JPS5912204B2 - マイクロ波固体発振器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は半導体発振素子を使用したマイクロ波固体発振
器に関するもので、特に構成と調整が容易で、かつ発振
周波数の高安定化をはかるようにしたものである。

マイクロ波帯の半導体発振素子としてはインバットダイ
オードとガンダイオードが主として用いられているが、
これらは半導体素子であるため、特性のばらつきと温度
依存性が大きく、また、マイクロストリップ線路で発振
器を構成する場合、共振器の無負荷Ｑが低いため発振周
波数の設定が非常に困難で、発振周波数の温度依存性も
大きくなり、高度な周波数安定度が要求されるような応
用に際しては同らかの対策を施す必要がある。

特に局部発振器としてガンダイオードを用いた場合は温
度変化による周波数の変動が重大な問題となる。

そのような問題を解決する方法として、温度安定度が良
く、かつ無負荷Ｑの高い誘電体共振器を用いる方法があ
る。

第１図に従来のガンダイオードを用いた帯域阻市Ｐ波器
装荷型安定化発振器の一例を示す。

なお、第１図のＡは上面図、ＢはそのＡ−Ａ線断面図で
ある。

第１図において、誘電体基板１上に構成されたマイクロ
ストリップ線路２の図示のような位置にガンダイオード
３をマウントし、マイクロストリップ線路２の形状によ
って安定化前の発振周波数（以下、これを原発振周波数
と呼ぶ）を決め、ガンダイオード３から電気角で２πも
しくは、はぼ２πの位置に帯域阻止ｆ波器として置いた
誘電体共振器４の共振周波数に原発振周波数を引き込ん
で安定化をはかり、出力端子５から出力を取出すように
構成されている。

直流バイアスは端子６から低域通過フィルタ７を通して
供給される。

な訃、図中の８はマイクロストリップ線路２の接地導体
とガンダイオード３のヒートシンクを兼ねた金属支持台
である。

このような構造の発振器においては、誘電体共振器４を
付加する前の発振器（以下、これを原発振器と呼ぶ）の
発振出力と周波数はガンダイオード３をマウントする部
分のマイクロストリップ線路２の形状により決まり、原
発振周波数とほぼ同じ共振周波数を有する誘電体共振器
４を付加した後では発振周波数は誘電体共振器４の共振
周波数に引き込まれ、したがって誘電体共振器４が安定
であれば発振周波数も安定化されることになる。

しかしながら、上記の構造において高安定度で、しかも
所望の発振出力と発振周波数を得るためには誘電体共振
器４を除いた原発振器の発振出力と発振周波数を最適化
しておく必要があるが、これは試行錯誤によらねばなら
ないのが実状である。

たとえ最適化がなされたとしても出力レベルの異なるダ
イオードを用いるときは、とのパターンを作り直す必要
が生じる。

また、第１図の発振器の周波数の温度安定度は原発振周
波数の変動が誘電体共振器４の引き込み範囲内にあれば
、誘電体共振器４の安定度によって最終的に決まるが、
引き込み範囲をはずれると発振周波数は別の発振周波数
へ移り、安定度は極端に悪化する。

このため、原発振周波数の変動を誘電体共振器４の引き
込み範囲内に抑えることが必要となるが、広い温度範囲
でこれを実現することは特別な温度補償をしない限り不
可能である。

以上のことから、第１図に示す従来のマイクロ波固体発
振器は設計および調整が難しく、広い温度範囲で安定化
ができないという欠点を有していた。

さらに第１図の発振器は誘電体共振器を帯域阻止型Ｐ波
器として用いているため、負荷の変動に対する発振特性
の変化が大きく、また、ＦＭ雑音の高周波成分を除去で
きないという欠点も有する。

本発明は、そのような従来例の欠点を除去しうろもので
、以下に、その実施例を第２図を参照して説明する。

なお、第２図Ａは上面図、ＢはそのＢ−Ｂ線断面図であ
る。

第２図において、半導体発振素子９は誘電体基板１０の
一側端縁部に接しめられて設置され、かつハイブリッド
回路１１の分岐端子Ｐ、に連なるマイクロストリップ線
路１２の一端部に電気的に接続され、直流バイアスは端
子１６から低域通過フィルタ１７を通して供給される。

半導体発振素子９から電気角でπ／２もしくはほぼπ／
２離れた箇所（基準面Ｔ２ ）と、ハイブリッド回路１
１の分岐端子Ｐ３に連なる一端開放のマイクロストリッ
プ線路１５の開放端（基準面Ｔ６ ）から電気角でπ／
２もしくは、はぼπ／２離れた箇所に第１．第２なる２
つの短円柱状（または円板状）のＴＥ（トランスバース
・エレクトリック）モードの誘電体共振器１８および１
９が誘電体基板１０上にマイクロストリップ線路１２お
よび１５と磁界結合するように配置されている。

出力はハイブリッド回路１１の分岐端子Ｐ２に連なるマ
イクロストリップ線路１３の一端部２２から取出される
。

また、誘電体共振器１８および１９の共振周波数を変え
るために、それらの上方には上下に移動自在な円板状の
金属板２０および２１が対向して配置されている。

また、ハイブリッド回路１１の分岐端子Ｐ４に連なるマ
イクロストリップ線路１４の一端は開放されている。

なお、図中の２３は第１図の８と同様の接地導体と半導
体発振素子９のヒートシンクを兼ねた金属支持台である
。

また、ハイブリッド回路１１、マイクロストリップ線路
１２，１３，１４，１５および低域通過フィルタ１７は
印刷、蒸着などの周知の技術で連続して形成しうる。

次に本実施例の動作について説明するが、前記２つの誘
電体共振器１８および１９は機能が異なるので誘電体共
振器１８のみを付加した場合と、２つの誘電体共振器１
８および１９をともに付加した場合とに分けて説明する
。

まず、誘電体共振器１８のみを付加した発振器について
説明する。

この発振器は第１図の誘電体共振器４を除いた原発振器
に対応する。

すなわち、第１図では原発振出力と周波数をマイクロス
トリップ線路２の形状で決めているのに対して、本実施
例では第２図の誘電体共振器１８の位置と共振周波数に
よって決めているのが異なる。

誘電体共振器１８とマイクロストリップ線路１２の結合
部（基準面Ｔ２ ）から負荷側を見た負荷インピーダン
スの実部は誘電体共振器１８の共振周波数においては、
誘電体共振器１８の等節約なコンダクタンスがマイクロ
ストリップ線路１２の特性インピーダンスＺ。

（通常、５０Ωに選ばれる）に直列に挿入されるため、
Ｚｏより大きくなり、負荷インピーダンスの虚部は、は
ぼ零になる。

また、誘電体共振器１８とマイクロストリップ線路１２
の間の距離を変えると、その結合度が変わり、Ｚｏに直
列に挿入される等価的なコンダクタンスの大きさも変え
ることができる。

さらに、基準面Ｔ２から電気角でπ／２離れた半導体素
子の位置（基準面Ｔ１ ）から見たインピーダンスの実
部は共振時にマイクロストリップ線路１２の特性インピ
ーダンス２゜より小さくすることができる。

すなわち、基準面Ｔ１から見た負荷回路を可変抵抗をも
つ単一直列共振回路として動作させることができる。

通常、ガンダイオードまたはインバットダイオードは低
インピーダンス負荷で発振するので、前述のように誘電
体共振器１８の位置を調節するととによって、半導体発
振素子９から見た負荷インピーダンスの実部を小さくし
て発振出力を最適にすることができる。

誘電体共振器１８の共振周波数から離れた周波数では、
負荷インピーダンスはマイクロストリップ線路１２の特
性インピーダンスのみになり、この値は通常５０Ωであ
り、発振可能な負荷抵抗より大きく、発振は停止するこ
とになる。

すなわち、共振周波数の近傍でのみ負荷が最適となるよ
うにすることができ、モードジャンプの生じない単一モ
ード発振を実現することができる。

さらに、発振周波数は金属板２０を誘電体共振器１８に
対して接近、離間させて誘電体共振器１８の共振周波数
を変えることにより広範囲に変えることができる。

次に第２の誘電体共振器１９を付加したことによる効果
について説明する。

発振周波数を安定にするためには、誘電体共振器１８の
負荷Ｑを高めて発振周波数を誘電体共振器１８の共振周
波数のみで決まるようにし、誘電体共振器１８の温度安
定度を良くすれば、第２の誘電体共振器１９を用いなく
ても高い安定度を得ることは可能であるが、ダイオード
の特性のばらつきが大きい場合には確実に高安定度を得
ることは難しい。

なぜなら、誘電体共振器１８の無負荷Ｑを現状ではダイ
オードサセプタンスが発振周波数に影響しないようにな
るまで高くできないため、温度安定度を良くするには誘
電体共振器１８に正の温度係数を持たせてダイオードサ
セプタンスに基づく負の温度係数とを相殺する方法を採
らざるを得す、ダイオードサセプタンスのばらつきがあ
れば温度係数が相殺されずに温度安定度もばらつくから
である。

したがって、この温度安定度のばらつきをなくするため
に、第２の誘電体共振器１９を付加するのである。

この第２の誘電体共振器１９の役割は第１図の誘電体共
振器４の役割に相当する。

すなわち、誘電体共振器１８によって、まず所望の発振
出力と発振周波数を設定し、誘電体共振器１９の共振周
波数に引き込むことにより、最終的に発振周波数を誘電
体共振器１９の共振周波数によって決めるのである。

次に、誘電体共振器１９の役割を更に詳しく説明する。

ハイブリッド回路１１の分岐端子Ｐ１ｙＰ３ 、Ｐ４に
それぞれ適当な基準面Ｔ３ 、Ｔ４ 。

Ｔ７を設定し、マイクロストリップ線路１４と１５の開
放端の基準面をそれぞれＴ８ 、Ｔ６とし、さらに誘電
体共振器１９とマイクロストリップ線路１５との結合部
を基準面Ｔ５とする。

Ｔ２とＴ３の間の電気角を０１ 、Ｔ４とＴ５の間の電
気角な０２ 、Ｔ７とＴ８の間の電気角をθ３とし、ま
た、誘電体共振器１９の反射係数を１７”ｃｌ＜ｅｊＦ
ｃ、基準面Ｔ８での反射係数をｌ Ｉ” ｔ ｌ ｅ
ｊｖｔとし、基準面Ｔ２での発振出力波をａとすれば、
１２面でダイオードへ向かう注入波すは次式（１）で表
わされる。

また、ハイブリッド１１の分岐端子Ｐ２へ取出される発
振出力Ｐ。

ｕｔは次式（２）で与えられる。ここで、ηとξは次式
で与えられる角度である。

誘電体共振器１９の共振周波数においてはとなる。

ただし、Ｑ 、Ｑ はそれぞれ誘電体共振器の外
部Ｑおよび無負荷Ｑである。

Ｔ８は開放面であるから、 である。

従って、共振時には、η＝−２０−２θ２ −
・・・・・・・・（６ａ）ξ＝−２θ２−２θ３
・・・・・・・・・（６ｂ）となる。

ここで、今、θ ＋θ３ ＝ｇ／２ ・・・
曲間【７）と選べば、出力Ｐ。

ｕｔは前記（２）式よりとなる。

また、このとき、注入波すは次式となる。

第１図の従来例においては誘電体共振器の位置を調節し
て注入波すの位相を適当に選べば安定化がなされるとと
はよく知られている。

第２図の実施例においても前記（９）式かられかるよう
に、ηを、したがって、θ１＋０２を適当に選べば注入
波の位相を制御することができる。

このことから、第２図の実施例において第１図の従来例
と同様の安定化が行なえることは明らかである。

したがって、本発明の発振器においては、誘電体共振器
１８によって第１段階のかなり高度な安定化を図り、さ
らに誘電体共振器１９として無負荷Ｑが高く温度係数が
零または、それに近いものを用いて第２段階のさらに高
度な安定化を図れば、ダイオードのばらつきを吸収する
ととができるとともに確実に高安定度を実現することが
できる。

また、第１段階の安定化によって原発振周波数の変動を
第２段階の安定化周波数範囲（引き込み範囲）内に入れ
ることは容易であるので、従来例のように発振周波数の
飛び（引き込みはずれ）は使用温度範囲を広くしても生
じにくく、非常に広い温度範囲で単一モード発振させる
ことができる。

更に、第１図の従来例では負荷変動がそのままダイオー
ドから誘電体共振器側を見た負荷インピーダンスに影響
するため、負荷変動に対して安定化特性や発振出力が影
響を受けやすいという欠点があるが、本発明では、ハイ
ブリッド回路を用いているため、負荷変動の影響を受け
にくいことば明らかで、従来例に比べてすぐれている。

また、本発明では前記（８）式かられかるように誘電体
共振器１９の共振周波数で最大出力が得られ、誘電体共
振器を含むハイブリッド回路は一種の透過型ｒ波器のよ
うに動作するため、ＦＭ雑音の高周波成分も低減できる
。

以上のように本発明は安定化を２段階で行なっているた
め、使用する半導体発振素子の特性にばらつきがある場
合にも非常に高度の安定度を実現することができ、さら
に、非常に広い温度範囲で安作化することができる。

また、本発明は半導体発振素子から見た負荷インピーダ
ンスを誘電体共振器の位置により調節可能にしているの
で、発振出力の最適化が容易に行なえ、また、異なる特
性の半導体発振素子を用いる場合にもマイクロストリッ
プ線路を変更することなく発振特性を最適化することが
できるという数々の憂れた特長を有する。

また、本発明は従来の帯域阻止Ｅ波器装荷型安定化方法
の有する負荷変動の影響を受けやすい欠点と、ＦＭ雑音
の高周波成分を除去できないという欠点を持たないとい
う点においてもすぐれている。

なお、前述の本発明の実施例は短円柱状または円板状の
誘電体共振器を用いた場合であるが、共振器の形状は直
方体など、ＴＥモードで共振する誘電体共振器であれば
、いかなる形状のものでも使用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図Ａ、Ｂは従来の帯域阻止Ｐ波器装荷型マイクロ波
固体発振器の上面図とＡ−Ａ線断面図、第２図Ａ、Ｂは
本発明の一実施例の上面図とＢ−Ｂ線断面図である。 ９・・・・・・半導体発振素子、１０・・・・・・誘電
体基板、１１・・・・・・ハイブリッド回路、１２，１
３，１４゜１５・・・・・・マイクロストリップ線路、
１６・・・・・・直流バイアス供給用端子、１７・・・
・・・低域通過フィルタ、１８．１９・・・・・・誘電
体共振器、２０，２１・・・・・・金属板、２２・・・
・・・出力端子、２３・・・・・・金属支持台。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 誘電体基板上に構成した第１．第２．第３゜第４の
   分岐マイクロストリップ線路を有するマイクロストリッ
   プ型ハイブリッド回路の前記第１の分岐マイクロストリ
   ップ線路の一端に半導体発振素子を接続し、前記半導体
   発振素子から前記第１の分岐マイクロストリップ線路に
   沿って電気角でπ／２もしくは、π／２離れた前記第１
   の分岐マイクロストリップ線路に近接した位置の誘電体
   基板上に第１のＴＥモード誘電体共振器を設置し、前記
   第１の分岐マイクロストリップ線路に対して主線路とな
   る第２の分岐マイクロストリップ線路から発振出力を取
   出すようにし、前記第１の分岐マイクロストリップ線路
   に対して副線路となる第３の分岐マイクロストリップ線
   路を一端で開放となるようにし、この開放端から前記第
   ３の分岐マイクロストリップ線路に沿って電気角でπ／
   ２もしくは、はぼπ／２離れた前記第３の分岐マイクロ
   ストリップ線路に近接した位置の誘電体基板上に第２の
   ＴＥモード誘電体共振器を設置し、前記ハイブリッド回
   路の第４の分岐マイクロストリップ線路を一端で電気的
   に開放となるように構成したことを特徴とするマイクロ
   波固体発振器。