JPS59219015A - 三角波電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、コンデンサ充電用充電電流源と、その後当該
コンデンサを放電する放電電流源と、第１および第２の
参照電圧夫々で発生する電圧を比２・較し、当該第１の
参照電圧の値になるとセツティング信号を、当該第、２
の参照電圧の値になるとりセツティング信号を夫々発生
する比較部と、当該セツティングおよびリセッティング
信号に応じて夫々繰υ返してその状態を変化して前記コ
ンデンサを夫々充電するか放電するかを決めるスイッチ
を制御する双安定スイッチング要素とを具えたコンデン
サの両端に三角波電圧を発生する回路に関するものであ
る。

このような回路は米国特許ｉ　３　、７４５．３６７号
に開示されている。その先行側回路では双安定要素は、
発生する三角波電圧が一方の参照電圧値に到達した後コ
ンデンサはまちがいなく放電され、当該三角波電圧が他
方の参照電圧値に到達した後コンデンサは捷ちがいなく
充電されるのを確保するこの双安定要素は複数の抵抗と
組合った複数のトランジスタからなり、これらトランジ
スタは回路への印加電圧を印加する制御されたスイッチ
として動作する。このことはこれらトランジスタが比較
的高い電圧を収り扱うことを意味し、すなわちその各種
電極における電圧は双安定要素の−の安定状態から他の
安定状態に遷移する際大きく変化せざるを得ないことを
より確実にのべている。コンデンサが充電されるか放電
されるかを臨機応変に決めるスイッチについても同じこ
とがいえる。

不発明の目的は、速い繰り返えし速度で三角波電圧発生
可能な上述の形の改良された回路を提供することであり
、その目的のために本発明による回路は、当該回路はま
た当該双安定スイッチング要素用の発生する三角波電圧
と電量程度の大きさで同一方向に変化する印加電圧を、
コンデンサ電圧制御のもとに導出するそのコンデンサに
接続したバッファ一部を具えてなることを特徴とするも
のである。

本発明は、異々つだスイッチ用トランジスタ間の上述の
大きな電圧振幅の故に公知の回路は高い周波数には適さ
ないという認識にその基礎をおいている。本発明による
手法の結果双安定要素ならひにスイッチ用トランジスタ
にかメる電圧の変化は低く、そのためこの変化は速やか
におこなわれその結果スイッチで夫々速やかに非導通に
なったり導通になったりする。

好適には、本発明による回路は前記双安定スイッチング
要素用前記印加電圧の変化が発生する三角波電圧の変化
には！等しいことを特徴とするものである。回路は、前
記双安定スイッチング要素用印加電圧がコンデンサの両
端の電圧にはマ等しいことを特徴とするものであっても
よい。。

また回路は、前記バッファ一部はエミッタ・フォロワー
として動作するトランジスタを具え、当該トランジスタ
のエミッタは前記双安定スイッチング要素用印加電圧端
子に接続し、当該トランジスタのベースはそれとコンデ
ンサ両端間の’ｊ４圧との相違がダイオード閾値電圧の
１倍か何部かにはソ等しい電圧を保持することを特徴と
するものであってもよい。

さらに前記スイッチが、その動作が優先的に゛電子電導
に基づき飽和領域からはずれて動作する半導体スイッチ
ング要素のみからなシ、１う１１記双安定スイツチング
要素が、その動作が優先的に垣子１ｕ導に基づき飽和領
域からはずれて動作する半導体スイッチング要素のみか
ら々ることを特徴とするものであれば、より高い周波数
特性が得られる。

次に不発Ｉす」による回路の一実施態様を図示する唯一
の図面を参照して本発明をより詳細に説明づ−る コンデンサＣのために、図の回路は２個のトランジスタ
ーと２を有する充電用電流源と、２個のトランジスタ３
と４を有する放電用′電流源と、２個のトランジスタ７
と８を有するスイッチとを具えている。トランジスタ２
はｐｎｐ形でとれに対し回路の他のトランジスタはすべ
てｎｐｎ形である。

抵抗５はダイオードとして接続されているトランジスタ
６と直列に配列され、トランジスタ６のベースはトラン
ジスターのベースおよびトランジスト夕３と・１・のベ
ースに接続している。トランジスターのコレクタは抵抗
９と補償用ダ・ｆオードを介して（「−の１１」加屯比
Ｌ２Ｖに接続している。トランジスタ２のエミッタは抵
抗９とはソ同じ値の抵抗１０を介して印加電圧に↑ザ続
し、−万ベースはトラン！・・ジヌタ１のコレクタ、コ
レクタはコンデンサＣに接続している。コンデンサＣの
他の端子は接地されている。トラ゛／ジスタ３と・１の
コレクタは半月？−′ｉ。

接続しトランジスタ７と８のエミ・ツタ（て４妾続して
いる。トランジスタフのコレクタは印加電ｒＥ　ＶＣｉ
妾続シ、一方トラ゛／ジスタ８のコレクタはコ゛／デ゛
／すＣに接続している。抵抗５を流れる電流を１とすれ
ば前述のことからトランジスタ２のコレクタ′亀流は電
流１にはソ等しい。このコレクタｒ７４Ｍ流（はコンデ
ンサＣを充電する。電流ｈ？、　１　、　２は勿論抵抗
で置換される。−万ではトラ゛／ジスタ３．Φと他方で
はトランジスタ７．８間の等体を通ってＱ１ソ２１に等
しく、そして駆動信号さらになお記述１−ればこれらト
ラ・／ジスタの駆動信号に応じてトランジスタ７と８に
分布しｆｃ電流が流れる０、トラ゛／ジスタ８が導通で
トラ・コレクタ７が非導通の時はメ２１に等しい電流が
コ゛ノデ゛／ヅーＣよりトラ゛／ジスタ８のコレクタに
流れ、それでコ・／デ・／すＣは電流ｉで放電される。

こういった状況で対称Ｊｌ＜の三角波電圧がコ゛／デ゛
／すの両端Ｑ′こ現われる。電流源を異なって選択すれ
ば非対称の電圧波形が得らｌれる・１一方の電流を他方
の何倍にもすれは鋸歯状波電圧が得られる。

４、個のトランジスタ１１．　１２，１３．１４を具え
た１１と 比較部はコンデンサＣに接続する。トランシア７］２の
エミッタは相互接続しそして電流源１５に接続している
。同様にトランジスタ１８と１４のエミッタは相互接続
しそして電流源１６に接続している。トランジスタ１１
のベースとトランジスタ１４のベースとはコンデンサＣ
に接続している。８個、。

の抵抗１７．１８と１９の直列配列は印加電圧と接地間
に配列されている。トランジスタ１２０ペースは抵抗１
８と１９の接点に接続し、その接点には３Ｖの参照電圧
が存在する。同様にトランジスタ１３０ベースは抵抗１
７と１８の接点に接続し、その接１゜点には６Ｖの参照
電圧が存在する。トランジスタ１１と１３のコレク多は
印加電圧に接続している。

加うるに回路は２個のトランジスタ２０と２１を有する
ノリツブ−フロップの形式で双安定スイッチング要素を
具えている。トランジスタ２０と２１．。

・のエミッタは相互接続ｉ−電流源２２ＶＣｉ妾紹７．
シている。トランジスタ２０のベースはトランジスタ２
１のコレクタ、トランジスタ１２のコレクタそしてトラ
ンジスタ８０ベースに接続している３、開本Ｆにトラン
ジスタ２１のベースはトランジスタ２０のコレクタ、ト
ランジスタ１４のコレクタそしてトランジスタ７のベー
スに接続している。正の印カロ電圧が存在する点へとト
ランジスタ２０の間には抵抗２３が接続し、−万点Ａと
トランジスタ２１のコレクタの間には抵抗２手が接続し
ている。

上述の回路は当業者にとっては公知である。繰り返し周
期のある部分ではトランジスタ８７５二非導通であり、
従ってコンデンサＣはトランジスタ２のコレクタ電流で
充電される９　コンデン−＋）の両つ；舐にか５る電圧
■。は３■より人で６ｖより小さくはソ直線状に増加す
る。トランジスタ１１と１２とはレベル検出器を形成し
、トランジスタ１］は導通でトランジスタ１２は非導通
である。捷だトランジスタ１８と１４とはレベル検出器
を形成し、トランジスタ１８は導通でトランジスタ１４
１は非”９　ｊｍである１、フリップ−フロップ２（１
，２１はトランジスタ２０が非環１１ηで一万トランジ
スタ２１が導通の状態にある。トランジスタ２０のコレ
クタ電圧が高く一方トランジスタ２１のコレクタ電圧が
低いと、トラ／ジスタフは導通状態にトランジスタ８は
非導通状態に保持されるｃｌ ′重圧■。が値６Ｖになるとトランジスタ１４は簡Ｃ１
１に導通し、トランジスタ２０のコレクタ電圧は低くな
る。フリップ−フロップ２０．２１はトランジスタ２０
が導通、トランジスタ２１が非導通状態にスイッチする
。それでトランジスタ８は導通し一方トランジスタフは
非導通となる。電流源８．４からの電流はトランジスタ
２のコレクタ電流を超過するから電圧■。ははゾ直線的
に減少する。ノリツブ−フロップの存在でこの情況は電
圧Ｖ。が値３Ｖに達するまで継続し、そしてトランジス
タ１２を簡単に心皿させ、フリップ−フロップを上述の
状態にリセットし、トランジスタ２０は非導通に一方ト
ランジスタ２１は等連となり、コンデンサＣの両端の電
圧■。は再び増加する。

配列上点Ａは回路の印加゛磁圧に直接接続せず、エミッ
ターフォロワーとして動作しそのコレクタが印加電圧に
接続しているトランジスタ２８のエミッタに接続してい
る。２個のトランジスタ２５と２６のエミッタは相互接
続しそして電流源（２９に接続している。トランジスタ
２６のコレクタはトランジスタ２７のベースと抵抗８０
に接続し、抵抗３０の他端は印加電圧に接続している。

トランジスタｚ５のベースはコンデンサＣに接続し、て
いる。ダイオード３１のアノードはトランジスタ２７の
エミッタとトランジスタ２８のベースに接続し、一方力
ソードはトランジスタ２６のベースとその他端が接地さ
れている抵抗８２とに接続している。

トランジスタ２５のエミッタ電流とトランジスタ２６の
エミッタ電流とは両者とも妬ソ゛？ＩＫ　ｋｌＬ源２９
からの電流の半分に等しい。これらの電流が等しくない
時は、トランジスタ２７とダイオード３］を具えた負饋
・還径路がトランジスタ２６のベースにおける電圧を確
実に変化させ差異をより小さくする。

この情況ではトランジスタの電流利得は非常に人きいと
考えられる。これらの情況では点Ａにおける電圧はＩａ
　ｌ′Ｆ−、ＶＣにはソ等しい９．電圧■。が減少しト
ランジスタ８が導通である期間は、非導通トランジスタ
２１のコレクタに接続しているこのトランジスタのベー
ス電圧は、トランジスタ２ｏと２８のベース屯流が抵抗
２４間の電位降下を小なるもの９とする故にはｙ電圧■
。に等しい。そのベースとコレクタがほに同電位を呈す
るトランジスタ８は飽和動作をせずはソ導通ずるダイオ
ードとしてふるまう。そのエミッタにおける電圧は当該
ダイオードにか＼る閾値′ｒＥ圧より小さいベース電圧
に等しい。７’（Ｘ圧Ｖ。が増加する間、導通状態にあ
シそのベースが非導通トランジスタ２０のコレクタに接
続しているトランジスタ７のベース電圧は、トランジス
タ２１と７のベース電流が抵抗２３間の電位降下を小な
るものとする故にはヌ電圧Ｖ。に等しい。トランジスタ
７のエミッタ電圧値と従ってトランジスタ８のそれとは
、後のトランジスタが非導通故に心皿状１′、！七にあ
るトランジスタの電圧値と全く相違しない。トランジス
タ７と８は低い電圧をスイッチしｎｐｎ形であるので、
それらを遮断することは参照電圧に速やかに到達するの
に影響する。公知のとおりｎｐｎ　トランジスタはｐｎ
ｐ　）ランジスタよシもよ抄高周波特性である。

フリップ−フロップ２０．２１の−の状態から他の安定
状態への変化はこのフリップ−フロップがまた飽和状態
に移行しないｎｐｎ　）ランジスタを具えている故にま
た非常に速やかである。このため抵抗２３と２４の値と
電流源２２からの電流値はトランジスタ２０と２１の両
端間電圧変化がダイオード閾値電圧より低くなるように
選択される。実際の実施態様では約６ＭＨ７Ｓの目走繰
り返し率を有する三角波発生器が構成され、フリップ−
フロップのスイッチ電圧は０．３から０．４ｖであった
。点Ａが印加電圧に接続しておシそのスイッチとフリッ
プ−プロップが高電圧でスイッチされねばならぬ時はか
＼る高周波特性は得られない。加うるにフリップ−フロ
ップの非導通トランジスタのコレクタはこの場合印加電
圧の電位を文えるからスイソチハｐｎｐトランジスタを
具えねばならない。このこ・と（ｒｊ米国特許第３．７
４５．８６７号に示でれている。

今の回路でトランでクスタ２ばＤｎｐ形だがこれはスイ
ッチとして動作しないトランジスタである。

この回路は半心体基板に集積化可能である。高周波でに
コンデンサＣは小容量でよいからこれも半・ぴ体）１（
板に集積化可能である。羽村の場合発生電圧の周波数の
快足に一部寄与する抵抗５は回路の外付き部品とされる
。上述の実施態様ではとのパ発／＋器はテレビジョン受
信機のテレテキストデータクロックとして使用される。

発生信号の周波数は、捷たその位相が制御信号発生用の
受信されたライン同期信号の位相と比較されるライン周
波数信号が得られるよう分割される。プリップ−フロッ
プのコレクタにちる方形波電圧は発生器の出力信号とし
て使用づれる。制御信号は三角波波形０周、ＩＵ１を広
げるかまたは縮めるか夫々のため比較部の参照電圧に重
ねられる。

スイッチ用としてよシ高い電流利得が望まれる場合、は
、ダーリントンペアが単一のトランジスタの代りに（［
′１′、換えられる。付加的なダイオード閾値２８、電
圧の故にトランジスタ２０と２１のコレクタ′セ日巳は
より品くあらねばならぬし、そのためフリ゛ツブーフロ
ップの印加電圧は前述の場合よりより高くあらねばなら
ない。″重圧Ｖ。が３と６ｖ間を変化する時点Ａの電圧
はたとえば３．５と６．５Ｖ間を変１ヒせねばならず、
そのため要素２５から３２甘でを具えたバッファ一部が
単純に適用きれる。この場合スイッチング動作は非常に
速くなりそれは前述と同じ理由による。さらにＡ点の電
ｊトの変化が■。の変化とはソ等しいということが本発
明にとって頁に重要でないということは自明であろう。

速やかに変化の際、点Ａの電圧にとって電圧Ｖ。と同程
度の大きさであれば十分で、すなわち■。との１目違は
小さく、同じ方向に変化し、すなわち■。がより高くな
ればより高くより低くなればより低くシ：る。

コンデンサＣと点Ａを互いから分離しコンデンサに負荷
のか＼るのを防ぐため、バッファ一部が図示のものとは
異なった構成になるのは１だ明らかである。唯一の重要
な要素はエミッターフォロワー２８で、そのベースは■
。より１倍かまたけ何倍・かのダイオード閾４！／を電
圧分だけ高い電圧を保持すｌる。一方回路の既知の部分
もまた異なった構成になる〆ころう。上述の実施態様で
はトランジスタ７・８．２０と２１は好誦３にはｐｎｐ
形ではない。説明はｎｐｎ　）ランジスタすなわち２極
性のスイッチング５要素に基礎をおいてお如、その動作
モードは電子′弔蓼が雰先している。別に電界効果形ト
ランジスタのような単極性のヌイッチング要素も目指す
目的に適用できることは明白である。

【図面の簡単な説明】

図は本発明による回路の実施態様を示す・１．２・・充
電電流源を構成するトランジスタ。 ３．４・・−放電 ７．８・・スイッチを構成するトランジスタ。 ５．９．１０・・抵抗、 （トトランジスタ（ダイオード形） １１、　１２．　１３．　１４・・比較部を構成するト
ランジスタ、 １５．１８・パ屯ＪＡ’Ｑ源、 １７、　１８．　１９・・抵抗、 ２０　、２１・・・フリップ−タロラグ構成トランジス
タ２２・・電流源 ２３　、２４　、８０　、３２・・・抵抗２５　、２６
　、２７　、２８　　・トランジスタ２９・・電流源 ３１・・・ダイオード。 特許出願人　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンベンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｌ　コンデンサ充電用充電電流源と、その後当該コンテ
   ンサを放電する放電電流源と、第１および第２の参照電
   圧夫々で発生する電圧を比較し、当該第１の参照電圧の
   値になるとセノデイング信号を、当該第２の参照電圧の
   値ＶＣするとりセツティング信号全夫々発生する比較部
   と、当該セツティングおよびリセッティング信号に応じ
   て夫々繰り返してその状態全変化して前記コンデンサを
   夫々充電するか放電するかを決めるスイッチを制御する
   双安定スイッチング要素とを具えた回路において、当該
   回路はまた当該双安定スイッチング要素用の発生する三
   角波電圧と同程度の大きさで同一方向に変化する印加電
   圧を、コンデンサ電圧制御ｊのもとに専出するそのコン
   デンサに接続したバッファ一部を具えてなることを特徴
   とするコンデンサの両端に三角波電圧を発生する回路。 特許請求の範囲第１項に記載の回路において、前記双安
   定スイッチング要素用前記印加電圧の変化が発生する三
   角波゛過圧の変化にはソ等しいことを特徴とする三角波
   電圧発生量゛路・ 特許請求の範囲第２項に記載の回路において、前記双安
   定スイッチング要素用印加電圧がコンデンサの両端の電
   圧にはマ等しいことを特徴とする三角波電圧発生回路。 特許請求の範囲第２項および第３項何れかに記載の回路
   において、前記バッファ一部はエミッタ・フォロワーと
   して動作するトランジスタを具え、当該トランジスタの
   エミッタは前記双安定スイッチング要素用印加電圧端１
   子に接続し、当該トランジスタのペースはそれとコンデ
   ンサ両端間の電圧との相違がダイオード閾値電圧の１倍
   か何部かにはソ等しい電圧を保持することを特徴とする
   三角波電圧発生回路。 特許請求の範囲第１項に記載の回路におｌ／。 て、ｌ４ｉＪ　ｉＱスイッチの能動要素が、その動作が
   優先的に゛電子電導に基づき飽和領域からはずれて動作
   する半導体スイッチング要素のみからなることを特徴と
   する三角波電圧発生回路。 特許請求の範囲第１項に記載の回路において、前記双安
   定スイッチング要素の能動要素が、その動作が優先的に
   電子電導に基づき飽４０領域からはずれて動作する半導
   体スイッチング要素のみからなることを特徴とする三角
   波゛「＆圧発生回路。 特許請求の範囲第６項に記載の回路において、前記双安
   定スイッチング要素の半導体スイッチング要素にか＼る
   電圧の変化がダイオードの閾値電圧よシ低いことを特徴
   とする三角波電圧発生回路。