JPS59196656A - 遅延検波回路 - Google Patents
遅延検波回路Info
- Publication number
- JPS59196656A JPS59196656A JP58070480A JP7048083A JPS59196656A JP S59196656 A JPS59196656 A JP S59196656A JP 58070480 A JP58070480 A JP 58070480A JP 7048083 A JP7048083 A JP 7048083A JP S59196656 A JPS59196656 A JP S59196656A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- circuit
- output
- frequency
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 12
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 11
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ディジタル位相変調された信号を遅延検波す
る回路に係り、特に集積回路化に適した検波回路に関す
るものである。
る回路に係り、特に集積回路化に適した検波回路に関す
るものである。
従来、知られている遅砥倹波回す各は、中間周波数帯で
使用するものであり、集積回路化に適さないという欠点
があった。本発明の目的は、このような欠点を除いて、
ベースバンド）ｉｙで信号処理を行うことで集積回路化
を容易にする遅延検波回路を提供することにある。
使用するものであり、集積回路化に適さないという欠点
があった。本発明の目的は、このような欠点を除いて、
ベースバンド）ｉｙで信号処理を行うことで集積回路化
を容易にする遅延検波回路を提供することにある。
本発明によれば、定められた時間差に対する位相差が、
９０あるいは−９０となるように２値信号で変調された
ディジタル位相変調波を入力信号として該入力変調波の
中心周波数に、はぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器の出力を局部発振信号として直交検波するととにより
、二つのベースバンド信号を作り、該二つのベースバン
ド信号を第１および第２の信号とし、該第１および第２
の信号を各々２分し、各々信号の一方を定められた時間
差ぶんだけ遅延させた信号を、各々第３および第４の信
号として、前記第１の信号と前記第４の信号とを乗算し
た信号を、第５の信号とし、前記第２の信号と前記第３
の信号とを乗算した信号を、第６の信号とし、前記第５
の信号と前記第６の信号との減算を行うことで得られる
信号を検波出力とすることによって上記目的を達成でき
る。
９０あるいは−９０となるように２値信号で変調された
ディジタル位相変調波を入力信号として該入力変調波の
中心周波数に、はぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器の出力を局部発振信号として直交検波するととにより
、二つのベースバンド信号を作り、該二つのベースバン
ド信号を第１および第２の信号とし、該第１および第２
の信号を各々２分し、各々信号の一方を定められた時間
差ぶんだけ遅延させた信号を、各々第３および第４の信
号として、前記第１の信号と前記第４の信号とを乗算し
た信号を、第５の信号とし、前記第２の信号と前記第３
の信号とを乗算した信号を、第６の信号とし、前記第５
の信号と前記第６の信号との減算を行うことで得られる
信号を検波出力とすることによって上記目的を達成でき
る。
以下、図面を用いて詳しい説明を行う。第１図は“本発
明の実施例を示すブロック図である。同図の入力端子１
には搬送波の位相面上で直交表示して第２図に示すよう
な位相変調波が入力される。
明の実施例を示すブロック図である。同図の入力端子１
には搬送波の位相面上で直交表示して第２図に示すよう
な位相変調波が入力される。
このような位相変調波は、π／２シフト２相位相変調波
として知られており、搬送波の位相は同図の丸印で示し
た点のいずれかと同図の×印で示した点のいずれかを交
互にとる。また、丸印の点からＸ印の点への変化、ある
いはこの逆の変化は２値変調信号の一つの状態（マーク
）に対応して左廻りの変化（９０） 、他の状態（スペ
ース）に対応して右廻りの変化（−９０）になるように
決まる。
として知られており、搬送波の位相は同図の丸印で示し
た点のいずれかと同図の×印で示した点のいずれかを交
互にとる。また、丸印の点からＸ印の点への変化、ある
いはこの逆の変化は２値変調信号の一つの状態（マーク
）に対応して左廻りの変化（９０） 、他の状態（スペ
ース）に対応して右廻りの変化（−９０）になるように
決まる。
遅延検波は、これら二つの信号間の異々る時刻、この場
合、相続くシンボル時刻における位相差が９０であるか
、あるいは−９０であるかを検出することによって行わ
れる。位相変調波ｖ（ｔ）は、一般的に次式で表わされ
る。
合、相続くシンボル時刻における位相差が９０であるか
、あるいは−９０であるかを検出することによって行わ
れる。位相変調波ｖ（ｔ）は、一般的に次式で表わされ
る。
ｖ （ｔ） −Ａ（ｔｌ ｃｏｓ（Ｗｃｔ＋Ｐ（ｔ））
（１）ここで、Ａ（ｔ）は振幅人（１）
≧Ｑ）、Ｗｃは変調波の中心角周波数、Ｐ （ｔ）は変
調入力信号によって定まる位相である。第１図の局部発
振器２の発振周波数は変調波の中心周波数に、はぼ等し
く選ばれる。
（１）ここで、Ａ（ｔ）は振幅人（１）
≧Ｑ）、Ｗｃは変調波の中心角周波数、Ｐ （ｔ）は変
調入力信号によって定まる位相である。第１図の局部発
振器２の発振周波数は変調波の中心周波数に、はぼ等し
く選ばれる。
局部発振器２の出力は２分され、移相グ回路３により２
つの局部発振信号の間に９０の位相差が与えられる。入
力変調波信号は、この二つの信号を局部発振信号として
ミクｆ３１．３２によりベースバンドに周波数変換され
る。低域通過フィルタ４１．４２は人力雑音の制限およ
び周波数の異なる他のチャンネルからの妨害信号を除去
するだめのものである。このように変調波の中心周波数
に、はぼ等し □い周波数の局部発振信号によ
り１〃交検波する方法け、ダイレクトコンバージョン方
式として、すてに知られており、例えば、周波数変調波
の検波の方法などが知られている。このような方法は、
低域通過フィルタ以降の回路をベースバンドで実現でき
るので、集積回路化に適することが特長である。
つの局部発振信号の間に９０の位相差が与えられる。入
力変調波信号は、この二つの信号を局部発振信号として
ミクｆ３１．３２によりベースバンドに周波数変換され
る。低域通過フィルタ４１．４２は人力雑音の制限およ
び周波数の異なる他のチャンネルからの妨害信号を除去
するだめのものである。このように変調波の中心周波数
に、はぼ等し □い周波数の局部発振信号によ
り１〃交検波する方法け、ダイレクトコンバージョン方
式として、すてに知られており、例えば、周波数変調波
の検波の方法などが知られている。このような方法は、
低域通過フィルタ以降の回路をベースバンドで実現でき
るので、集積回路化に適することが特長である。
低域通過フィルタ４１．４２の出力信号は、それぞれ一
般的に次のように表わすととができる。
般的に次のように表わすととができる。
ｘ（ｔ）−ＡＩｔ）Ｂｃｏｓ（Ｐ（ｔ）−１−△Ｑ（ｉ
）） （２）Ｙ（ｔ）−Ａ（ｔ）Ｂ ｓ
ｉに（Ｐ（を庄△（Ｊｔｌ）（３）ここで、Ｂは定数で
あり、△Ｑ（ｔ）は変調波の中心同波数と局部発振周波
数がずれていることによって、ゆっくりと変化する位相
項である。信号ｘ（ｔ）。
）） （２）Ｙ（ｔ）−Ａ（ｔ）Ｂ ｓ
ｉに（Ｐ（を庄△（Ｊｔｌ）（３）ここで、Ｂは定数で
あり、△Ｑ（ｔ）は変調波の中心同波数と局部発振周波
数がずれていることによって、ゆっくりと変化する位相
項である。信号ｘ（ｔ）。
ｙ（ｔ）を、それぞれ遅延回路５１．５２に入力して得
られる信号をＸ ｄ（ｔｌ、ｙｄ（ｔ） 、！：ｆ、Ｉ
ｔｉ’ 。
られる信号をＸ ｄ（ｔｌ、ｙｄ（ｔ） 、！：ｆ、Ｉ
ｔｉ’ 。
ｘｄ（ｔ＋Ａ、（ｔ−Ｔ）Ｂｃｏｓ（Ｐｆ ｔ−Ｔ）十
△Ｑｆ ｔ−Ｔ））（４） ｙ ｄ（ｔ）−Ａ （ｔ−Ｔ） Ｂ ｓ ｉ ｎ （Ｐ
（ｔ−Ｔ）＋△Ｑ（ｔ−Ｔ） 〕（５）となる。した
がって、乗算回路６１．６２の出力信号を、それぞれｙ
ｍ（ｔ）、 ｙｍ（ｔ）とすれば、これらは次のよう
になる。
△Ｑｆ ｔ−Ｔ））（４） ｙ ｄ（ｔ）−Ａ （ｔ−Ｔ） Ｂ ｓ ｉ ｎ （Ｐ
（ｔ−Ｔ）＋△Ｑ（ｔ−Ｔ） 〕（５）となる。した
がって、乗算回路６１．６２の出力信号を、それぞれｙ
ｍ（ｔ）、 ｙｍ（ｔ）とすれば、これらは次のよう
になる。
、Ｘ淑ｔ）−ｘ（ｔ）ｘｄ（ｔ）
−−）Ａ （ｔ−Ｔ ）Ｂ ｓ ｉｎ （Ｐ （ｔ −
Ｔ ） −Ｐ（ｔ）十△Ｑ （を二１”）−ｉ Ｑ（１
） ）丹Ａ（ｔ−Ｔ）人Ｉ Ｂ ｓｉｎ （Ｐ（ｔ−’
Ｅ’）＋Ｐ（ｔ）＋△Ｑ（ｔ−Ｔ）＋△Ｑ（ｔ） 〕（
６） ｊｍ（ｔ ）−ｙ（ｔ） ’ｘｄ （ｔ）−−）Ａ（ｔ
−Ｔ ）Ａ（ｔ ）Ｂ ｓ ｉｎ （Ｐ （ｔ−Ｔ ）
−ｐ［ｔ）Ｉ−△Ｑ（ｔ−Ｔ ）−ｔｓＱｉｔ ’ｌ’
１十＋Ａ （ｔ−Ｔ ｌ＃ ｔ ）Ｂ ｓ ｉ ｎ （
Ｐ （ｔ−Ｔ） ＋ ｐ（ｔ）＋△Ｑ （ｔ−Ｔ）＋△
Ｑ（ｔ ）’ＩＩ（７） 減算回路７の出力Ｖ ｄ（ｔ）は、次のようになる。
Ｔ ） −Ｐ（ｔ）十△Ｑ （を二１”）−ｉ Ｑ（１
） ）丹Ａ（ｔ−Ｔ）人Ｉ Ｂ ｓｉｎ （Ｐ（ｔ−’
Ｅ’）＋Ｐ（ｔ）＋△Ｑ（ｔ−Ｔ）＋△Ｑ（ｔ） 〕（
６） ｊｍ（ｔ ）−ｙ（ｔ） ’ｘｄ （ｔ）−−）Ａ（ｔ
−Ｔ ）Ａ（ｔ ）Ｂ ｓ ｉｎ （Ｐ （ｔ−Ｔ ）
−ｐ［ｔ）Ｉ−△Ｑ（ｔ−Ｔ ）−ｔｓＱｉｔ ’ｌ’
１十＋Ａ （ｔ−Ｔ ｌ＃ ｔ ）Ｂ ｓ ｉ ｎ （
Ｐ （ｔ−Ｔ） ＋ ｐ（ｔ）＋△Ｑ （ｔ−Ｔ）＋△
Ｑ（ｔ ）’ＩＩ（７） 減算回路７の出力Ｖ ｄ（ｔ）は、次のようになる。
ｖｄ（ｔ）−、Ｘ、ｎ１ｆｔ）−、ｙｍ（ｔ）−＋Ａ（
ｔ −Ｔ ）、ｔ’ｄ ｔ）１３ ｓ ｉｎ （ｐ （
ｔ＝１’）ｐ（ｔ）十△Ｑ （ｔ−Ｔ）−△Ｑｌ ｔ）
〕（ｓ） 局部発振周波数が変調波の中心周波数と、（グぼ等しい
ときには、△Ｑ（ｔ−Ｔ）−△Ｑ１ｔ）は、小さくて側
視できる。このとき、 Ｖｄ（ｔｌ：Ａ（ｔ−Ｔ）Ａ（ｔ）Ｂ ｓｉｎ （ｐ
（ドＴ）−ｐ（ｔ） ］ （９）となる。今、遅延
時間τを送信信号のビット周期に選べば、（９）式の位
相項Ｐ （ｔ −Ｔ ）−Ｐ（ｔ）は、送イ３信号がマ
ークの々き、９０となり、スペースのとき、−９ｇとな
る。これに応じて、Ｖｄ（ｔ）のイ仇１生は、それぞれ
正、負となり （Ａｒ ｔ−Ｔ） Ａｍ ≧Ｏ） ｒ＝
性判定回路８の出力に検波出力が得られる。この実施例
においては、９００位相差を局部発振信号の間に与えた
けれども、これに代わって二つのミクサに入力される入
力信号の間に与えてもよいことは自明である。
ｔ −Ｔ ）、ｔ’ｄ ｔ）１３ ｓ ｉｎ （ｐ （
ｔ＝１’）ｐ（ｔ）十△Ｑ （ｔ−Ｔ）−△Ｑｌ ｔ）
〕（ｓ） 局部発振周波数が変調波の中心周波数と、（グぼ等しい
ときには、△Ｑ（ｔ−Ｔ）−△Ｑ１ｔ）は、小さくて側
視できる。このとき、 Ｖｄ（ｔｌ：Ａ（ｔ−Ｔ）Ａ（ｔ）Ｂ ｓｉｎ （ｐ
（ドＴ）−ｐ（ｔ） ］ （９）となる。今、遅延
時間τを送信信号のビット周期に選べば、（９）式の位
相項Ｐ （ｔ −Ｔ ）−Ｐ（ｔ）は、送イ３信号がマ
ークの々き、９０となり、スペースのとき、−９ｇとな
る。これに応じて、Ｖｄ（ｔ）のイ仇１生は、それぞれ
正、負となり （Ａｒ ｔ−Ｔ） Ａｍ ≧Ｏ） ｒ＝
性判定回路８の出力に検波出力が得られる。この実施例
においては、９００位相差を局部発振信号の間に与えた
けれども、これに代わって二つのミクサに入力される入
力信号の間に与えてもよいことは自明である。
また、雑音が存在する実際の場合には、極性判定回路８
の出力を雑音の影響が最も少ない時刻でサンプルする必
要があるけれとも、基本的な動作には関係ないので、こ
こでは説明から除外し尼。さらに、位相差回路３で与え
る位相差は９０の代わりに−９０でもよく、このときに
は、減算回路７の出力の極性を逆にすればよい。
の出力を雑音の影響が最も少ない時刻でサンプルする必
要があるけれとも、基本的な動作には関係ないので、こ
こでは説明から除外し尼。さらに、位相差回路３で与え
る位相差は９０の代わりに−９０でもよく、このときに
は、減算回路７の出力の極性を逆にすればよい。
以上説明したようシで、不発明はダイレクトコンバージ
ョン方式を用いて、遅延横波を行うことができるので、
集積回路化を容易にする効果がある。
ョン方式を用いて、遅延横波を行うことができるので、
集積回路化を容易にする効果がある。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図はπ
／２シフト２相位相変調波の信号点を示した図である。 これらの図において、１は変調波入力端子、２は局部発
振器、３は位相器、４１．、４２は低域Ｗ ）ｉＪ ７
４ Ａ”Ｘ、５１．５２は迎延回路、６１．６２ ｋｌ
：粱算回路、７は減算回路、８ ｉｄ極性判定回路、９
は検波出力螺子である。
／２シフト２相位相変調波の信号点を示した図である。 これらの図において、１は変調波入力端子、２は局部発
振器、３は位相器、４１．、４２は低域Ｗ ）ｉＪ ７
４ Ａ”Ｘ、５１．５２は迎延回路、６１．６２ ｋｌ
：粱算回路、７は減算回路、８ ｉｄ極性判定回路、９
は検波出力螺子である。
Claims (1)
- 定められた時間差に対する位相差が９０あるいは、−９
０となるように２値信号で変調されたディジタル位相変
調波を入力信号として該入力変調波の中心周波数に、は
ぼ等しい発振周波数を有する局部発振器の出力を局部発
振信号として直交検波することにより、二つのベースバ
ンド信号を作り該二つのベースバンド信号を第１および
第２の信号とし、該第１および第２の信号を各々２分し
、各々の信号の一方を前記定められた時間差ぶ′んだけ
遅延させた信号を各々第３および第４の信号として前記
第１の信号と前記第４の信号とを乗算した信号を第５の
信号とし、前記第２の信号と前記第３の信号とを乗算し
た信号を第６の信号とし、前記第５の信号と前記第６の
信号との減算を行うことで得られる信号を検波出力信号
とすることを特徴とする遅延検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58070480A JPS59196656A (ja) | 1983-04-21 | 1983-04-21 | 遅延検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58070480A JPS59196656A (ja) | 1983-04-21 | 1983-04-21 | 遅延検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59196656A true JPS59196656A (ja) | 1984-11-08 |
Family
ID=13432723
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58070480A Pending JPS59196656A (ja) | 1983-04-21 | 1983-04-21 | 遅延検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59196656A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01231463A (ja) * | 1987-11-16 | 1989-09-14 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｆｓｋ信号受信機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5257765A (en) * | 1975-11-03 | 1977-05-12 | Motorola Inc | Differential phase modulated signal detecting device |
-
1983
- 1983-04-21 JP JP58070480A patent/JPS59196656A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5257765A (en) * | 1975-11-03 | 1977-05-12 | Motorola Inc | Differential phase modulated signal detecting device |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01231463A (ja) * | 1987-11-16 | 1989-09-14 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｆｓｋ信号受信機 |
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