨｚ
ずつ出るような通過帯域を有するように選び１かつγ二
１／２μ３ｅｃとなるように設定すると、それぞれ第３
図に示すような特性のくし形フィルタとなる。

なお、これら各バンドのくし形フィルタを１個のＳＡＷ
で構成することは困難なので、例えば第４図に示すよう
に１枚の基板２０２の上に３組の電極を設け、それぞれ
並列に接続して入力と出力とすればよい。

ここで、スイッチで切換えたすせずに鞘並列に接続して
おけるのは、それぞれのＳＡＷは相互に通過帯域がオー
バーラツプしておらず、しかも通過帯域外の信号に対し
てはほとんど無限大のインピーダンスをもっているので
、互に影響をおよぼす心配が全くないからである。

そこで５ＡＷ２が第３図に示すような特性をもっている
ことを念頭において第１図の動作を説明する。

なお、第３図の番号■、■、・・・６２ば、そのチャン
ネルに対応した局発信号の周波数に対して現われたくし
形フィルタのピーク特性である。

受信すべきチャンネルの選定、或いは切換を行なうため
には、キーボードスイッチ９を操作し、選局すべきチャ
ンネル番号をキーボードスイッチに与える。

これにより与えられた選局すべきチャンネルの番号はキ
ーボードスイッチ９からエンコーダ１０により２進符号
化されてプログラマブルカウンタ７にプリセットされる
。

同時にこのチャンネル番号は例えばＬＥＤなどの数字表
示装置からなるチャンネル番号表示装置１１に与えられ
、選局されるべきチャンネル番号の表示が行なわれる。

また、キーボードスイッチ９は、そのキーが操作されて
チャンネル番号が入力されると、スタート信号を発生し
、同調電圧掃引回路８の同調電圧掃引動作を開始させる
。

これにより電子同調チューナ１の局発信号の周波数は次
第に上昇し、同調周波数も上昇してゆく。

この局発信号は５ＡＷ２にも供給されているから、第３
図の特性から明らかなように、その周波数が上昇してゆ
き、１４６ＭＨｚに達すると、５ＡＷ２の出力に局発信
号が現われ、１４７ＭＨｚＫなると消滅し、１４８ＭＨ
ｚで再び現われるというように２ＭＨｚ上昇するごとに
局発信号が５ＡＷ２の出力に現われるそこで、この５Ａ
Ｗ２の出力を検波器３で検波すれば、その検波信号は局
発周波数の上昇につれて大きくレベル変化し、そのピー
クレベルに達する回数をカウントすれば、その回数は局
発信号が１４６ＭＨｚに達してから２ＭＨｚ増すととの
回数となる。

従って、検波器３の出力を増幅器４で所定レベルまで増
幅し、整形回路５でパルスに整形してから分周回路６で
鴨に分周すれば、その出力に現われるパルスの数はテレ
ビジョン放送の各チャンネル番号に対応したものとなる
。

つまり、第３図から明らかなように、電圧掃引回路８か
らの掃引電圧によってチューナ１の局発信号の周波数が
次第に上昇してゆき、１４６ＭＨｚに達すると２−ＭＨ
ｚごとにパルスが現われ、これが検波器３、増幅器４、
整形回路５を経て分周回路６に供給されるから、分周回
路６の出力には、局発信号が１５０ＭＨｚ、になり［Ｆ
］チャンネルのテレビジョン放送信号に同調したときの
状態になったときパルスが１個現われ、１５６ＭＨｚに
達して■チャンネルに対応した状態となったときに再び
１個のパ／ｌ／スが現われ、以下１２６ＭＨｚ、２３
０ＭＨｚ。

・・・２７６ＭＨｚ、５３０ＭＨｚ、・・・８２４
ＭＨｚのそれぞれにおいて同様に１個のパルスが現われ
る。

その結果、パルスの発生した数の合計がチャンネル番号
となっていることになる。

そこで、この分周回路６の出力に現われるパルスをカウ
ンタγのダウンカウント入力に加え、キーボード９から
エンコーダ１０を介してプリセットされているチャンネ
ル番号を初期値としてカウントダウンさせ、カウンタ７
のデータが零に達したときにストップ信号を電圧掃引回
路８に加えて掃引動作を停止させ、そのときの電圧をホ
ールドすれば、所定のチャンネルに選局されることにな
る。

なお、実際には、電子同調チューナ１の選局動作は、１
つのバンドでＶＨＦのローバンドからバイバンド、それ
にＵＨＦバンドまでカバーすることは困難であるから、
ＶＨＦローバンド（ＶＬ）、ＶＨＦバイバンド（ＶＨ
）、ＵＨＦバンド（Ｕ）の３バンドに分けられており、
局発信号もＶＨＦローバンドのときには１００〜１７０
ＭＨｚ位の範囲で変化し、ＶＨＦバイバンドで１ｄ２０
０〜３００ＭＨｚ位、ＵＨＦバンドでは５００〜１００
０ルｒＨｚ位となっている。

従って、カウンタ７はＶＨＦローバンドのときにはプリ
セットされた初期値がカウントダウンされて零になった
ときストップ信号を発生するが、ＶＨＦバイバンドのと
きには３になったとき、ＵＨＦバンドでは１２となった
ときそれぞれストップ信号を発生するように、キーボー
ドスイッチ９からエンコーダ１０を介してセットされる
ようになっている。

これは、局発信号が各バンド内の周波数しか発生しない
ため、第３図から明らかなように、ＶＨＦバイバンドで
は、２３０ＭＨｚでパルスが１個カウンタ７に加えられ
たときには■チャンネルとなっており、ＵＨＦバンドで
は、５３０ＭＨｚで１個のパルスが加えられたときには
１３チャンネルとなってしまうので、それぞれ不足
分の３と１２をセットする必要があるからである。

このような方式の自動選局装置によれば、選局操作が行
なわれるごとに新たに同調がとられるので、あらかじめ
同調電圧をプリセットしておき、選局時にこれらのプリ
セットされた同調電圧を選択して電子同調チューナに供
給する方式のものに比して、長駆無調整で確実な選局を
常に行ないうるという利点があり、近時広く採用される
ようになってきた。

しかしながら、このＳＡＷを用いた自動選局装置におい
ても、電源電圧の変動や周囲温度の変化、回路素子の経
年変化などにより電子同調チューナの局部発振器による
局発信号の出方レベルに変動を生じたり、検波器の特性
に変化を生じたりすると、波形整形回路の出力に現われ
るパルスのうち最初に現われるパルスが必ずしもＳＡＷ
のくし形特性の最初のピーク点に対応して発生しなくな
り、カウント数とチャンネル番号が一致しなくなるとい
う欠点がある。

すなわ執第３図の特性において、ＶＨＦローバンドのと
きには、正常状態では掃引によって局発信号が次第挺上
昇していった際には、１４６ＭＨｚで最初のパルスが波
形整形回路５の出力に現われる筈であるが、上記のよう
な変動や変化を生じた場合には、例えば１４４ＭＨｚで
すでに最初のパルスを生じたり、或いは１４６ＭＨｚで
もパルスを生じないで次のピーク点１４８ＭＨｚでやっ
と最初のパルスを生じたりし、チャンネル番号と分周回
路６の出力に現われるパルスの総数とが一致しなくなシ
、選局動作が誤まったものとなってしまう。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、局発
信号のレベル変動などによってもなんら影響を受けるこ
となく、常に正しいくし形フィルタ特性のピーク点から
最初のパルスが得られる自動選局装置を提供するにある
。

この目的を達成するため、本発明は、ＳＡＷによる。

くシ形フィルタのくし形特性のピーク点の一部を減衰さ
せ、そのピーク点の次のピーク点から最初のパルスを得
るようにした点を特徴とする。

以下、本発明の実施例を第５図ないし第９図について説
明する。

第５図ａは本実施例において使用される５ＡＷ２Ａによ
り得られるくし形フィルタの特性で、ＶＨＦローバンド
に対応したものであり、最初にパルスを発生させるべき
ピーク点１４６ＭＨｚの下でもなだらかな減衰特性をも
ち、さらに１４６ＭＨｚのピーク点の前の１４４ＭＨｚ
のピークは点線で示すように、減衰され抜きとられてい
る。

このような特性は同図すに示すような構造の５ＡＷ２Ａ
によって実現できる。

すなわち、入力電極１２と出力電極１３．１４は、第２
図の場合と同じインターデジタル形のものであるが、こ
れらの電極のそれぞれが交叉する部分の長さがすべて等
しい、いわゆる正規型の構成となっており、これによっ
て通過帯域の両側になだらかな減衰特性をもたせること
ができる。

壕だ、１５，１６は反射電極で、これにより同図ａに示
す１４４ＭＨｚのピークが減衰された特性を得ることが
できる。

いま、これらの電極１５と１６の中心間の距離をＬとす
ると、ここでｎ：整数 λ：弾性表面波の波長で共振し、この波長λをもつ弾性表面波をすべて反射さ
せて出力電極１３．１４に到達しないようにしてしまう
。

この波長λの弾性表面波に対応した入力信号の周波数ｆ
はここでＶ：弾性表面波の伝ばん速度となる。

そして、この共振の鋭さは電極１５，１６の対になった
数によって任意に定められるから、周波数ｆが１４４Ｍ
Ｈｚになるように距離りを定め、さらに１個のピーク点
だけが減衰させられるような鋭さの共振となるように電
極１５．１６の対になった数を定めれば、第５図ａのよ
う々特性のくし形フィルタを構成することができる。

次に、この第５図に示した５ＡＷ２Ａを用いた本発明の
一実施例に係る自動選局装置について説明する。

この実施例では、第１図に示した自動選局装置において
、そのＳＡＷとして第５図に示した５ＡＷ２Ａを用い、
さらに波形整形回路５と３分周回路６の間に第６図に示
す回路を設けたものである。

第６図において、１７はパルス整形を行なう前縁微分回
路、１８Ｖｉ同じく後縁微分回路、１９はＲＳフリップ
フロップ、２０はＤフリップフロップ、２１はクロック
発生回路、２２はカウンタ、２３は８ビツトの２進加算
器、２４はラッチ回路、２５は８ビツトのコンパレータ
、２７はＲＳフリップフロップである。

なお、２６，２８はアンドゲートであり、さらに以下の
記載ではフリップフロップはすべてＦＦと略言己１する
。

次に動作について説明する。

第１図の波形整形回路５からのパルスは微分回路１７の
入力とＲ８ＦＦ１９のＳ入力、それにＤＦＦ２０のＣ入
力に供給される。

そして、５ＡＷ２Ａは第５図ａに示すような特性のもの
となっているから、選局時には第７図ａに示すようなパ
ルスが順次供給される。

このパルスａを入力として前縁微分回路１７は充分に幅
の狭いパルスｂ（第１図ｂ）を出力に発生し、さらにこ
のパルスｂを入力として後縁微分回路１８は同じく幅の
狭いパルスＣ（第γ図Ｃ）を出力に発生する。

また、Ｒ８ＦＦ１９は第１図のキーボードスイッチ９か
ら選局時に入力Ｒに与えられるパルスによってリセット
されているが、パルスａの最初のｆ＝１３８のパルス（
第７図ａ）がＳ入力に加えられると、セットされ、その
出力Ｑに波形ｄ（第１図ｄ）の信号を発生し、ＤＦＦ２
０のＤ入力に加える。

このＤＦＦ２０のＣ入力（クロック入力）にはパルスａ
が供給されているから、Ｄ入力に信号ｄが供給された後
のパルスａ１す々わちｆ＝１４０のパルスの前縁の立ち
上がり部分でＤＦＦ２０ばＱ出力に波形ｅの信号（第１
図ｅ）を発生する。

なお、パルスａがｆ二１３８のパルスであったときには
、Ｒ８ＦＦ１９の動作の遅れによりＤＦＦ２０のＤ
入力には信号がまだ加えられていないので、このＤＦＦ
２０は第γ図ａの区間Ｔ１ではＱ出力を発生しない。

一方、カウンタ２２は波形整形回路５からのパルスａよ
りも充分に短い周期のクロックパルスを発生するクロッ
クパルス発生回路２１の出力をカウントしており、入力
のパルスａの前縁立ち上がりよりわずかに遅れて発生す
るパルスＣによってリセットされて新たにカウントを行
なっている。

とのカウンタ２２の８ビツトからなる出力Ｑ８〜Ｑ１は
加算器２３の一方の入力Ａ８〜Ａ１にそのまま供給され
、加算器２３の他方の入力Ｂ７〜Ｂ１にはカウンタ２２
の出力Ｑ８〜Ｑ２が供給され、加算器２３０Ｂ８人力に
は常に論理Ｏが与えられるようになっている。

したがって、加算器２３の加算出力Ｓ８〜Ｓ１にはカウ
ンタ２２のデータＱ８〜Ｑ１の約１．５倍の数値が出力
として現われることになる（なお、カウンタ２２の出力
Ｑ８〜Ｑ１のうちＭＳＢはＱ８とする）。

すなわちＮＱ８〜Ｑ１が１０００００００とすればＡ８
〜ＡＩ＝１０００００００（１０進で１２８）Ｂ８〜Ｂ
１＝０１００００００（１０進で６４）Ｓ８−８１＝１
１００００００（１０進で１９２）となり、Ｑ８〜Ｑ
１が０１１１０００１ならば、Ａ８〜Ａに０１１１００
０１（１０進で１１３）Ｂ８〜Ｂに００１１１０００（
１０進で５６）Ｓ８□１＝１０１０１００１（１０進で
１６９）となり、８８〜Ｓ１け常にＱ８〜Ｑ１の約１．
５倍となっている。

この加算器２３の出力Ｓ８〜Ｓ１はランチ回路２４に加
えられ、前縁微分回路１７からのパルスｂが印加される
ごとにランチ回路２４の中に取込まれてラッチされる。

８ビツトのコンパレータ２５はその人力Ａにカウンタ２
２のカウント出力が、そして入力ＢＩＣは加算器２３か
らパルスｂによってラッチ回路２４に取込まれてラッチ
された出力がそれぞれ供給さへこれらの入力Ａ、Ｂの比
較を行なってＡ＝Ｂとなったときに出力信号を発生する
。

ここで第７図を参照すると、いま、選局動作が始まり、
局発信号の周波数が掃引されて上昇してゆき、パルスａ
が入力されてくると、まずパルスｆ＝１３８の前縁立ち
上がり部分でパルスｂが発生し、ついでパルスＣが発生
する。

そこで、ラッチ回路２４は加算器２３の出力Ｓ８〜Ｓ１
を取り込み、ついでカウンタ２２けリセットされる。

ソシテ、パルスｆ＝１３８から次のパルスｆ＝１４０ま
での期間Ｔ１の間、カウンタ２２はクロック発生回路２
１からのクロックパルスのカウントを続ける。

ところで、このときにラッチ回路２４にラッチされてい
るデータ出力８８〜Ｓ１がどのような数値を表わすもの
となっているのかは、期間Ｔ１以前のカウンタ２２のデ
ータで定まり、いわば不定であるので、期間Ｔ１におい
てカウンタ２２がカウントを行なっていったとき、コン
パレータ２５の入力条件がＡ＝Ｂとなることもありうる
が、このときには、まだＤＦＦ２０のＱ出力ｅが存在し
ていないので、ゲート２６は開かない。

期間Ｔ１が終り、パルスｆ＝１４０が立ち上がると、パ
ルスｂによりラッチ回路２４はこの期間Ｔ１中にカウン
タ２２がカウントした数値の約１．５倍となっている加
算器２３の出力Ｓ８〜Ｓ１を取込んでラッチする。

ついでカウンタ２２はパルスＣでリセットされ、次のパ
ルスｆ二１４２が立ち上がるまでの期間Ｔ２の間、クロ
ックパルスのカウントを行なう。

そして、期間Ｔ２の終りに近ツいてもコンパレータ２５
の入力ｔ／′１Ａ＝Ｂにならない。

これは、入力Ｂには期間Ｔ１の間にカウンタ２２カウン
トした数値の約１．５倍のデータがラッチ回路２４から
加えられているのに対して、入力Ａには最大でも期間Ｔ
２の間にカウンタ２２がカウントした数値データが加え
られるにすき゛ず、期間Ｔ１とＴ２ばほぼ等しいから
である。

そして、この期間Ｔ２の始めにＤＦＦ”２０ｔｉＱ出力
を発生し、そのままの状態に保たれている。

やがてパルスａの次のパルスｆ二１４２が立ち上がり、
ラッチ回路２４はパルスｂにより期間Ｔ２の間にカウン
タ２２がカウントした数値データの約１．５倍のデータ
を加算器２３から取込みラッチする。

ついで、カウンタ２２はパルスＣによりリセットされ、
新たにカウントを開始する。

ところ力ζこの期間Ｔ２に続く期間Ｔ３においては、第
１図の５ＡＷ２が第５図すに示す５ＡＷ２Ａとなってお
り、そのため第５図ａの特性から明らかなように、周波
数が１４４ＭＨｚに相崩するピークが減衰されていて信
号が出力に現われ々いようになっているから、パルスａ
の中のパルスｆ＝１４４は点線で示すように欠除してい
る。

したがって、期間Ｔ１或いはＴ２の約２倍の期間Ｔ３の
あとにパルスｆ二１４６が現わたるまで、カウンタ２２
はカウントを続けることになり、その出力データは期間
Ｔ２におけるデータの２倍にも達しようとする。

そこで、期間Ｔ２の約１．５倍の期間がすぎると、コン
パレータ２５の入力条件はＡ＝Ｂを満すようになり、出
力Ａ＝Ｂがゲート２６に印加される。

このとき、ゲート２６の他方の入力はすでにＤＦＦ２０
のＱ出力ｅが印加されているので、ゲート２６はパルス
ｆを発生し、Ｒ８ＦＦ２７をセットする。

なお、とのＲ８ＦＦ２７は選局時にキーボードスイッチ
９（第１図）からのパルスによりあらかじめリセットさ
れているので、そのＱ出力はＯであった。

Ｒ８ＦＦ２７のＱ出力ｇ（第７図ｇ）が発生すると、ゲ
ート２８の一方の入力が１になり、ゲート２８は第１図
の波形整形回路５からのパルスａを通過させ、波形整形
回路５からのパルスａのうちからｆ＝１４６パルスを最
初のパルスとするパルスｈ（第７図ｈ）だけを取出す。

したがって、このゲート２８の出力に得られるパルスｈ
は第５図ｇに示すくし形フィルタ特性の１４６ＭＨ２以
上のピーク点に相当したパルスだけとなり、従来技術の
ように最初のパルスが得られるくし形フィルタ特性のピ
ーク点が変化して誤動作の原因となることを防止するこ
とができる。

その後は、このゲート２８の出力に取出されたパルスｈ
を第１図の３分周回路６に供給して選局動作を行なわせ
ればよい。

以上のように、本実施例においては、くシ形フィルタ特
性のピーク点の一部を減衰させ、その減衰した部分に生
じるギャップを局発信号周波数掃引により時間間隔の変
化として検出し、それを比較することにより、選局動作
に必要な最初のパルスの識別を行なっているから、常に
正しい選局を行なうことができる。

なお、上記の実施例では、加算器２３による加算出力８
８〜Ｓ１のデータがカウンタ２２の出力データの約１．
５倍となるようにしであるが、これは第１図ｇの期間Ｔ
１．Ｔ２に対して期間Ｆ３が２倍になっていることが
識別できるような倍数で期間Ｔ１又はＴ２におけるカウ
ンタ２２のカウント数より大きく、期間Ｔ３におけるカ
ウント数よりも小さい範囲ならば任意に定めることがで
きる。

第８図に第６図で用いられる前縁微分回路１７の具体例
を示す。

図において、２９．３０はいずれもＤフリップフロップ
（ＦＦ）、３１はアンドゲートであり、２１は第６図に
おけるクロック発生回路と同じものである。

この第８図の回路の動作を第９図の波形図によって説明
する。

ＤＦＦ２９はパルスａ（第９図ｇ）をＤ入力に、り０ツ
ク″ルスｉ（第９図ｂ）をＣ入力としているので、その
Ｑ出力にはクロックパルスｉに同期したパルスｊ（第９
図Ｃ）が得られる。

そこで、このパルスｊを第６図におけるパルスａとして
使用すれば、動作上都合がよい。

このとき、パルスｊはパルスａに対して最大で１クロッ
ク分だけ遅れることがあるが、クーニックの周波数が大
きく選んであるから問題はない。

もちろん、第６図のようにパルスａのままでも充分であ
る。

ＤＦＦ３０はパルスｊをＤ入力とし、クロックｉをＣ入
力としているから、その亘出力には第９図ｅで示す波形
の信号ｋが現われ、これをＤＦＦ２９からのパルスｊと
ゲート３１でアンドを取れば、微分されたパルスｂ（第
９図ｆ）を得ることができる。

なお、第９図ｄはＤＦＦ３０のＱ出力の波形を示す。

これによりデジタル回路だけで微分を行なうことができ
るから、■Ｃ化に有利である。

なお、後縁微分回路１８も同様な方法で構成が可能であ
る。

ところで、第６図で示した実施例においては、条件しだ
いでは稀に誤動作を起こすことが考えられる。

このような条件となる状態について、第１０図により説
明すると、同図ａば５ＡＷ２Ａの特性図で、減衰させた
ピーク点をＤで示し、それより低い周波数のピーク点の
うちその振幅レベルがＳＡＷのリップルなどの影響によ
ってほぼ揃ってしまったピーク点をＡ、Ｂ、Ｃで示した
ものであり、その高さが波形整形回路５（第１図）のし
きい値とほぼ一致してしまった状態を表している。

このような場合、選局時にピーク点Ａ、Ｂ、Ｃのすべて
が検出されてパルスａとなれば問題を生じないが、局部
発振器の短時間のドリフトなどにより局発信号がレベル
変化をしたりすると、同図すのようにピーク点Ａ−Ｃの
うちＣが検出されないで欠除してしまう現象が生じる。

そうすると、第６図の実施例では本来、Ｄ点から開始す
べきであるのに、この欠除した０点からパルスｈを供給
し始めてしまい、誤動作を生じることになる。

そこで、このような場合に対処するためには、第１０図
Ｃに示すように、電子同調チューナ１と５ＡＷ２Ａの間
に高域通過フィルタ３２を設け、そのカットオフ周波数
を５ＡＷ２Ａの欠除されたピーク点りの近傍に選び、こ
れによりピーク点Ａ〜Ｃに対してレベル差を与えるよう
にすればよいもちろん、このフィルタ３２は、電子同調
チューナ１と５ＡＷ２Ａの間でなくても検波回路３（第
１図）までの間ならどこでもよいことはいうまでもない
。

本発明は、上述のような選局装置に限らず、次に説明す
るようなチャンネル番号表示装置にも適用できる。

例えば、選局装置としては電子同調チューナに印加する
だめの同調電圧を可変（或いは半固定）抵抗器、または
半導体メモリなどにあらかじめプリセットしておき、選
局時にこれを選択して読出し、電子同調チューナに印加
して選局を行なう方式のものがある。

そこで、このような選局装置において、選局時に同調電
圧の読出しを行なわせると同時に、一旦チューナの同調
電圧をＯＶにリセットする機構を設け、かつ新しく読出
した同調電圧を印加するに際してコンデンサを並列に接
続するなどにより時定数特性をもたせて、同調電圧が一
定の時定数で印加されるようにしておく。

これによって選局時には同調電圧がＯｖから次第に上昇
し読出された同調電圧にまで所定の時定数をもって掃引
されるようにすることができる。

そこで、この同調電圧の掃引による局発信号の掃引を利
用してその局発信号を５ＡＷ２Ａに入力させ、検波回路
３に出力が現れた回数をカウントすれば、受信した放送
局のチャンネル番号が識別できるから、これを適当な表
示装置に表示させれば、チャンネル番号を知ることがで
きる。

そこで、このようなチャンネル番号の表示に際して本発
明を適用すれば、チャンネル番号の識別に誤動作を生じ
ることがなくなり、常に正確なチャンネル表示を行なわ
せることができる。

なお、以上の実施例では５ＡＷ２Ａとして例えば第５図
ａに示すようなＶＨＦローバンドのものだけを説明した
へ第１図、第３図、第４図で説明したことから明らかな
ように、実際にはＶＨＦローバンド、ｖＨＦバイバンド
、ＵＨＦバンドのそれぞれに対応して１４４ＭＨｚ、２
４４ＭＨｚ。

それに５２４ＭＨｚのピーク点を欠除させた３個の５Ａ
Ｗ２Ａが必要なことはいうまでもない。

以上説明したように、本発明によれば、電源電圧や温度
の変化、或いは経年変化々どによる影響を除いて常に正
確な選局が可能である。

しかも、ＳＡＷは、その特性上、ピーク点の減衰には大
きな減衰量が得られるので、欠除したピーク点の検出に
はレベル変動による影響がほとんどなり、シたがって本
発明によれば動作が極めて安定であるなど優れた効果が
得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は弾性表面波素子（ＳＡＷ）を用いた選局装置の
一例を示すブロック図、第２図はＳＡＷの一般的な構成
を示す概略構成図、第３図は選局装置に必要なＳＡＷの
周波数特性図、第４図は選局装置に用いられるＳＡＷの
構成の一例を示す概略構成図、第５図ａ、ｂは本発明の
一実施例に適用されるＳＡＷの周波数特性図および概略
構成図、第６図は本発明の一実施例に係る選局装置の主
要部のブロック図、第７図ａ −ｈはその動作説明用の
波形図、第８図は第６図に示した前縁微分回路の具体例
を示すブロック図、第９図ａ−ｆはその動作説明用の波
形図、第１０図ａ〜Ｃは本発明の一実施例における％ｆ
ｆ１Ｊな条件下での動作を説明するためのＳＡＷの周波
数特性図、パルスａの波形図、およびこの動作を改善す
るためのブロック図である。１・・・・・・電子同調チューナ、２Ａ・・・・・・弾
性表面波素子（ＳＡＷ）、３・・・・・・検波回路、４
・・・・・・増幅回路、５・・・・・・波形整形回路、
６・・・・・・３分周回路、７・・・・・・プログラマ
ブルカウンタ、８・・・・・・同調電圧掃引回路、９・
・・・・・キーボードスイッチ、１０・・・・・・エン
コーダ、１１・・・・・・チャンネル番号表示装置、１
７・・・・・・前縁微分回路、１゛８・・・・・・後縁
微分回路、１９・・・・・・ＲＳＳフリップフロラフ２
０・・・・・・Ｄフリップフロップ、２１・・・・・・
クロック発生回路、２２・・・・・・カウンタ、２３・
・・・・・加算器、２４・・・・・・ラッチ回路、２５
・・・・・・コンパレータ、２６・・・・・・アンドゲ
ート、２７・・・・・・ＲＳフリップフロップ、２８・
・・・・・アンドゲート。

Claims

【特許請求の範囲】

１電圧制御型の局部発振器を有する電子同調チューナ
と、この局部発振器に対する制御電圧を掃引する為の電
圧掃引回路と、前記局部発振器からの局発信号を入力と
する弾性表面波くし形フィルタと、このフィルタからの
出力を入力とする検波器とを備え、選局時に前記電圧掃
引回路による前記局部発振器の制御電圧掃引動作に伴な
って発生する前記検波器の出力レベル変化のピークの回
数をカウントして、同調した周波数或いは同調したチャ
ンネル番号を識別するように構成したくし形フィルタに
よる選局装置において、クシ形特性通過帯域内に存在す
る特定の周波数をピークとするくし形特性の一部を減衰
きせたくし形フィルタと、選局時にこのくし形フィルタ
によって与えられる局発信号の減衰点を検出する手段と
を設け、この手段による減衰点の検出時を起点として前
記カウント動作を開始させるように構成したことを特徴
とする選局装置。