JPS59153473A - 高周波誘導加熱用トランジスタ・インバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は・高周波誘導加熱用トランジスタ、イ中周波領
域での誘導加熱用に実用化され、近年でｄ、トランジス
タ・インバータが高周波領域での誘導加熱に利用されつ
つあるが、核高周波領域の誘導加熱装置をソリッドステ
ー化する際の間頂点トして次の点があげられる。

（ａ）　　半４体素子（インバータのスイッチング素子
）の耐ＦＥが低い。

（ｂ）：ｌＦ谷醒力倒失が比１較的小さいので、数個か
ら数１０個の素子の並列運転が必要である。

（Ｃ）　　大出力が必要であるため、出力電圧が低い場
合には大電流となり、負荷インピーダンスが低く、高周
波ではインダクタンス（Ｌ）は非常に小さくなってしま
う。

（ｄ）　　ワークコイルもしくは加熱炉１本の端子から
被加熱物を見／こコイルのインピーダンスのカ＊け非常
に悪いから、力率改善用コンデンザ孕必要とし、そのた
め必然的に共振回路が存在するに至る。

以上の問題を解決するに際し、上記共振回路として直列
共振回路を用いる方が並列共振回路である場合よりも、
ワークコイルもしくは加熱炉体の両端に容易に大電圧が
得られ、従って負荷インピーダンスが高くなり、炉体ま
たは出方トランスを含むワークコイルの設計に自由度が
増す。また、炉体または出方トランスの遠隔への引きま
わしも送電ｉＡ失が減少して有利であり、■実特公昭５
７−２３９８９公報に直列共振回路を有するインバータ
なる先行技術が成案されている。

一方、自効共振回路のみを有するトランジスタ・インバ
ータにおｈて、該インバータＶＣ７［カを供給する電源
ｌ−ｉ第１図のｍ　＜コンデンサによす出方されねばな
らない。核図において、コンデンサ（Ｏｏ）はコンデン
サ（ｏｓ）より非常に大きな琴喰であり、且つ（Ｌｓ）
（’Ｏｓ）の直列共振電流の通路であり、且つ該共振電
流に対し低インピーダンスを呈するものでなければなら
なり０従って、このようなキャパシティブストア〔キャ
パシタンス的で付勢されたｒ（（源、つまり電圧が一定
となるような慣性をもった一種の定電圧電源を云う）さ
れたトランジスタ・ブリッジ回路（１）には、並列共振
型の力率改善回路を接続することはできない。何故なら
並列共振回路のインピーダンスは箒２図の如く共振周波
数ハに対してはインピーダンスＩＺ＋の絶対値が最大値
を示すが、高周波ｆｓ、ｆｂ等に対しては極めて小さく
、スイッチングさ八た方形波電圧中に含まれる高周波成
分は短絡されるに至り、運転不能になるからである。こ
れに対し第１図の如く直列共振回路（Ｌｓ）（ａｓ）が
接続されたものでは、第３図のように１貫に対する直列
共振のインビーグンス力Ｉ漫小で、ｆｓ、ｆＳ・・・の
奇数高周波に対するインピーダンスは大きくなるから、
並列共振回路の場合と異なり、ブリッジ回路の方形波電
圧が短絡されるようなことがなく、正常に運転しつる。

しかし、一方でｈ　トランジスタにはターンオンおよび
ターンオンといったスイッチングに伴う遅れ時間がある
ため、スイッチングをデユーティ５０憾の方形波で行な
った時には、第１図においてスイッチング素子（トラン
ジスタまたけｐｎＴ）（８人）と（ＳＢ）、（ＳＣ）と
（Ｓ７））のオン時間にオーバーラツプ（重なり時間）
が生じ、この期間に（００）→（ＳＡ）→（８Ｂ）→（
ｏｏ）　、もしくは（００）→（Ｓｃ）→（ＳＤ）→（
ａＯ）［至る短絡回路が形成される。

第４図はこのようガオーパーラツブが生じることを示す
第１図回路の信号波形図で、（イ）は素子（ＳＡ）（８
Ｄ）のベースまたはゲートのドライブ波形、泗）は同じ
く素子（ＳＢ）、（ＳＣ）のドライブ波形、（、−３は
素子（ＳＡ）、（ＳＤ）の導通波形、に）は同じく素子
（８Ｂ）。

（Ｓｃ）の導）正波形である。この短絡を避けるには、
スイッチング素子の駆動波形＝ＸＳＯ度より狭くし・オ
ーバーラツプ発生を抑止しなければならず、そのこと自
体は前記特公昭５７−２３９８９号公報にも開示されて
いる。しかし乍ら、スイッチング素子の駆動波形を狭く
することは、他方では駆動波形のパルス幅の設定や設計
を複雑化し且つ微妙なものとする。

本発明は、このような難点を除去し、安定で、設計調整
および保守容易なトランジスタ・インバ−タを提供する
ことを目的とする。

即ち、本発明は直流電源からトランジスタ・ブリッジ回
路に直流電力を導くにあたり、チョークコイルによりこ
れにインダクタンス的付勢（つ才り電流が一定となるよ
うな慣性）を与える一方、ブリッジ回路におけるタンク
回路を、並列コンデンサと、直列コンデンサおよび負荷
の直列共振回路よりなる並列共振回路とし、しかしてス
イッチング素子の駆動波形を１８０度よりも狭くするこ
となく、ブリッジ回路における短絡現象を抑止し、上記
目的を達ｔｊ７するものである。

以下、本発明の詳細を第５図以下の図面を用いて説明す
る。

第５図において、　（ＯＨ）は直流電源からトランジス
タ・ブリッジ回路【２）に流れる直流電１ｋ　Ｉ　Ｄ　
Ｃに慣性をもたせるインダクタンストア（インダクタン
ス的に付勢された電源、即ち電流が一定となるように慣
性をもった一種の定電流電源を云う］のためのチョーク
コイル、つまりインダクタンス的に付勢されたチョーク
コイルである。また、（ＯＰ）は並列コンデンサ、（Ｏ
ｓ）は直列コンデンサ、（Ｌｓ）は負荷全示し、ワーク
コイル（出カドランスを含む場合もある）または加熱炉
体である。そして、（Ｏ８）と（Ｌｓ）は直列共振回路
を構成し、この直列共振回路（０３）、（ＬＳ）と並列
コンデンサ（ｏｐ）とで並列共振回路（３）、即ちタン
ク回路を構成して、トランジスタ・ブリッジ回路（２）
に接続される。

直流電源から供給される直流電力はチョークコイル（Ｏ
Ｈ）によってその直流電流ＩＤｃに一定の慣性がもたさ
れる。そして、これかトランジスタ・プＩＪツジ回＃（
２）でスイッチングされると、そのブリッジ出力は、電
流が一定となる前提条件がチョークコイル（ＯＨ）で与
えられているが故に、方形波となる。この場合、嘉６図
のように負荷（Ｌｓ）が並列共振回路として結線されて
いるものを考えると、ｆｌに対する負荷インピーダンス
ＩＺ＋の絶対値は第２図で説明１−だ如く最大となり、
並列共振回路（Ｃｐ）、（Ｌｓ）の両端には方形波電流
の基本波ｆ＋の成分ト、インピーダンス＋Ｚｌの１１に
対する値の積としで現われ、正弦波となる。しかし、高
周波電流ｔまその振幅が小さく、且つＩＺＩのハ、　ｆ
ｓに対する値は小さいので、それらの債としての電モは
小さく無視しうる。

しかるに・第５図回路では１１町列共１辰回路（Ｏｓ）
。

（Ｌｓ　）に並列コン１ンサ（Ｏｐ）を並列接続してい
るから、直列共振周波数 ／　ｓ　＝　＝ ２πＪ〒７看ｉ と、並列共振周波数 の二つの共振点が得られ、だめに該回路（３）を（ｆＰ
）でドライブすれば、共振！、流は（ＯＦ）→（Ｏ８〕
→（Ｌ８）内を循環する。そして、（ＣＰ）と（ＯＳ）
を適切な容附ｖｃ　選ぶことによって、（ｒ、ｓ）およ
び（Ｏ８）の両端には犬重王が発生し、容易に高圧が得
られる。つまり、直列コンデンサ（Ｏｓ）ト並列コンデ
ンωａＢ−勿Ｏｐ に選ぶことによって負荷（Ｌｓ　）の両端電圧を昇圧せ
しめると同時に、直列コンデンサ（Ｏ８）の両端電圧を
昇圧し、出力インピーダンスをハイ・インピーダンス化
し・ＫＶＡ（高周波大電力）を容易に大きな値にできる
。

また、デユー、ティ５０％の方形波でドライブする場合
、電流の重なりが生じるが、この方式では重なり時間（
または重なり角）の間においても直流′電流ＩＤｃけチ
ョークコイル（ＯＨ）にて規制されているため、短絡に
至らず、スイッチング素子に無理を生じなりと共に、重
なり角１１１８０度に対して極めて狭いので、動作上は
とんど害は生じない。

このことを纂７図の信号波形図で示す。該図において、
（イ）は素子（ＳＡ　）、　（ＳＤ）のゲートまたけベ
ースのドライブ波形、（ロ）は同じく素子（８Ｂ）−（
８ａ）のドライブ波形、（ハ）は素子（ＳＡ）−（ＳＤ
）の導通電流波形、に）は同じく素子（ＳＢ）、（Ｓａ
）の導通電流波形、（ホ）は素子（ＳＡ）、（８Ｄ）の
両端電圧波形、（へ）は素子（ＳＢ）。

（Ｓｏ）の両端電圧波形、（ト）は第５図のＰ−Ｑ間の
電圧波形である。

このようなインバータにあっては、トランジスタのブリ
ッジ回路側からタンク回路を見た時は、並列共振回路的
負荷とみることができ、インダクタンス的に付勢された
インダクテイプストア型インバータとして働き、（ｏｐ
）と（Ｏｓ）の選定により負荷（Ｌｓ）側に対し直列共
振的に働くから高圧が得られ、ブリッジ回路（２）両端
の出力を高圧、ハイインピーダンス化できるので・非常
に好ましい。

また、デユーティ５０慢の方形波でスイッチング素子を
駆動することが可能なので、主動信号の処理や調整、回
路設計も極めて容易である。

更に、直流電源電圧が一定の場合、負荷（Ｌｓ）の両端
の出力電圧は（ＯＦ）と（Ｏ６）の静電容駄を変えるこ
とにより自由自在な昇圧が得られ、負荷（Ｌｓ　）の両
端において、必要あらば数千Ｖ〜１万Ｖは容易に得られ
るに至る。

ところで、誘導加熱にあっては、負荷インピーダンスは
急変し、共振周波数も変化する。そのため第８図の如く
負荷（ＬＳ）の両端から信号電圧を検出トランス（Ｔ）
を用いて取出すと共に、信号処理回路（４）において該
検出信号と同相および逆位相の２組の駆動信号（デユー
ティ５０４の方形波ドライブ信号）を上記検出信号から
作成し、此等でスイッチング素子（８Ａ）　Ｎ（８Ｄ）
のベースにドライブをかけるように構成する。かく成せ
ば、スイッチング素子（８Ａ）、（８Ｄ）と（ＳＢ）、
（ｓｃ）をそれぞれ一対とし、上記駆動信号の位相が負
荷（Ｌｓ）両端の共振を助長する極性に選ぶことによっ
て非常に安定した高周波インバータを得ることができる
。このインバータの周波数はタンク回路の共振周波数を
基準とした一種の自励発振器的動作をするから、負荷変
＃ｊｃ対してはその変動した共振周波数が、即ち発振周
波数であって、マスターオシレータを有し、その周波数
を共振周波数に追尾させる方式や、フェーズロックド・
ループＩＯによるものよりも非常に安定し、負荷（Ｌｓ
）の交換時においても、マスターオシレータの自走周波
数の初期設定も不要で、広範囲な負荷変更（コイル変更
）にも対応しうる。

尚・有８図では負荷（Ｌｓ）の両端から検出信号を取出
しているか、直列共振である（Ｌｓ）と（ＯＢ’）　ｈ
互いに逆位相だから（Ｏｓ）両端から検出するようにし
てもよい。それは、このインバータの木質がインダクタ
ンス的付勢〔つまりイングクテイプストア〕による電流
方形波型インバータであり、従って並列コンデンサ（Ｏ
Ｆ）両端の電圧は正弦波に近いためである。従って（Ｏ
８）、（Ｌｓ）両端の直列共振電圧もまた正弦波的であ
り（単に、直列共振回路のみのキャパシタンス的付勢、
つまりキャパシティゾストア型インバータにおけるイン
ダクタンス両端電圧が箭３高調波、第５高調波を多く含
むものであることと木質的に異なっている）、ＣＬ日）
と（０８）の論ずれからも検出信号を取出せるが、その
極性が正常になるように選ばねばならないことは当然で
ある。

また、（Ｌｓ）と（Ｏ８）の直列共振回路中に′覗流変
収器を挿入して″電流を検出する方法も存在するが、こ
の場合は直列共振回路中の電流と（ＬＳ）　　ｉたは（
ＯＳ）の電圧間には９０度の位相差が存在するから、９
０度位相をシフトしてから前記信号処理回路（４）に入
力せねばならない。

尚、このトランジスタ・インバータがサイリスク・イン
バータと異なる利点は、末完ｒＴＩＪがダート信号で主
回路の電流のオン・オフが自由に制御しつるものである
から、ターンオフのだめに並列共振回路（３）の電流を
電圧に対し進ませることによってターンオフ・タイム期
間中に逆バイアスするような方法が不要となる点で、信
号処理回路（４）を簡単なものとし、サイリスク・イン
バータよ？モ股計、調整を簡素化し、且つ保守を容易に
できるのであって、これにて保守要員の訓練も容易（で
きる等の種々の効果を期待できる。また、トランジスタ
ＩｃＰＥＴ（電界効果トランジスタ）やＢＩＴ（静電誘
導トランジスタ）などを使用すれば、ターンオフ・タイ
ムも数１０ナノ秒〜数１００ナノ秒と短かいため、サイ
リスタによるインバータの発生周波数の血眼が約２０　
ＫＨｚであるのに対し、３００ＫＨｚ　〜４００ＫＨｚ
　　のインバータが容易に製作できる。従って、本発明
トランジスタ・インバータがそのトランジスタにＦＢＴ
および８工Ｔを含むことは当然である。

本発明は以北であり、これによって当初の目的を良好に
達成するに至った。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第５図は本発明の技術的課題を説明するため
に用いるもので、第１図は直列共振回路のみを有するト
ランジスタ・インバータの回路１ｆｆｉ、箸２図および
第３図は周波数対インピーダンスの特性グラス、第４図
は＠１図の信号波形図である。 策５図は本発明の実施例回路図、＠６図は第５図と比較
するための並列共振回路のみを有するトランジスタ・イ
ンバータの回路図、箒７図は第５図の信号波形図、第８
図は応用例を示す回路図である。 （符号の説明） （２）・−・トランジスタ・ブリッジ回路、（３）・−
並列共振回路、　（４）・・・信号処理回路、　（ＯＨ
）・・−チョークコイル、　　（８Ａ）〜（ＳＤ）・−
・スイッチング素子（トランジスタ）、（Ｏｐ）・−並
列コンデンサ、（Ｏ６）・・−直列コンデンサ、　（Ｌ
ｓ）−・・負荷、　（１戸・・トランス。 第１図 第２図　　　　　　第３図 ｆ　　　　　　−峠ｆ 第４図 闇 第５図 第６ス 第７図 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　直流電源とトランジスタ・ブリッジ回路（２）と
   の間に、該グリッジ回路（２）への供給部ｌＸｍ流が一
   定となるようにイングクタンス的付勢を与えるチョーク
   コイル（ＯＨ）を介装すると共に、このブリッジ回路（
   ２）の出力端にタンク回路として、並列コンデンサ〔Ｏ
   Ｐ）と、直列コンデンサ（Ｏ８）および負荷（Ｌｓ）の
   直列共振回路とからなる並列共振回路（３）を接続した
   ことを特徴とする高周波誘導加熱用トランジスタ・イン
   バータ。 ２、　前記並列コンデンサ（ＯＰ）と直列コンデンサす
   る特許請求の範囲第１項記載のトランジスタ・インバー
   タ。 ３、　前記負荷（Ｌｓ）と直列コンデンサ（Ｏｓ）との
   直列共振回路から信号を検出する手段と、この検出信号
   に基づいて並列共振回路（３）の共嘔周波数の方形波駆
   動信号を作成すると共に、ブリッジ回路（２）の対角線
   上の２対のスイッチング素子（８人）と（８Ｄ）　、　
   （ＳＢ）と（８Ｃ）を、上記検出信号と同相で且つ発振
   持続を可能々らしめる極性を有した上記方形波駆動信号
   により交互にオン・オフする信号処理回路（４）とを含
   む特許請求の範囲＠１項のトランジスターインバータ。 ４、前記検出手段は、負荷（Ｌｓ）と直列コンデンサ（
   Ｏ８）のいずれかの両端電圧を取出すトランス（Ｔ）で
   あることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載のトラ
   ンジスタΦインバータ。 ５、前記検出手段は、直列共振回路の電流を取出す層流
   変成器であって、Ｂ電流信号を９０度位相をシフトして
   方形波駆動信号を作成することを特徴とする特許請求の
   範囲第３項記載のトランジスタ・インバータ。