JPS59187272A - 電気定数測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は抵抗器とコイルまたはコンデンサとが接続され
た回路の抵抗値及びリアクタンス値を測定する電気定数
測定装置に関する。

背景技術とその問題点 従来の電気定数測定装置の一例を第１図に示す。

この第１図において、（１）は被測定回路を示し、この
被測定回路（１）はそれぞれ未知の抵抗値Ｒと静電容量
値Ｃとの並列回路であって、測定端子（２）及び（３）
の間に接続されて、発振器（４）からの既知の交流電圧
（以下基準電圧と込う）　止＝Ｅｍｅ　　が供給される
。この基準電圧ｉを供給されて、被測定回路（１）には
Ｉ＝Ｉｍｅｊ（□１＋１）なる電流が流れる。φはこの
電流と基準電圧との位相差である。（５）は電流／電圧
交換回路（以下Ｉ／Ｖ変換回路という）を示し、との■
／ｖ変換回路（５）で被測定回路（１）に流れた交流電
流ｉがそれに比例する交流電圧に変換される。

工／ｖ変換回路（５）の出力は交流／直流変換回路（６
）を介して直流電圧に変換される。また、’／ｖ変換回
路（５）の出力は位相比較回路（７）において発振回路
（４）の出力である基準電王立と位相を比較される。（
８）はアナログ／デジタル変換回路（以下Ａ／Ｄ変換回
路という）を示し、とのＡ／ｎ変換回路（８）は交流直
流変換回路（６）及び位相比較回路（７）のアナログ出
力をデジタルデータに変換して演算器（９ンに供給する
。

演算器（９ンは供給されたデジタルデータの演算処理を
行なって、一方の出力端子αＱに抵抗値のデータを、も
う一方の出力端子α力に静電容量値のデータを出力する
。両出力データは図示しない表示器に数値として表示さ
れる。

被測定回路（１）のアドミタンスｔは上述の基準電とな
る。従って、被測定回路（１）のコンダクタンスＧ及び
サセプタンスＢはそれぞれ Ｇ　＝　ｙｃｏｓφ＝　　−Ｂ＝Ｙｓｉｎφ−ωＣとな
る。アドミタンスの絶対値Ｙは交流−直流変換回路（６
）の出力として、また位相φは位相比較回路（７）の出
力としてそれぞれ求められているので、被測定回路（１
）のコンダクタンスＧ及びサセプタンスＢ１従って抵抗
値Ｒ及び静電容量値Ｃ１１−１，Ｙ及びφから計算によ
って求めることができる。

従来の測定装置では高精度の位相比較回路（７）を必要
とし、また交流直流変換回路（６）の作動には供給され
る基準電圧の数拾サイクルもの長い時間が必要であった
。更に位相角の正弦・余弦の演算も必要であった。

発明の目的 本発明はこれらの点に鑑み、従来装置の諸欠点を改良し
た電気定数測定装置を提供することを目的とする。

発明の概要 本発明はそれぞれ電気定数の未知な抵抗器とコイルまた
はコンデンサとが接続された被測定回路に既知の交流電
圧または交流電流を印加し、この交流電圧または交流電
流の所定位相において被測定回路に流れた交流電流また
は発生した交流電圧を検出して、抵抗器の抵抗値ならび
にコイルまたはコンデンサのりアクタンス値を測定する
ようにし、短時間で高精度の測定結果が得られるように
したものである。

実施例 以下、第２図乃至第８図を参照しながら本発明電気定数
測定装置の実施例について説明しよう。

実施例の構成の説明に先立ち、第２図によって本発明の
基本概念を説明する。

いま、抵抗器とコンデンサとが並列接続された被測定回
路のアドミタンスを ｙ＝ａ＋ｊｎの形で表せば、これに基準電圧Ｅ　＝　Ｅ
ｙｌｓｉｎωｔが印加されて流れる電流はｉ　＝　（Ｇ
＋ｊＢ）Ｅｍｓｉｎωｔ ＝ＧＥｍＳ石ωｔ＋ＢＥｍｃｏｓωｔ　・・・・・・・
・・・・・■となる。■式の右辺第１項は抵抗器を流れ
る電流ＩＲであって、第２図に実線で示すようにω１＝
０°及びωｔ＝１８０°において零となる。第２項はコ
ンデンサを流れる電流ＩＣであって、第２図に鎖線で示
すように、ωｔ−９０°及びωｔ＝２７０°において零
となる。

従って第２図から明らかなように、９０°及び２７０゜
の時点にＩＲのピーク値ＩＢＭが現れ、０°及び１８０
″の時点にＩＣのピーク値工ざＭが現れる。

本発明はこれらのピーク値を測定することによってその
目的を達成するものである。

本発明の第一の実施例を第３図に示す。この第３図にお
いて、第１図に対応する部分には同一の符号を付して重
複説明を省略する。

第３図において、（６）及びに）はそれぞれ第１及び第
２のゼロクロス検知回路（以下ＺＣ検知回路という）を
示し、第１のＺＣ検知回路α■には発振器（４）の出力
を直接供給し、また第２のＺＣ検知回路（６）には９０
°進相回路α◆を介して発振器（４）の出力を供給する
。そして両ＺＣ検知回路（６）及び（６）の出力をオア
回路αｅに供給する。α・は第１の単安定マルチバイブ
レータ（以下■という）を示し、この第１の■ｆｆ（１
０にはオア回路（ト）の出力を供給する。αηはサンプ
ルホールド回路（以下ＳＨ回路という）を示しこのＳＨ
回路αのには工／Ｖ変換回路（５）のアナログ出力と第
１のＭＭＶαｅの出力パルスとを供給する。そしてこの
ＳＨ回路α乃の出力をＡ／Ｄ変換回路（８）に供給する
。α枠は遅延回路を示し、この遅延回路（１枠は第１の
■■（１４１９の出力を所定時間遅延させて第２の■α
つに供給する。この第２の■αつの出力を”／Ｄ変換回
路（８）に供給する。（イ）及びＱυはそれぞれ第１及
び第２の波形整形回路を示し、第１の波形整形回路（ホ
）には発振器（４）の出力を直接供給し、第２の波形整
形回路Ｑυには９０°進相回路α→の出力を供給する。

（２）は排他的オア回路を示し、この排他的オア回路（
２つには両波形整形回路翰及び（２１）の出力を供給す
る。（ハ）及び（２）はそれぞれ第１及び第２のＤフリ
ップフロラ、７′′（以下ＤＦＦという）を示し、第１
のＤＦＦ　（２■には第１の波形整形回路−の出力を供
給し、第２のＤＦＦ　（２４）には排他的オア回路（２
渇の出力を供給する。両ＤＦＦ　（２３）及び（財）に
クロックとして第２のＭＭＶα呻の出力を供給する。そ
して両ＤＦ’Ｆ　（２３）及び（２４）の出力を演算器
（９）に供給する。

本例電気定数測定装置は次のように動作する。

被測定回路（１）に発振器（４）から第４図Ａに示すよ
うな基準電圧を供給すると、被測定回路（１）には第４
図Ｃに示すよりなφだけ進相した正弦波電流が流れる。

この電流を”／Ｄ変換回路（５）によってφだけ進相し
た電圧に変換する。このφだけ進相した電圧は、前述の
ように基準電圧の位相が００及び１８０°の点ではコン
デンサに流れる電流のピーク値ＩＣＭに対応する電圧Ｅ
ＣＭが現れ、まだ９０°及び２７０゜の点では抵抗に流
れる電流のピーク値ＩＢＭに対応する電圧ＥＲＭが現れ
る。

一方、第１のＺＣ検知回路（６）は、発振器（４）から
供給された基準電圧の位相が０°及び１８０°の点で零
レベルを過ぎることを検知して、第４図りに示すゼロク
ロスパルスを発生する。同様に、第２のｚＣ検知回路０
′３は、第４図Ｂに示す９０°進相回路αゆの出力が零
レベルを過ぎる点（即ち基準電圧の位相が９０°及び２
７０°の点）を検知して、第４図Ｅに示すゼロクロスパ
ルスを発生する。両ＺＣ検知回路（６）及びα■のゼロ
クロスパルスを共にオア回路（ト）に供給すると、オア
回路◇→の出力は両ゼロクロスパルスの和となる。この
オア回路α→の出力が第１の■■αＱをトリガして、■
■α・は基準電圧の０’、　９０’、　１８０’及び２
７０°において立上る、第４図Ｆに示すような、サンプ
リングパルスを発生する。サンプリングホールド回路（
１カは、このサンプリングパルスルスによって、基準電
圧の００．９０°、１８０°及び２７００の点における
Ｉ／ｖ変換回路（５）のアナログ出力をサンプルしその
値をサンプリングパルス持続時間だけ保持する。

このサンプルホールド回路αりがサンプルした値は即ち
前述のＥＣＭ及びＥＲＭに他ならない。第１の■■αＱ
の出力であるサンプリングパルスは遅延回路α樽を介し
て第２のＷ（１つをトリガして、第４図Ｇに示すような
、Ａろ変換開始パルスを発生させる。Ａ／Ｉ）変換回路
（８）はとのＡ／Ｄ変換開始パルスを俟ってサンプルホ
ールド回路α力の出力をデジタルデータに変換す−る。

遅延回路Ｑ椴の遅延時間τはサンプルホールド回路α力
のホールド完了時間よりも長く設定しであるので、被測
定回路（１）の抵抗器及びコンデンサを流れる電流のピ
ーク値に対応する電圧ＥＲＭ及びＥＣＭは確実にデジタ
ルデータに変換される。

演算器（９）はＡ／Ｄ変換回路（８）の出力であるデジ
タルデータを処理して被測定回路（１）の抵抗値及び容
量値を算出するが、演算のためには各入力データが基準
電圧のどの位相に対応しているかを判別する信号が必要
となる。

まず、基準電圧の正もしくは負の期間を判別する信号を
作るため、第Ｉの波形整形回路−によって発振器（４）
の出力を第４図Ｈに示すような基準・９ルスに整形する
。

また、基準電圧の００または１８０°の位相に対応する
のか、９０°または２７０°の位相に対応するのか、換
言すれば、リアクタンスか抵抗かを判別する信号を作る
ためには、９０°進相回路αゆの出力を第２の波形整形
回路０υによって第４図Ｊのように波形整形し、第１の
波形整形回路（社）の出力と共に排他的オア回路（２杯
供岬して、第４図Ｋに示すような基準電圧の９０°毎に
反転する倍周パルスを得る。上述のような基準ｉ４ルス
と倍周パルスとによって、演算器（９）の各入力データ
が基準電圧のどの位相に対応するかを知ることができる
ので、基準Ａ？ルスを第１のＤＦＦ　（２３）に、倍周
パルスを第２のＤＦＦ　（２４）にそれぞれ供給し、第
２のＷ（６）の出力パルスをクロックとして、演算器（
９）に転送する。

こうして基準電圧の００及び９０°の位相における測定
値Ｅｃｈｔ及びＥＲＭから被測定回路のコンダクタンス
及びキャパシタンスが得られる。更に、１８０°及び２
７０°の位相における測定値−ＥＣＭ及び−ＥＲＭの絶
対値とＥＣＭ及びＥＲＭと金それぞれ平均すれば測定の
確度を高めると共に直流オフセットを除去することがで
きる。

本例電気定数測定装置のＩ／’Ｖ変換回路（５）の具体
的構成例を第５図に示す。この第５図において（２５）
は演算増幅器を示し、この演算増幅器（ホ）の反転入力
端子と出力端子との間にＲｆなる帰還抵抗（２６）を接
続し、非反転入力端子を接地する。かかる構成では電流
ｉを印加すると出力電圧はｅ。−−ｉＲｆとな多入力電
流ｉに比例する。

本例電気定数測定装置では従来例で用いた高精度の位相
比較回路ならびに交流直流変換回路を必要とせず、測定
時間は基準電圧の１周期あれば良〈従来例に比べて大幅
に短縮することができる。

また演算に三角函数を含まないので演算器の構成が簡単
になる。

本発明の第２の実施例を第６図に示す。この第６図にお
いて、第１図及び第３図に対応する部分には同一の符号
を付して重複説明を省略する。

第６図において、（５）は公知の７エイズロツクループ
（以下ＰＬＬという）を示し、このＰＬＬ（資）は電圧
制御発振器（以下ＶＣＯという）１２ａｌ、位相比較器
−、低域フィルタ（至）及び増幅器０］）から構成され
る。

ｖｃｏ　（ｇＢの出力を補正用の移相回路０■を介して
被測定回路（１）に供給する。０）は参照発振器を示し
、この参照発振器器の出力を３ケの分周器（ロ）、（ロ
）及び０Ｑを介してＰＬＬ　（２７）の位相比較器（２
９）に供給すると共に、演算器（９）に供給する。また
、第１の分周器（ロ）の出力を第１のＭＭＶαカに供給
し、第２の分周器（ハ）の出力を演算回路（９）に供給
する。

ＰＬＬ　（２７）は３ケの分周器（ロ）〜（ロ）によっ
て１／８に逓降された参照発振器（至）の周波数及び位
相にロックしているが、第７図Ｒに示す分局器ＯＱの出
力の立上シと第７図Ｓに示すｖｃｏ　（２ｓの正弦波出
力のゼロクロス点とはθだけ位相がずれているので、移
相回路０→によって位相ずれを補正して、被測定回路（
１）に供給する基準電圧の位相Ｏ０の点と分周器（ト）
の出力の立上）とを一致させる。分周器０ゆの出力は、
第７図Ｐに示すように、被測定回路（１）に供給する基
準電圧の４倍の周波数であるから、この分周器（ロ）の
出力で第１の■■αｉ−）リガして、第７図Ｆに示すサ
ンプリングパルスを発生させ、サンプルホールド回路α
力は、前述の実施例と同様に、基準電圧の位相が００．
９０’、　１８０°及び２７０°の点において被測定コ
ンデンサ及び抵抗器に流れる電流の−一り値に対応する
電圧ＥＣＭ及びＥＲＭをサンプルホールドする。また、
分周器（ロ）の出力を基準パルスとして基準電圧の正ま
たは負の期間を判別すること、第７図Ｑに示す分周器０
→の出力を倍周・ぐルスとして抵抗またはりアクタンス
を判別することも前述の実施例におけると同様である。

本発明の第３の実施例の要部を第８図に示す。

この第８図において、（Ｉｓ）は被測定回路を示し、こ
の被測定回路（ＩＳ）はそれぞれ未知の抵抗Ｒとインダ
クタンスＬの直列回路であって、演算増幅器（２つの反
転入力端子と出力端子との間に被測定回路を接続し、演
算増幅器（２５１の非反転入力端子を接地する。

被測定回路（ＩＳ）と演算増幅器（２！５１とは、前出
第５図の電流／電圧変換回路に類似の、インピーダンス
／電圧変換回路を構成している。発振器（４）の基準電
圧を抵抗器Ｏｆ）を介して定電流Ｉｃ５ｉｎωｔとして
インピーダンス／電圧変換回路に供給すると、演算増幅
器（２ωの出力端子に現れる電圧はＭ−−（Ｒ＋ｉωＬ
）ＩｃｓＩｆＩωｔ＝　　（ＲＩ　ｃ　ｓｉｎωを十ω
ＬＩＣ可ωｔ）・・・・・・・・・■となる。この０式
は前出の０式と互いに双対（ｄｕａｌ）な関係にあるか
ら、前述の第＝の実施例において被測定回路（１）に流
れる電流を電圧に、被測定回路の並列アドミタンスを直
列インピーダンスに、それぞれ入換えればそのまま本実
施例の説明となることは双対の理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ
　ｏｆ　ｄｕａｌｉｔｙ）によって明らかである。

本例は特に被測定回路の定数を直列インピーダンスとし
て表示するのに好適でちる。

なお、本発明はこれらの実施例のみに限定されるもので
はなく、多くの変形が可能なことは容易に理解すること
ができよう。

発明の効果 以上詳述のように、本発明によれば被測定回路に印加す
る基準電圧または電流の所定位相における電流値まだは
電圧値から被測定回路の電気定数を測定するようにした
ので、高精度の位相比較回路及び所要動作時間の長い交
流／直流変換回路ならびに三角函数の演算を必要とせず
、短時間で高精度の測定結果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電気定数測定装置の構成例を示すブロッ
ク図、第２図、第４図及び第７図は本発明の説明に供す
る線図、第３図は本発明の一実施例の構成を示すブロッ
ク図、第５図は第３図の要部を示す結線図、第６図は本
発明の他の実施例の構成を示すブロック図、第８図は本
発明の更に他の実施例の要部を示す結線図である。 （４）は発振器、（５）は電流／電圧変換回路、（８）
はアナログ／デジタル変換回路、（９）は演算器、（６
）及び（１罎はゼロクロス検知回路、ＣＬ・及び（至）
は単安定マルチパイプレーク、α力はサンプルホールド
回路、（ハ）及び（２Ｉ）は波形整形回路、（２７）は
ＰＬＬ　、　（２８）は電圧制御発振器、０埠は参照発
振器、（ロ）〜ＯＱは分周器である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. それぞれ電気定数の未知な抵抗器とコイルまたはコンデ
   ンサとが接続された被測定回路に既知の交流電圧または
   交流電流を印加し、該交流電圧または交流電流の所定位
   相において上記被測定回路に流れた交流電流または発生
   した交流電圧を検出して、上記抵抗器の抵抗値ならびに
   上記コイルまたはコンデンサのりアクタンス値を測定す
   るようにしたことを特徴とする電気定数測定装置。