JPS59134908A - 電子的過負荷電力保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、増幅器に対するフィードバック回路の一部
となシ、予め定められた最大出力電力しきい値に到達し
た時に導電状態になる検知素子を使用して信号増幅器の
出力電力を制御するように構成されている電子的な過負
荷電力保護回路に関するものである。

〔発明の技術的背景〕

デジーゾル増幅器出力トランジスタ用のそのような保護
回路は公開されたヨーロワ／４′特許出願第００５８０
０５号に記載されておシ、それにおいてはコレクタ電流
の２乗が出力トランジスタ９− のコレクタ電流および出力トランジスタのコレクタ・エ
ミッタ電圧と出力トランジスタのコレクタ電流の積の直
線関数であるように出力トランジスタと共同して動作す
るトランジスタを検知素子としている。保護動作のスタ
ートレベルは検知トランジスタおよび他の関連するトラ
ンジスタおよび抵抗のパラメータを変えるととＫよって
選択できるが、保護回路は常に付勢されておシ、シたが
って連続的に電力を消費している。

〔発明の概要〕

この発明の一般的な目的は、電力しきい値が変化される
そのような出力トランジスタ用過負荷電力保護回路を提
供することである。

この発明の第１の特徴によれば、前記しきい値は予め定
められた出力電圧値まで増幅器出力電流の実質上直線的
な傾斜を持った減少に対応し、この値よシ上ではそれよ
シ小さい実質上直線的な傾斜を持った減少に対応してい
る。

ゼロ出力電圧からスタートしている平らなお１０− よび直線状に傾斜している電力しきい値はすでに英国特
許第１２３６４４９号明細書によって知られている。負
荷を横切る正および負の電圧スイングに対してそれぞれ
減結合作用を行う通常のダイオードを使用してこれは平
らな電流しきい値或は低い減少する直線状の傾斜を有す
るしきい値によって行われる。さらに制御信号は出力ト
ランジスタにおいては電力の直線関数ではない。それは
単に出力トランジスタの電流に応じるものでない時には
それがゾシュプル増幅器の負荷電圧の付加的な関数であ
って出力トランジスタ電圧の関数ではないからである。

この発明の第２の特徴によれば、しきい値選択手段はし
きい値が増幅器の一定出力電流に対応するように設けら
れる。

このようＫして、しきい値は成る予め定められた増幅器
出力電圧まで一定の増幅器出力電流の限界に従い、その
後でだけ付加的な保護回路手段が作用を開始してその限
界を一定の直線的な傾斜を有する出力電圧電流の関数に
おいて減少させ、その大きさは不連続的に減少され、し
かもよ）高い予め定められた出力電圧に到達する。

しかしその代りに増幅器の温度が予め定められた限度を
越えない限シ出力電圧のあらゆる値に対して一定の電流
限度を保持することも可能である。もしも温度が過大に
なったならばその場合にのみ不連続の直線状傾斜のしき
い値が出力電圧スケール（ｍｅａｌｓ　）の最下端にお
いてさえも有効になる。したがって、最大予定出力電力
しきい値のこの近似はその時全出力範囲に亘って使用さ
れるが高い温度の範囲に対してだけ使用される。

したがって保護回路の２個のポテンシオメータ部分を効
果的に遮断して電力を節約することが可能になシ、それ
はそれぞれ増幅器出力電圧および電流に関係した電圧お
よび電流忙よって供給される電力を節約する。例えば温
度が予定の限度よυ下にある間は検知素子は第１のポテ
ンシオメータの部分の電圧と単に関連し、それは増幅器
の出力電流に比例している。したがって予定の一定電流
しきい値が出力電圧の値であるものに達した場合にのみ
反応することができる。しかしながら両ポテンシオメー
タが高い温度範囲で有効になるとそれらのタップ点間に
分岐された検知素子はもはや一定でなく出方電圧の増加
に従って減少するしきい値出力電流に到達した時に反応
し、これは予定の出力電圧値において不連続を有する折
れた傾斜を有している。

これは第２のポテンシオメータの２端子素子部分によっ
て得られ、ツェナーダイオード特性を有し、それ放電流
はこの値を越えた時にのみ流れる。２個のポテンシオメ
ータの抵抗値の適切な選択はそこから始まる低い傾斜を
確保する。

１９８２年１０月１９日発行の米国特許第４３５５．３
４１号明細書には基準電流源を使用する過負荷電力に対
する出力トランジスタ保護回路が記載されてお如、基準
電流は温度の関数であってもよく、それ放置大出力電力
消費は温度の増加と共に減少するようにしてもよいこと
が述べられている。

１３− 代シに、この基準電流は予定温度に達した時に鋭く減少
させて増幅器の熱的遮断を行うようにすることもできる
。したがって完全な保護回路は常に付勢されておシ、温
度の関数で変化されるのはその特性そのものだけである
。

上述の、およびその他のこの発明の目的および特徴は添
付図面を参照にした以下の実施例の説明によシさらに明
瞭に理解されよう。

〔発明の実施例〕

第１図を参照すると、図示の増幅器は１９８１年１０月
２９日出願のヨー−ツノ４特許公報第００７８３４７号
に記載された作動増幅器（オ（レーション増幅器）のも
のと同−或は類似のものとして表わされていない入力段
および中間段を含む作動増幅器の出力段として使用され
る。この増幅器が一部を形成している上記出願中のもの
のような作動増幅器は電話のライン回路中で使用される
。それは電圧ｖ＋＝＝Ｑ＄ルト（接地電位）、Ｖ−＝−
４８Ｎルトで動作し、一方ＶＴＥはＶ＋とＶ−との間の
値を有し、ラインの長さの関数である。

１４− この増幅器は上記出願の第１図における点２６゜端子Ｏ
ＵＴおよびトランジスタＱ２７のペースにそれぞれ対応
する入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴおよび・々イアス端
子ＢＴを有する。出力端子ＯＵＴは２端子負荷（図示せ
ず）、例えば電話ラインの第１の端子に接続され、その
他端子は同様の増幅器の出力端子に接続されている。増
幅器はトランジスタＱ１乃至Ｑ２ノ、抵抗Ｒ１乃至Ｒ２
６、キヤ／ＩＰシタＣ１乃至Ｃ３、ダイオードＤＩおよ
びＤ２、ツェナーダイオードｚ１乃至ｚ６を含む。トラ
ンジスタｑ３．ｑ５．Ｑｙ＋Ｑ９．Ｑｌ２．Ｑｌ５；Ｑ
２；Ｑｌｌ、Ｑｌ４およびＱＩＯ，Ｑｌ３はそれぞれ他
のトランジスタのエミッタ表面の約２．４．５および３
０倍に等しいエミッタ表面を有する。

増幅器はＢ級プシーデル増幅器を含み、そのＮＰＮ　）
ランゾスタＱ１とＰＮＰ　）ランジスタＱ２は入力段を
形成してい兄。Ｑｌのエミッタはヱミッタ抵抗Ｒ１を経
て出力端子ＯＵＴに接続され、Ｑ２のエミッタは直接接
続されている。それらのコレクタは電流源能動負荷ＱＢ
、Ｑ９によシ構成されるコレクタインピーダンスを経て
Ｖ十へおよびコレクタ抵抗Ｒ２を経てＶＴＥ端子へそれ
ぞれ結合されている。それらのペースはＰＮＰトランジ
スタＱ３およびＱｌのエミッタ・ペース接合により構成
されたクロスオーバー歪減少用の直列接続された１対の
ダイオードを介して相互に連結されており、Ｑｌはダイ
オード接続サレ、ＰＮＰトランジスタＱ３およびＱ５と
カレントミラー形態である。さらに説明すればＱｌのコ
レクタはそのペースおよびＱ３のコレクタに接続され、
そのエミッタはＱ３とＱ５のペースに接続されている。

Ｑ５のエミッタコレクタはそれぞれＱｌおよびＮＰＮ　
）ランジスタＱ６のペースに接続されている。Ｑ５のコ
レクタもまたスタート・アップ抵抗Ｒ３を経てＱｌの凋
−スに接続されると共に安定のために設けられた補償キ
ャパシタＣＩを経てＱ３のコレククニ接続されている。

後者はまたＱ２のペース・エミッタ接合に並列な抵抗Ｒ
４を通ってＱ２のエミッタにも接続されている。抵抗Ｒ
４はトランジスタＱ３およびＱｌのペース・エミッタ電
圧の和よりも通常若干大きいトランジスタＱ１およびＱ
２のペース・エミッタ電圧の和を若干減少させるために
設けられている。トランジスタＱ６のコレクタはＱ３と
Ｑｌのコレクタの接続点およびトランジスタＱ２のペー
スに接続され、そのエミ、りは抵抗Ｒ５を経て入力端子
ＩＮに接続されている。この入力端子は作動増幅器の中
間段（図示せず）の駆動トランジスタに接続されてもよ
い。トランジスタＱ１のペースはＰＮＰ　）ランジスタ
Ｑ７のコレクタに接続され、ＱｌのエミッタはＶ＋に接
続され、ペースはバイアス端子ＢＴに接続される。トラ
ンジスタＱ７は作動増幅器の最後に挙げた中間段に含ま
れたバイアス電流源（図示せず）の一部を形成する。

トランジスタＱ１乃至Ｑ４．Ｑ６およびＱｌを含む上述
の回路は例えば前述のヨーロッｌ？特許出願明細書およ
びジョン・ウィリー・アンド・１７− サンズ社１９７７年発行Ｐ、Ｒ，Ｇｒ凰ｙおよびＲ，Ｇ
、　Ｍｅｙｅｒ著”　Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｄｅ
ｓｉｇｎ　ｏ’ｆａｎａｌｏｇ　ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ
　ｃｌｒｅｕｉｔａ”第３３７頁、およびパン・ノスト
ランド社１９７２年発行Ａ。

Ｂ、Ｇｒ＠ｂｅｎｅ著”　Ａｎａｌｏｇ　ｉｎｔｅｇｒ
ａｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔｄｅｓｌｇｎ”第１６５頁に
よって既に実質上知られている。

トランジスタＱ３とＱ５はカレントミラー形態でトラン
ジスタＱ４と接続され、ＱｌはＱ３とＱ５に等しいペー
ス電流を与えるため、電流源トランジスタＱ１によシ与
えられる定電流はＱ３とＱ５に等しく分割されるこれら
のトランジスタはトランジスタＱ１およびＱ２のペース
電流を無視する時には等しいエミッタ電流および等しい
コレクタ電流を有する。これはトランジスタＱ６のコレ
クタおよびペース電流が゛等しく、それ故このトランジ
スタは充分に飽和されていることを意味する。結論とし
て増幅器の入力端子ＩＮは事実上抵抗Ｒ５のみを経てト
ランジスタＱ２のペースに接続される。

１８− トランジスタＱ１のコレクタは前述のように電流源能動
負荷を介してＶ＋に接続されている。

この負荷はＰＮＰ　）ランジスタＱ９とカレントミラー
形態で接続されたダイオード接続のＰＮＰ　）ランジス
タＱ８を備えている。さらに詳しく説明すればＱｌのコ
レクタはＱ８のコレクタおよびＱ８と９９のペースに接
続され、それらＱＢ。

Ｑ９のエミッタは共にＶ十に直接接続されている。Ｑ８
とＱ９のペースはさらに漏洩抵抗Ｒ６を介してＶ＋に接
続され、またキャパシタＣ２と抵抗Ｒ７の直列回路よシ
成る補償フィルタ回路を経てＱ９のコレクタに接続され
ている。

Ｑ９のコレクタはコレクタ抵抗Ｒ８を介して端子ＯＵＴ
に接続されている。漏洩抵抗Ｒ６はＱｌの漏洩電流によ
るＱ８　＃　Ｑ９の動作を阻止する。

この漏洩電流はＱ８とＱ９が動作できる前にＲ６により
分割されたＶＢＥに等しくなければ々らないからである
。Ｑ９のコレクタはまた直接ＮＰＮ電力トランジスタＱ
ＩＯおよびＮＰＮ　）ランジスタＱｌｌのペースに接続
され、さらに抵抗Ｒ９を経てＮＰＮ　）ランジスタＱ１
２のペースに接続されている。ＱＩＯ，ＱｌｌおよびＱ
ｌ２のエミッタは全て直接端子ＯＵＴに接続され、ＱＩ
　ＯとＱＩ　１のコレクタはそれぞれ直接および抵抗Ｒ
ＩＯを経てＶ＋に接続されている。電力トランジスタＱ
ＩＯのコレクタ１１１Ｍｔｄ、Ｑｘｚのそれの約６倍で
、Ｑｌ２のそれの約１５倍であるから、トランジスタＱ
ＩＯはこの増幅器の実効的な出力トランジスタである。

前述のようにコレクタ抵抗Ｒ２を介して端子ＶＴＥに接
続されたＱ２のコレクタはまた直接ＮＰＮ電力トランジ
スタＱ１３およびＮＰＮトランジスタＱ１４のペースに
接続されている。それは抵抗Ｒ１１を経てＮＰＮ　）ラ
ンジスタＱ１５のペースへも接続されている。Ｑｌ３．
Ｑｌ４およびＱｌ５のエミッタは何れも直接端子ＶＴＥ
に接続され、Ｑｌ３およびＱｌ４のコレクタはそれぞれ
直接および抵抗Ｒ１２を介して端子ＯＵＴに接続されて
いる。電力トランジスタＱＩ３のコレクタ電流はＱｌ４
のそれの約６倍、Ｑｌ５のそれの約１５倍であるから、
このトランジスタハこの増幅器の他方の主出力トランジ
スタである。ＰＮＰ　）ランジスタＱ２とＮＰＮ　）ラ
ンジスタＱ１３とは前述のＡ、Ｂ　、　Ｇｒａｂｅｎｓ
の文献第１３３頁乃至第１３６頁に記載されたような複
合トランジスタを形成している。この複合トランジスタ
はＰＮＰ　）ランジスタとして働き、両トランジスタの
ベータの積に等しい電流増幅率ベータを有する。発振を
阻止するためにキャパシタｃ３がＱｌ３のコレクタとＱ
２のコレクタ、Ｑｌ３゜Ｑｌ４のペースの接続点との間
に接続されている。

上述の能動負荷Ｑ８／Ｑ９の目的はＱｌに対する適当な
コレクタインピーダンスを与え、端子ＯＵ’ｌ’に接続
されたトランジスタＱＩＯのエミ、りにおいて端子ＯＵ
Ｔ　Ｋ接続されたＱｌのエミッタにおけるのと同じセン
スで変化する信号を発生することである。そのような能
動負荷はトランジスタＱ２のコレクタに接続されてはガ
らない。事実、Ｑ２のコレクタとＱｌ３のペース２１− の直接接続により、端子ＯＵＴに接続されているＱｌ３
のコレクタにおける信号は同様に端子ＯＵＴに接続され
ているＱ２のコレクタにおけるのと同じセンスで変化す
る。

トランジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタはそれぞれトランジ
スタＱＩＯ，Ｑｌｌ、Ｑ１２およびＱｌＢ、Ｑｌ４．Ｑ
ｌ５のペースに結合されているから、Ｑｌ、Ｑ２のほん
の小さなペース電流がＱ１０．Ｑｌｌ、Ｑｌ２およびＱ
ｌ３゜Ｑ７４　、　Ｑｌ　５の駆動に必要である。

トランジスタＱｌｌに戻ると、そのコレクタは抵抗Ｒ１
３を経てＰＮＰ　）ランジスタＱＩ６のペースに結合さ
れ、そこから抵抗Ｒ１４、ツェナーダイオードｚ３およ
びトランジスタＱＩ２の直列接続から成る電圧しきい値
回路を経て端子ＯＵＴに結合される。Ｑｌ６のエミッタ
は抵抗Ｒ１５を介してＶ＋に接続されると共に抵抗Ｒ１
６、ツェナーダイオードｚ１およびｚ２ならびにすでに
述べたツェナーダイオードＺ３およびトランジスタＱ１
２の直列接続から成る別２２− の電圧しきい値回路に接続されている。ポテンシオメー
タ抵抗ＲＪ４およびＲＪ６の値は実質上ＲＩ３およびＲ
１５の値よシも大きく、これはＲＩＯのそれに関する後
者の関係も同じである。Ｑｌ６のコレクタはダイオード
接続されたＮＰＮ　）　２ンジスタＱＪ７のコレクタに
接続され、このＱｌ７はＮＰＮ　）ランジスタＱ１Ｂと
カレントミラー形式で接続されている。さらに説明すれ
ばＱｌ６のコレクタはＱｌ７のコレクタおよびＱｌ７と
ＱｌＢの互に接続されたペースに接続され、それらＱｌ
７．ＱｌＢのエミッタはそれぞれ抵抗ＲＪ　７　、　Ｒ
Ｊ　８を経て端子ＯＵＴに接続されている。Ｑｌ７とＱ
ｌＢの互に接続されたペースもまた漏洩抵抗ＲＩ９を介
して端子０σＴに接続され、その抵抗Ｒ１９はＲ６と同
様ＶｃＱ１６（Ｄ漏洩電流によるＱｌ７．Ｑ１８Ｏ動作
を阻止し、Ｑｌ８のコレクタはトランジスタＱ１のペー
スに接続されている。端子ＯＵＴはまた過負荷保護ダイ
オードＤ）を経てＶ十に接続されている。

同様にトランジスタＱ１４のコレクタは抵抗Ｒ２０を経
てＰＮＰ　）ランジスタＱ１９のペースに接続され、そ
こから、抵抗Ｒ２１、ツェナーダイオードｚ６、トラン
ジスタＱＩ５の直列接続よυ成る電圧しきい値回路を経
て端子ＶＴＥに接続されている。Ｑｌ９のエミッタは抵
抗Ｒ２２を介して出力端子ＯＵＴに接続されると共に、
抵抗Ｒ２３，ツェナーダイオードＺ４．Ｚ５およびすで
に挙げたツェナーダイオードｚ６とトランジスタＱ１Ｂ
の直列接続よ構成る電圧しきい値回路を経て端子ＶＴＥ
に接続される。Ｑｌ９のコレクタはダイオード接続され
たＮＰＮ　）ランジスタＱ２０のコレクタに接続され、
Ｑ２０はＮＰＮ　）ランジスタＱ２１とカレントミラー
形式で接続されている。さらに詳しく説明すればＱｌ９
のコレクタはＱ２０のコレクタおよびＱ２０とＱ２１の
ペースの接続点に接続され、それらのエミッタはそれぞ
れ抵抗Ｒ２４およびＲ２５を介してＶ−に接続されてい
る。Ｑｌ０とＱ２１の互に接続されたペースはまたＲ１
９と類似の漏洩抵抗Ｒ２６を介してＶ−に接続され、Ｑ
２１のコレクタはトランジスタＱ６のペースに接続され
る。電圧Ｖ−はまたＤｌと同じ機能を持つ保護ダイオー
ドＤ２を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。

上述のトランジスタ回路でトランジスタＱ１乃至Ｑ’、
Ｑ７乃至Ｑｌｌ、Ｑｌ３およびＱｌ４は増幅器プロパー
の部分を構成しておシ、一方他のトランジスタＱ５．Ｑ
６．Ｑ１２およびＱｌ５乃至Ｑ２１はこの増幅器のため
の、さらに詳しく云えばその電力トランジスタのための
電流／電力過負荷保護装置を構成している。さらに詳し
く説明すればこの保護装置は増幅器のＱｌ、Ｑ８乃至Ｑ
ｌｌの部分に関係するＱｌ２゜Ｑｌ６．Ｑｌ７．ＱｌＢ
よ構成る第１の保護回路と増幅器のＱ２．Ｑｌ３．Ｑｌ
４の部分に関係するＱｌ５．Ｑｌ９乃至Ｑ２１．Ｑ６．
Ｑ５を備えた第２の保護回路とを備えている。各保護回
路はそれぞれ主としてトランジスタＱ１６゜Ｑｌ２およ
びＱｌ９．Ｑｌ５よ構成る検出回路２５− およびそれぞれ主としてトランジスタＱ１７゜ＱｌＢお
よびＱ２０．Ｑ２１．Ｑ６よυ成るフィードバック回路
を含んでいる。各検出回路はそれぞれ２個の電圧しきい
値回路Ｒ７４１Ｚ　３　。

Ｑｌ２”、Ｒ２１，Ｚ６．Ｑｌ５およびＲ１６゜ｚ１〜
ｚ３１Ｑ１２；Ｒ２３，ｚ４〜ｚ６゜Ｑｌ５を備えてい
る。

トランジスタＱ１が導通で々い時、ＱｌｌおよびＱｌ２
も同様であり、それ故関係する保護回路はディスエイプ
ル（ｄｉｓａｂｌｅ　）である。同様にトランジスタＱ
２はトランジスタＱ１４およびＱｌ５と同じ関係にある
。

入力信号が入力端子ＩＮに供給される時、例えば上方の
保護回路のトランジスタＱ１は導通状態にな夛、そのコ
レクタはトランジスタＱＩＯおよびＱｌｌのバイアス抵
抗Ｒ８においてトランジスタＱ８およびＱ９によシ反映
される。このようにしてＲ８中で発達したバイアス電圧
がＱ１０およびＱｌｌのＶ＋＋ｇ　（ペース・エミ、　
ｐ電圧）を越えた時、後者は導通する。例えば−２６＝ Ｒ８＝７００オームとすると、これは約１　ｍＡのＱｌ
ｌのコレクタ電流■に対して生じる。抵抗値は電流■が
約１０ｍＡに等しいような値にこのバイアス電圧が到達
した時にトランジスタＱＪｊが端子ＯＵＴに対するポテ
ンシオメータＲ１ｏ／ｘ　Ｊ／１４およびＲ１５／１６
の接続の用意に飽和状態になるように選択される。しか
しながら電圧ＶがＶ十と２３のツェナー電圧ＶＺ３に到
達しない０ＴＪＴＯ間にある間は電流は抵抗Ｒ１４を通
って流れることはできず直列のＺｌ、Ｚ２゜ｚ３のツェ
ナー電圧ＶＺよシ低い限り電流は抵抗ＲＩ６を通って流
れることはできない。ｖｚ３よシ低いそのような電圧に
対して抵抗ＲＩＯの両端の電圧降下はトランジスタＱｌ
ｌの保護に使用され、それ故またトランジスタＱ１０の
過電流に対する保護に使用される。少なくともツェナー
ダイオードｚ３が導通した時、回路はほぼ定電力しきい
値を表わす特性に従って電力過負荷に対して保護する。

以下、第２図も参照してこれについて詳細に説明する。

図でＱｌｌのコレクタ電流■は端子■十と０ＴＪＴとの
間の可変出力電圧Ｖの関数として描かれている。Ｑｌｌ
が導通であり、Ｖ十が初期電圧より太きく２．９のツェ
ナー電圧ｖｚ５よシ小さい限シ、電流はＲＩＯとＱｌｌ
を経てｖ十とＯＵＴの間だけを流れる。感知用のトラン
ジスタＱ１６は■がＦｔｌＯ中にＱ１６のペース・エミ
ッタ電圧ＶＢｇに等しい電圧降下を生じる時導通する。

この電流は本質的に許容される最大電流である。何故な
らば導通時に感知用のトランジスタＱ１６は後述するフ
ィードバック作用によってＱｌｌを通って流れる電流を
制限するからである。ＶＢＥは実質上一定であるから、
これは最大許容コレクタ電流１ｍ１Ｌ　Ｘに対しても真
実である。概括すると初期電圧とｚ３のツェナー電圧ｖ
ｚ５との間で変化する出力電圧Ｖに対して、Ｑｌｌの最
大許容コレクタ電流■ｍ□は第２図のＡＢに示されるよ
うに一定に留る。ＱＩＯのコレクタ電流がＱｌｌのそれ
の６倍であるため、ＱＩＯに許容される最大コレクタ電
流はＱｌｌのそれの６倍に等しく、例えば１２０　ｍＡ
である。

端子Ｖ十とＯＵＴの間の可変出力電圧Ｖがツェナー電圧
Ｖｚ５よシ大きくなると、これらの端子間にはコレクタ
電流■のみならず、また、Ｑ１６のペース電流およびＱ
１２のコレクタ・エミッタ電圧を無視するとき次のよう
な追加の電流１１が流れる。

１１は■よシずりと小さい。何故ならばＲＪ、９とＲ１
４はＲＩＯよシずりと大きいからであシ、例えばＲ７（
７＝５００（オーム）、Ｒ１３＝１．５８にΩ　（キロ
オーム）、　Ｒ１４＝４０にΩ　である。

感知用トランジスタＱ１６は■が次式によシ与えられる
最大値を有する時に導通状態になる。

２９− 第３の表現はＲＩＯをＲ１３と比較して無視し、Ｒ１Ｏ
十ＲＩＪをＲＪ４に比較して無視したものである。

したがってＶが電圧ＶＺ３を越えるとＱｌｌの最大許容
コレクタ電流はＶの増加に対して１ｍ１ＬＸの傾斜で減
少する（第２図のＢＣ部分）。

可変出力電圧Ｖがツェナー電圧Ｖｚ＝Ｖｚ１＋Ｖｚ２＋
Ｖｚ３　に達した時、Ｑｌｌのコレクタ電流の最大値は
次式のＩ’ｍａＸ１に等しくなる。

その瞬間から別の追加の電流Ｉ２が端子Ｖ十とＯＵＴと
の間にＲ１５，Ｒ１６，Ｚｌ　、Ｚ２゜ｚ３およびＱ１
２を通って流れ始める。

この電流■２はまた■よシもずっと小さい。何故’ｔｎ
− ならば例えばＲＺ５＝１．５８にΩでＲ１６＝４８にΩ
であるからである。

感知用トランジスタＱ１６は今やコレクタ電流が次式で
示す第２図にＣＤの最大値を有する時に導電状態になる
。

■２の追加の電流の機能は別として、Ｉｍａｘ２に対す
る上記４つの表現の第１のものは式（２）におけるＩｍ
ａｘｌに対する第１の表現と類似している。第２のもの
は式（２）および（４）を使用して導かれ、第３のもの
は式（３）を用いて、第４および最後のものはＲＪ５が
Ｒ１６に比較して小さい（無視できる）ことを考慮した
ものである。

したがって（２）式で与えられた■の前述の負の倍され
、それはＲ１４・Ｒ１５がＲ１３・Ｒ１６よシも小さい
場合或はもっと正確に言えば （Ｒ１０＋Ｒ１３）Ｒ１６よりも小さい場合に、もしも
上述の近似が抵抗値に対してどれも使用されないならば
■は依然としてＶの増加に応じて減少を続けるが、それ
は前よりゆるやかである。

したがって平らな範囲後略々双曲線の電流対電圧特性す
なわち実質上一定電力を表わす特性を得る。

概括するとＶが増加するときＱｌｌに許容される最大コ
レクタ電流はＶが電圧Ｖｚ５　Ｋ達するまではＩｍ＆工
に等しいままである。その後この電流は直線的に減少し
、電力消費は実質上一定のままであシ、まずＶがＶｚに
達するまでは第１の傾斜を持ち、その後筒１の傾斜より
ずっと小さい第２の傾斜を持つ。換言すれば、保護回路
は壕ずＱｌｌが導電状態になるや否やＱｌｌとＱＩＯの
Ｉｍａｘに対応した過負荷電流に対する保護を与え、そ
の後Ｑ１２と２３の両者が導通する瞬間からＩｍａＸｌ
とＩｍａＸ２で近似された実質上一定電力特性に従って
過負荷電力に対する保護を行なう。

感知用のトランジスタＱ１６が導通すると常にそのコレ
クタ電流はトランジスタＱＪ７およびＱｌＢによって反
映され、それら両者は導通する。導通したトランジスタ
Ｑ１８はＱｌからペース電流を導出し、それ故このトラ
ンジスタＱ１、したがってまたＱＩＯとＱｌｌはＱＢ。

Ｑ９を経てこのフィードバックループ作用によシ導電性
が少くなる。

感知用トランジスタＱ１９の動作はＱｌ６のそれと類似
しているがそのＰＮＰ　）ランジスタＱ２に対する影響
は異なる。何故ならば後者のベース電流はＱ７によって
与えられる定電流源によって供給されるＮＰＮ　）ラン
ジスタＱ１のそれのように制限できないからである。し
たがってトランジスタＱＪ　９　、　Ｑ２０およびＱ２
１が導電状態になった時にＱ２から離れるペース電３３
− 流における電力消費が高くなシ過ぎないようにベース電
流は電流電圧変換器として作用している飽和したトラン
ジスタＱ６を通って導出すれ、それ故後者は飽和領域全
残し、そのエミッタ・コレクタ路がＲ５とＱ２のペース
間に接続されているためにＱ２に供給された入力信号を
減少させる。

次に第３図を参照すると、第４図の温度検知回路と関連
する変形された作動増幅器が示されている。第５図はト
ランジスタＱｌｌ／１４のコレクタ電流対出力電圧特性
を示している。第３図において第１図と同様の機能を有
する素子は同じ参照記号で示されている。第２図および
第５図のスケールは同じではない。

図示の作動増幅器は入力段（トランジスタＱ２２〜２９
）、中間段（トランジスタＱ７，３０）および出力段（
トランジスタＱｌ　、　２　、　Ｉ　Ｊ　。

１４、ｓｌ、ｓ２．ｓｓ）を含む。入力段および中間段
は前述のＰ、Ｒ，ＧｒａｙおよびＲ，Ｇ、Ｍｅｙ＠ｒ氏
の文献の第３７７頁、第６，１２図にボされ３４− た形式のものである。

入力段はシングルエンド出力部を備えた差動段であシ、
ＰＭＯ８）ランジスタＰＭＩおよびＰＭＩを含み、それ
らのダート電極は増幅器の反転および非反転入力端子（
−）および（＋）をそれぞれ構成している。基体が破線
で示されるようにＶ十に接続されたトランジスタＰＭ１
およびＰＭＩはエミッタ抵抗Ｒ２７，Ｒ２ＢおよびＲ２
９を通ってＶ−に接続されたＮＰＮ　）ランゾスタＱ２
２．Ｑ２３．Ｑ２４よ構成る電流源によってバイアスさ
れている。ＰＭＩとＰＭＩとのドレイン電極はそれぞれ
Ｑ２２およびＱ２３のコレクタに接続され、それらＱ２
２．Ｑ２３のペースはＱ２４のエミ、りと共通接続であ
シ、Ｑ２４はペースがＱ２２のコレクタに接続され、コ
レクタがＶ−よシ１５がシト上の補助電圧源ＶＡＵＸに
接続されている。トランジスタＰＭＩおよびＰＭＩはＰ
ＮＰ　）ランジスタＱ２５によ多構成された共通能動負
荷を有し、そのエミッタはＶ＋に接続され、コレクタは
それぞれ抵抗Ｒ３０およびＲ３１を介してＰＭＩとＰＭ
Ｉのソース電極に接続されている。トランジスタＱ２５
はＰＮＰ　）ランジスタＱ７とカレントミラー形式で接
続され、Ｑ２５とＱｌのペースはＰＮＰ　）ランジスタ
Ｑ２６のペースに接続され、Ｑ２６はＰＮＰ　）ランジ
スタＱ２７およびＮＰＮ　）ランジスタＱ２Ｂと共に電
流源を構成しておシ、その電流源は１９８０年カリフォ
ルニア州サニーすィルのインターデザイン（Ｆｓｒｒａ
ｎｔｌ　）のスタッフによシ記載された″２０１アナロ
グ■ｃデザイン”の第４頁、第７図に示された形式のも
のである。

この電流源ではＱ２Ｂのペースはバイアス電源Ｂに接続
され、それは例えば６０　ｍＡの固定電流がＱ２Ｂのコ
レクタに流れ、そのエミッタは抵抗Ｒ３２を経てＶ−に
接続されている。Ｑ２ＢのコレクタはＱ２６のコレクタ
およびＱ２７のペースと共通に接続され、Ｑ２７のコレ
クタは直接Ｖ−に接続され、エミッタはＱ２６のペース
に接続されている。Ｑ２６．Ｑ２５．およびＱｌのエミ
ッタは全てＶ十に接続されている。

差動入力段はＱ２３のコレクタがエミッタフォロアＮＰ
Ｎ　）ランゾスタＱ２９のペースに接続され、Ｑ２９の
コレクタが抵抗Ｒ３３を介して端子ＶＡ［に接続され、
エミッタが抵抗Ｒ３４を介してＶ−にバイアスされてい
るのでシングルエンド出力部を有する。トランジスタＱ
２９は入力段と中間段との緩衝となっておシ、中間段は
電流源トランジスタＱ７およびＮＰＮ　）ランゾスタＱ
３０を含み、Ｑ１０のエミッタは抵抗Ｒ３５を経てＶ−
４ｍ接続され、大きな電圧利得を与える・ＱｌとＱ３０
のコレクタはブシュデル出力段のバイアス入力部および
信号入力部を構成し、これらの入力部はＮＰＮ　）ラン
ジスタＱ１とＰＮＰ　）ランゾスタＱ２のペースにそれ
ぞれ接続されている。これらのペースはダイオード接続
されたＮＰＮ　）ランソスタＱ３１とＱ３２の直列接続
のペース・エミッタ接合を経て互に接続され、Ｑ３１と
Ｑ３２のコレクタはＱｌのコレクタと共通に接続されて
いる。Ｑ３２のエミッタは補償フィードバックキャノ母
シタｃ４を３７− 介してＰＭＩのドレイン電極とＱ２３のコレクタとの接
続点に結合され、一方Ｑ２のコレクタはキャパシタＣ５
と抵抗Ｒ３６の直列接続から成る補償フィルタを経てそ
のペースに接続されている。

出力段においては一般的には第１図のものと類似してお
シ、トランジスタＱ１のコレクタ・エミツタ路は抵抗Ｒ
１と直列にＶ＋と出力端子ＯＵＴとの間に接続されてお
）、同様にトランジスタＱ２のエミッタ・コレクタ路は
抵抗Ｒ２と直列に出力端子ＯＵＴと端子ＶＴＥとの間に
接続されている。しかしながら、Ｑｌのエミッタは今度
は抵抗Ｒ３７を経てＮＰＮ電力トランジスタＱｌｌのペ
ースに結合されている。同様に９２のコレクタは抵抗Ｒ
３９を通ってＮＰＮ電力トランジスタＱ１４のペースに
結合されているが、コレクタとペースが出力端子ＯＵＴ
　Ｋ結合されると共にＱ２のコレクタに結合され、エミ
、りが抵抗Ｒ３Ｂを経てＶＴＥに接続されているＮＰＮ
　トランジスタＱ３３よ構成る先行エミッタフォロ３８
− アを通ってもまた出力端子ＯＵＴに結合されている。ト
ランジスタＱｌｌおよびＱ１４はそれぞれ第１図のトラ
ンジスタＱ　１０　／　Ｑ　１１およびＱＪＪ／Ｑ１４
を置換したものである。Ｑ２とＱ３３ハ共同してＱ２と
Ｑ３３のベータの積に等しい電流増幅率ベータを有する
複合トランジスタを形成している。この複合トランジス
タはＰＮＰ　）ランジスタとして動作し、比較的小さい
カット・オフ周波数を有している。

トランジスタＱｌｌおよびＱ１０に関係した電力過負荷
保護回路は実質上すでに第１図に示された通りであるが
次の点で相違している。

・Ｒ１４とｚ２およびＲ２１とｚ５の接続点はこの実施
例ではツェナーダイオードｚ３およびｚ６を通らないで
それぞれ直接Ｑ１２とＱｌＢのコレクタに接続されてい
る。その結果後述するようにトランジスタＱ　１１／１
４のＩｌ／ｆ特性（第５図）はゾ２が今度はＶＺＩ十Ｖ
Ｚ２に等しく、電力制限部分Ｂ′σσに代って全電圧範
囲に亘って電流制限部分Ａ′Ｗが伸びている。

−雨感知用トランジスタＱ１６およびＱ１９のコレクタ
からのフィードバック接続は今度は同じトランジスタ、
すなわち入力段のバッファ用トランジスタＱ２９のペー
スに連絡している。

Ｑ１０に対してはこれは直接接続であり１−力感知用ト
ランジスタＱ１９のコレクタはダイオード接続されたＮ
ＭＯ８）ランソスタＮＭＩのドレイン電極に接続され、
そのトランジスタＮＭＩのソース電極はＶ−に接続され
、そのデート電極はカレントミラー形式でＮＭＯ８）ラ
ンジスタＮＭ２のそれに接続され、このトランジスタＮ
Ｍ、？のソース電極はＱ２９のペースに接続されている
。ＮＭＩとＮＨ３の側基体は破線で示すようにＶ−に接
続されている。

第３図と第１図のフィードバック接続における相違は、
第１図では感知用トランジスタＱ１６およびＱ１９の出
力が個々のトランジスタＱ１ＢおよびＱ２１のペースに
送られ、ＱｌＢ、Ｑ２１は共に出力段に含まれているが
、第３図の回路では全ての段は、その動作状態に連続的
に維持されることかでき、それ故入力段、すなわちＱ２
９の共通の素子にフィードバック接続を設定することが
可能であることによるものである。第１図においては図
示された出力段のみが連続的に能動状態に保持され、そ
れ故Ｑ　１６　／　Ｉ　９から出力段の対応する部分の
素子に、すなわちＱ１８／１１にフィードバック接続を
設定することが必要である。事実、入力段および中間段
は増幅器が電力を節約するために休止状態にある時に不
活性にされることは望ましいことであった。そのような
方法は第３図の回路に対しては要求されない。何故なら
ばそこに示された増幅器はずっと簡単な設計であシ、そ
れ故消費電力が少いからでちる。

上述の第３図の回路によれば、まずＱｌｌ／１４を通る
出力電流はトランジスタＱ１２／１５が阻止状態である
間は抵抗ＲＩＯ／１２によって最大値ｔ’ｍａｘ　に制
限される。すなわち、そのような抵抗の両端の電圧はＱ
１６／１９のＶｎｇに等しい、すなわち約１２０ｍＡの
値に等しいような最大値４１− ■′に制限される。これは第５図のＩ’／Ｖ’　％性ｔ
７）線Ａ′Ｂ′で表わされる。Ｑｌｘ／ｚｓが導通する
と、単なる電流ではなく実際の電力に基いた電力保護が
ツェナーダイオードｚ３／６が存在しないために付勢さ
れる。しかしながら今回はトランジスタＱ１２／１５だ
けが第１図のように約１０ｍＡのＱ　１１　／　１４を
流れる電流に対応するペース電圧に対して増幅器の温度
が予め定められた値を越えた時に導電性になるだけであ
る。事実上記電流／電力過負荷保護回路、さらに特定す
ればその２個のトランジスタＱ１２およびＱｌＢは今や
追加的に共通温度検知回路に結合され、その検知回路は
増幅器の温度が予め定められた値を越えない限り供給さ
れたペース電流によりそれらトランジスタＱＩ２．Ｑ１
５が飽和されることを阻止する。

トランジスタＱ１２の４−スは抵抗Ｒ９とＲ４０間に接
続され、それらの抵抗はＮＰＮ　）ランジスタＱ３４の
コレクタ・エミ、り路と直列に接続されてＲ１と並列に
分岐されておシ、４２− ＱＪ４のペース、すなわち端子ＴＰＩはバイアス抵抗Ｒ
４１を通って出力端子ＯＵＴ　Ｋ接続されている。同様
に０１５のペースは抵抗Ｒ１１とＲ４２との間に接続さ
れ、それら抵抗はＮＰＮ　トランジスタＱ３５．のコレ
クタ・エミツタ路と直列に接続されてＲ３Ｂと並列に分
岐されてお択Ｑ３５のペースはバイアス抵抗Ｒ４３を通
って端子ＶＴＥに接続されている。第４図に示すように
Ｖ＋は端子ＴＰＩおよびＴ　Ｐ　２　ヘＰＭＯ８）ラン
ジスタＰＭ３およびＰＨ１のソース・ドレイン路を経て
接続され、それらＰＭＯ８）ランゾスタはダイオード接
続されたＰＭＯ８）ランジスタＰＭ５とカレントミラー
形式で接続され、２Ｍ５のソース・ドレイン路はＮＰＮ
　）ランゾスタＱ３６のコレクタ・エミツタ路および抵
抗Ｒ４４と直列にＶ十と端子ＶＡＧ間に接続されている
。端子ＶＡＧの電位はＶ−とＶＡＵＸの中間である。直
列接続の抵抗Ｒ４５，Ｒ４６およびＲ４７から成るポテ
ンシオメータは端子ＶＲＧとＶＡＧとの間に接続されて
いる。両者の間の電位は温度に関係なく、２．４ボルト
に等しい。すなわち、いわゆるトランジスタバンドギャ
ップ電圧ＶＢＩＣ＝　１．２ボルトの２倍に等しい。こ
のようにして約０．４？ルトの温度に無関係の電圧がＲ
４６とＲ４７との接続点に設定され、それは温度感光用
ＮＰＮ　）ランジスタＱＪ７の）〜スに接続され、その
コレクタはＮＰＮ　）ランジスタＱ３Ｂのそれと接続さ
れ、それ故そのペースとも接続されている。

それはＱ３Ｂはダイオード接続され電流源の一部を形成
しているからである。Ｑ３Ｂはそのコレクタが抵抗Ｒ４
Ｂを経て端子ＶＲＧに接続され、そのエミッタが直接Ｖ
ＡＧ端子に接続さり、ている。

そのペースもまたカレントミラー形式で上述のトランジ
スタＱ３６およびさらに別のトランジスタＱ３９のペー
スに接続されている。Ｑ３９のエミッタは抵抗Ｒ４９を
経て端子ＶＡＧに接続され、そのコレクタはＲ４５とＲ
４６との接続点に接続されている。温度検知用のトラン
ジスタＱ３７は出力トランジスタＱｌｌおよびＱ１０の
すぐ近傍に取付けられ、それ故検知した温度はこのトラ
ンジスタを流れる出力電流■′の関数であシ、かつ、も
ちろんまたその周囲の関数でちる。

温度検知回路の動作は次のとおシである。

トランジスタＱ３７によって検出された温度が予め定め
られた最大値、例えば１６０℃を越えない間は出力電流
はＲＩＯとＲｌｘｌｌＣよって制限される。その時検知
用トランジスタＱ３７は阻止されたままであり、電流源
トランジスタＱ３Ｂの動作を阻止しない。このトランジ
スタＱ３１Ｊの一定電流のコレクタ電流はトランジスタ
Ｑ３９およびＱ３６で反映され、それ故これらは同じコ
レクタ電流を有する。Ｑ３６のコレクタ電流はＰＨ５中
を流れ、これもＰＨ３およびＰＨ１に反映され、それ故
同じ電流がＶ＋からＰＨ３、端子ＴＰＪおよび抵抗Ｒ４
１を経て出力端子ＯＵＴに流れ、またＰＨ１、端子ＴＰ
２、および抵抗Ｒ４３を経て端子ＶＥＴに流れる。その
結果Ｑ３４とＱ３５は導通し、それ故ポテンシオメータ
Ｒ９，Ｒ４０およびＲ１１、Ｒ４２４５− はＲ１′１．たはＲ３８に並列に接続される。これらの
抵抗の値はＱ１２とＱ１４の動作がそのペースに供給さ
れる電圧に関係なく阻止されるように選択されている。

温度が増加する時、トランジスタＱ３７のペース・エミ
ッタ電圧ＶＢＩＩｔは減少する。この電圧が接続点ＪＰ
２における例えば１６０℃における０、４．Ｊｒシルト
シ小さくなった時、トランジスタＱ３７は導通し、した
がってトランジスタＱ３Ｂ、Ｑ３９およびＱ３９のペー
スと端子ＶＡＧを短絡させる。それ故これらのトランジ
スタは全て導通を阻止され、同じことはＰＨ３。

ＰＨ１および２Ｍ５ならびにＱ３４およびＱ３５に対し
ても行なわれ、それ故トランジスタＱ１２およびＱ１５
の動作はもはや温度制御によって阻止されず、第１図の
ようＫｉＥ流制御のみに依存する。第１図のようなツェ
ナーダイオードＺ　３　／　Ｚ　６が存在しないために
電力保護は特性の点Ａ′からすでに有効になシ、第５図
のＡ′σσの線のように変化する。第２図と同様の方法
でＶ／４６一 がｖ′ｚ　に等しくなった時にσで傾斜が変化する。

この時Ｖｚ　＋　＋　Ｖｚ　２に等しい。

上述のことから、第３，４および５図の回路によってＱ
ｌｌ、Ｑｌ４の出力電流または実際の出力電力の何れか
が制限され、この電力の制限は出力電流および検知され
た温度が共に予め定められた値よυ上である時にのみ生
じるようになる。

温度制御回路に対する発振条件を阻止するために、成る
程度のヒステレシスがＱ３９を含む回路によって与えら
れる。Ｑ３９が前述のようにして阻止されるや否や、そ
れは抵抗Ｒ４５を通って電流を引き出さなくなる。それ
故接続点ＪＰＩの電位、したがってＪＰ２の電位も増加
して、ＪＰ２ではＱ３７の動作に先立って与えられた０
、４．ｔ”ルトより大きくなる。これは温度が例えば１
３０℃の値に低下した時Ｑ３７だけが再び阻止されるこ
とを意味する。その値に対してＱ３７のＶＢＥはこのよ
シ大きい電圧値以上に増加している。

Ｑｌ２或はＱｌ５が導通しているか否かによる保護回路
の動作は次のとおシである。増幅器がＲ１０，Ｑｌｌお
よび出力端子ＯＵＴを経て負荷にＶ＋から電流を導き、
それが電流感知用トランジスタＱ１６を導電状態にする
のに充分な高いものである場合に、後者は追加のベース
電流を緩衝用のトランノスタＱ２９１Ｃ供給し、この電
流はＲ１５，Ｑｌ６、Ｑ２９のペース・エミッタ接合お
よび抵抗Ｒ３４を経てＶ＋からＶ−へ流れる。その結果
Ｑ２９は一層導電性が高まシ、それはトランジスタＱ３
０についても言えることである。したがって後者はＱ３
１．Ｑ３２を通ってＱｌによシ与えられた一定電流の大
きな部分を流し、それ故Ｑ１に与えられる電流が減少し
、それ故Ｑノの導電性は低下する。またＱｌｌ中を流れ
る電流はそれ故所望のように減少する。電流が負荷（ｓ
ｉｎｋ）からＶＴＥへ増幅器中で出力端子ＯＵＴ　、　
Ｒ１２およびＱｌ４を通って流れ、Ｑｌ４は電流感知用
トランジスタＱ１９を導通させるような充分高いもので
ある場合に後者はＮＭ２に反映される電流をＮＭＩに供
給する。かくして緩衝用のトランジスタＱ２９からＶ−
へペース電流が流れ、それ故Ｑ２９は導電性が低下する
。同じことはＱ３０に対しても言える。したがって後者
はＱｌ、３１，３２ＣＱＩはオフであるため）によシ与
えられた定電流の小部分を流し、それ故Ｑ２の導電性は
低下し、Ｑｌ４中を流れる電流はそれ故所望のように減
少される。

第３図乃至第５図に示す実施例の別の可能な利点は成る
過渡条件による不正確な動作を避けるために何の手段も
設ける必要がないことである。例えば、第２図の特性で
動作する第１図の増幅器が電話ラインを経てサプセ、ト
に接続されている時、余分の普戒がないとそのような保
護回路はハンドセットを台から外すとき生じる過渡状態
に反応するおそれがある。これは増幅器と共同する直流
電流調整回路が設定されたものと異なる所望のライン電
流を設定できる前に定電力特性によって与えられた値に
ライン電流４９− を不当に制限するおそれがある。これは第３図および第
４図の回路によって避けることができる。それは出力電
流が最初は曲線Ａ／　Ｃ／かによって制限されるのでは
なく　Ａ／　Ｂ／まで延びることができるからである（
第５図）。

以上この発明の原理を特定の装置に関連して説明したが
、この説明は単なる例示に過ぎないものであり、特許請
求の範囲に記載された発明の技術的範囲を制限するもの
ではないことを理解すべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例のゾシ、ｆル増幅器保
護回路の回路図であり、第２図は第１図のトランジスタ
ＱｌｌまだはＱｌ４のコレクタ電流・電圧特性図である
。第３図は温度制御が行えるように変形した第２の実施
例の回路図であシ、第４図は第３図の保護回路と共同す
る温度検知回路の回路図である。第５図は第３図のトラ
ンジスタＱｌｌまたはＱｌ４のコレクタ電流・電圧特性
図である。 一５〇− Ｑ１〜Ｑｔ：！ｊ　！？・・・トランジスタ、ｚ１〜ｚ
６・・・ツェナーダイオード、ＰＭ１〜ＰＭ５・・・Ｐ
ＭＯ８）ランゾスタ、ＮＭＩ　、ＮＭ２・・・ＮＭＯ８
・・・トランジスタ。 出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦５１− 手続補正書動式） １．事件の表示 特願昭５８−１７４０４９号 ２、発明の名称 電子的過負荷電力保護（ロ）路 ３、補正をする者 事件との関係　　特許比１知人 インターナショナル・スタンダード・ エレクトリック・コーボレイション ４、代理人 住所　東京都港区虎ノ門１丁目２６番Ｓ号　第１７森ビ
ル昭和５９年１月３１日 ６、補正の対象 委任状およびその訳文、図面 ７、補正の内容　別才島っ４１ノ 図面の浄書（内容に変更なし） ４６一

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）増幅器に対するフィードバック回路中にあシ予め
   定められた最大出力電力しきい値に到達した時に導電状
   態になる検知素子部分を使用して信号増幅器の出力電力
   を制限する如く構成されている電子的過負荷電力保護回
   路であって、前記しきい値は、増幅器の出力電流が予め
   定められた出力電圧値までは実質上一定の傾斜で減少し
   、この値より上ではそれよシ小さい実質上一定の傾斜で
   減少するのに対応していることを特徴とする電子的過負
   荷電力保護回路。 （２）前記検知素子（Ｑ１６．１！？）はそれぞれ前記
   増幅器からの出力電圧および電流に関係する電圧（Ｖ＋
   ／ＶＴＥ　、　ＯＵＴ　）および電流（Ｒ１３／２０に
   よシ給電されるポテンシオメータ（Ｒｌｏ、ｙ、３，１
   ４／１２，２ｏ、２ｘ　）の部分（Ｒ１０，１３／１２
   ，２０）を横切って分岐された制御入力部を有し、それ
   によって前記出力電流に比例する電圧がその部分に生じ
   る如く構成されていることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の保護回路。 （３）　　前記制御入力部は前記ポテンシオメータの第
   １（Ｒ１３／２０）と第２（Ｆｔ１４／２１）の部分の
   接続点に接続された第１の端子と、前記増幅器出力から
   導かれた電圧（Ｖ＋／ＶＴｇ　、　０ＵＴ）によって給
   電された第２のポテンシオメータの第１（Ｒ１５／２２
   ）と第２　（Ｒ１６／、９Ｊ　）の部分の接続点に接続
   された第２の端子とを備え、第２の１？テンジオメータ
   の第２の部分は前記予め定められた出力電圧値を決定す
   るツェナーダイオード特性を有する２端子素子（Ｚｌ、
   ２，３７４．５．６）を含んでいることを特徴とする特
   許請求の範囲第２項記載の保護回路。 （４）　　前記制御入力部の第１と第２の端子は検知ト
   ランジスタ（ＱＪ６．１９）のペースとエミッタである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の保護回路
   。 （５）　　スイッチングトランジスタＣＱ１２／ｚｓ）
   の出力回路が前記ポテンシオメータＲＩ０，１３゜１４
   　／　１２　ｅ　２０．２１　）と直列に接続され、そ
   の入力回路は前記増幅器出力（Ｑ　１０　／　Ｉ　Ｊ　
   ＋　１１　／　１４　）からの電流に関係する電流によ
   υ給電されていることを特徴とする特許請求の範囲第２
   項記載の保護回路・ （６）　　前記第１のポテンシオメータの第２の部分（
   ＲＪＪ）の抵抗値を第２のポテンシオメータの第２の部
   分（Ｒ１６）の抵抗値で割った値が第１のポテンシオメ
   ータの第１の部分（Ｒ１Ｏ＋Ｒ１３）の抵抗値を第２の
   ポテンシオメータの第１の部分（ＲＪＪ）の抵抗値で割
   った値よシも小さく、それＫよって前記予め定められた
   値より上の増幅器出力電圧に対してよシ低い傾斜が確保
   されていることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載
   の保護回路。 （７）　　前記第１と第２のポテンシオメータの第２の
   部分（ＲＪＪ、ＲＪ６）の抵抗値が第１の部分（ＲＪＪ
   、ＲＺ５）の抵抗値よりも大きな桁のものでおり、第１
   の部分の抵抗値は第１のポテンシオメータの第１の部分
   と直列の抵抗（Ｒ１０）の抵抗値よシ大きな桁のもので
   あり、増幅器の出力に関連する電流は前記直列の抵抗を
   通って流れることを特徴とする特許請求の範囲第３項記
   載の保護回路。 （８）増幅器に対するフィードバック回路の一部となシ
   予め定められた最大出力電力しきい値に到達した時に導
   電状態になる検知素子を使用して信号増幅器の出力電力
   を制限する如く構成されている電子的過負荷電力保護回
   路であって、前記しきい値が一定の増幅器出力電流に対
   応する如くしきい値を選択する手段が設けられているこ
   とを特徴とする電子的過負荷電力保護回路。 （９）増幅器温度の検知手段（Ｑ、９７）が、温度が一
   度予め定められた最大値を越えると前記しない値が増幅
   器の一定出力電流に対応することｅ１３ｆｌ止する如く
   設けられていることを特徴とする特許請求の範囲第８項
   記載の保護回路。 ａｌ　　前記しきい値は温度が一度前記最大値を越える
   と前記直線的傾斜に従うことを特徴とする特許請求の範
   囲第９項記載の保護回路。 （１１）　　信号増幅器が入力差動段（ＰＭＩ／２　）
   を備え、そのシングルエンド信号出力部が前記増幅器の
   ブシュプル出力段（Ｑｌ、１１／２，１４）に出力を供
   給している緩衝増幅器の入力部に結合され、結合手段（
   ８Ｍ１／２）がこの緩衝増幅器入力部に設けられて前記
   検知素子（Ｑ１６／１９）が直流電源の第１または第２
   の端子（Ｖ＋、Ｖ−）の何れかを前記緩衝増幅器入力部
   に結合して電流を導通している前記検知素子に放出しく
   Ｑｌ６）或は取出すＣＱ１９）如く構成されていること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項または第８項記載の
   保護回路。 ０埠　前記出力段はそれぞれ定電流源（Ｑｌ）および前
   記緩衝増幅器の出力部（Ｑ、９０）によって給電される
   互に結合された（　Ｑ　３１　／　３２　）第１と第２
   のゾシ、ｆル入カトランジスタＣＱＩ、Ｑ’）を備え、
   それら入カトジンゾスタはそれぞれ出５− カトランジスタ（Ｑ　１１　／　１４　）に結合され、
   それら出力トランジスタ（Ｑ１１７１４）は直接（Ｑｌ
   ６゜ｖ＋）或はカレントミラーとして配置された前記結
   合手段（８Ｍ１／２）を通って間接的に（Ｑｌ９゜Ｖ−
   ）の何れかで前記緩衝増幅器入力部の第１端子（ｖ＋）
   および第２端子（Ｖ−）に結合できるように共同してい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載の保護
   回路。 （６）前記緩衝増幅器はその出力部（Ｒ３０）と入力部
   （Ｑｌ９）との間に補償用キャノ４シタンス（Ｃ４）を
   備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１１項記
   載の保護回路。 Ｒ４温度検知手段（Ｑ、９７）がトランジスタ（Ｑ３４
   ／３５）を制御し、それらトランジスタの出力回路は通
   常スイッチングトランジスタ（Ｑ１２／１５）の入力回
   路を短絡し、それによって後者が前記予め定められた最
   大温度を越えない限り導電状態になることを阻止してい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第９項記載の保護回
   路。 ６一 （ト）温度検知手段（ＱＪ７）の出力回路はダイオード
   接続された電流源トランジスタＣＱ３　ｇ　）の入力回
   路に並列に結合され、その電流源トランジスタのペース
   はカレントミラー回路（Ｑ３６゜ＰＭ３　、４　、５　
   ）によシ前記短絡を行うトランジスタ（Ｑ３４／３５）
   のペースに結合されていることを特徴とする特許請求の
   範囲第１４項記載の保護回路。 ａＱ　　前記温度検知手段を構成するトランジスタ（Ｑ
   ｊ７）はそのコレクタが前記電流源トランジスタ（Ｑ３
   ８）および別のトランジスタ（Ｑ３９）のペースに接続
   され、この別のトランジスタ（ＱＪ９）のコレクタは温
   度に無関係な直流電位源にまたがって接続されたポテン
   シオメータの第１のタッグ点（Ｊｐｚ）によってバイア
   スされ、このポテンシオメータはまた前記温度検知トラ
   ンジスタ（ＱＪ７）のペースに接続された第２のタップ
   点（ＪＰ２）を備え、それら３個のトランジスタ（ＱＢ
   ７．３８．３９）の全てのエミッタは前記直流電位源の
   一方の端子に接続され、温度が前記予め定められた最大
   値（１６０℃）よシ上になった時に前記温度検知トラン
   ジスタは導電状態になシ、温度が予め定められた最低温
   度（１３０℃）よシ下になった時に非導通状態になるよ
   うにヒステレシス特性を有していることを特徴とする特
   許請求の範囲第１５項記載の保護回路。 α力　温度検出器を構成する温度検知トランジスタ（Ｑ
   ３７）はそのコレクタがダイオード接続の電流源トラン
   ジスタ（Ｑ、９８）および別のトランジスタ（ＱＪ４？
   ）のペースに接続され、この別のトランジスタ（ＱＪ！
   ９）のコレクタは温度に無関係な直流電位源にまたがっ
   て接続されたポテンシオメータの第１のタップ点（ＪＰ
   ｌ）によってバイアスされ、このポテンシオメータは前
   記温度検知トランジスタのペースに接続されり第２のタ
   ップ点（ＪＰ’）を備え、それら３個のトランジスタ（
   ＱＪ７．．９８．．９９）の全てのエミッタは前記直流
   電位源の１端子に接続され、前記温度検知トランジスタ
   は温度が前記予め定められた最大値よシ上になる時に導
   通し、温度が予め定められた最小値よシ低くなった時に
   非導通になるようにヒステレシス特性を備えておシ、前
   記電流源トランジスタ（Ｑ、９８）のペースはカレント
   ミラー回路（ＱＪ６．ＰＭ、９，４．５）を通って１以
   上の出力制御端子（ＴＰ７／２）Ｋ結合されていること
   を特徴とする温度制御装置。