JPS5922111A - 正弦波交番電流の振巾の連続的可変制御を行う装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は′Ｓ最終制御素子を回路中に備え且つその最終
制御素子を作動する機構を備えた回路中に流れる実質的
に正弦的な交番電流の振巾の連続的可変制御を行うため
の装置に関するものである。

この種の装置は極めて種々の構成で知られている。例え
ば、交流回路中に置かれた簡単な連続的に可変の抵抗器
は既にこのような装置を構成しており、この場合１ては
その可変抵抗器が最終制御素子を形成し、その可変抵抗
器上の可調整タップが最終制御素子を作動する機構を形
成している。この種のその他の装置は、トランジスタ工
学から知られており、そのような装置では原理的には、
トランジスタ又は対称的に構成された回路中のトランジ
スタ対が上述の連続的に可変の抵抗器の代りに設けられ
、そのトランジスタ又はトランジスタ対が最終制御素子
を形成し、トランジスタ又はトランジスタ対のは−ス・
エミッタ接合における制御電圧を発生するための装置が
最終制御素子を作動する機構を形成している。連続的に
可変の抵抗器を備えたＲ初に述べた種類のこれら既知の
装置はすべて、具体的なものであり或いはトランジスタ
を用いて電子的に類似構成を作ることが出来るが、最終
制御素子に有効電力損失を生じ、消費電力に対して相対
的なその有効電力損失の程度は具体的可変抵抗器又は電
子的に類似された可変抵抗の４１（抗値の負荷臥抗に対
する比に片側し、それ故この有効電力損失はエネルギー
的見地から、且つこれら有効電力損失の変換から見′（
、電流熱に変換され、その結果として最終制御素子の殆
ど許容し難い程の強い加熱を生ずるという欠点を有し、
先づ第１に具体的な可変抵抗器又は電子的に類似された
可変抵抗器を大電流の制御のための最終制御素子とする
構成原理を使用する場合にはより大きい制御面積が必要
である。

最初に述べた種類の既知の装置の別の群のものでは、実
際の抵抗の両端の電圧降下の代りに、交番電流回路中で
有効な発電機電圧と逆の方向を向いた連続的に制御可能
な逆起電力が電流の連続的制御のために原理的に発生さ
れる。中でも、第１に調整用変圧器がこの群に属し、そ
してより広い意味では制御可能なインダクタンスも、即
ち所謂磁気増ｌＪ器として知られているトランスジユー
サもこの詳に寓する。この事に関連して、交流工学にお
けるインダクタンスは実際には一般に受動リアクタンス
として扱われるが、物理学的には抵抗ではンよいと考え
られ、逆にそれを通過する電流の′け、流変化によって
発生される逆起電力の発電機であると考えられるという
市を指摘しなければならない。単捲変圧器として形成さ
れた調整用変圧器の場合には、発電機電圧に対して同相
の逆起電力又は発電機電圧に対して１８００位相変移さ
れた電圧が発電機と負荷の間の巻線部分及び発電機とタ
ップとの間の巻線部分中にそれぞれ原理的に発生され、
その電圧の高さはタップを調整することによって連続的
に制御することが出来る一０分離された１次巻線と可変
巻線とを持つ調整用変圧器の場合には、その状態はより
不明瞭であるが、やはり発電機電圧と同相の逆起電力が
原理的に一次回路中に発生され、その逆起電力の大きさ
は可変巻線上のタップを調整することによって連続的に
制御することが出来る。交流回路中に存在する制御可能
なインダクタンスの場合には、発電機電圧に対してＯｏ
乃至９００位相変移された逆起電力がインダクタンス中
を流れる交流電流によって発生され、その逆起電力は発
電機電圧と同相の成分を有し、その成分の大きさはイン
ダクタンスを調整することにより連続的に制御すること
が出来る。

調整用変圧器及び制御可能なインダクタンスの他Ｋ、連
続的な交番電流制御のためのトランジスタ回路も知られ
ており、そのトランジスタ回路は原理的には、発電機電
圧と逆向きの連続的に制御可能な逆起電力を交番電流回
路中に発生する。発電機電圧と逆向きの連続的に制御し
得る逆起電力が電流の制御のために発生される最初に述
べた種類のこれらの既知の装置は総て、電流制御が具体
的な可変抵抗器や電子的に類似された可変抵抗器を用い
て行われる処の最初に述べた種類の上述の既知の装置と
比較して、一般に、逆起電力を用いた制御の場合には可
変抵抗器を用いるこ左による制御とは反対に、原理的に
は有効電力損失が無く、それ故逆起電力を用いた制御は
非常に大きい電流にも適用可能である。逆起電力制御の
原理により働くこれら既知の装置は、然しなから、交番
電流の連続的制御の技術分野においてその応用の可能性
を可成り制限するその他の欠点を持っている。

このようにして、調整用変圧器は実際洗電気的な見地か
ら殆ど理想的な最終制御素子であるが、実際上はそれは
、その調整が機械的又は電気機械的に行われ得るだけで
あり、それ故結果的に、調整用変圧器を最終制御素子と
する最初に述べた種類の装置中で調整用変圧器の設定変
更と制御する振巾の対応する変化との間に可成りの時間
的な遅れを生ずるという決定的な欠点を持っている。多
くの応用の場合に重要でないとは考えられない調整用変
圧器の別の基本的な欠点は、厳密に言うと調整用変圧器
は連続的に可変な制御を可能にするものではなくて、寧
ろ可変巻線中の１巻きの電圧によって決定される極めて
小さい段階的な制御を可能にするものである。制御可能
なインダクタンスは、所謂トランスデユーサ部ち直流予
備磁化可能なインダクタが直流予備磁化を変えることに
より可変な磁束回路の磁気抵抗と関連する場合には、専
ら機械的な調整可能性を持ちそれに関連した大きい時間
遅延を持つ調整用変圧器の場合に生ずる欠点は持ってい
ないが、中でも比較的大きい巻数とその結果牛するトラ
ンスグクタの制御巻線の比較的高いインダクタンスのた
めに、それらもやはり制御電流の大きさの変動即ち予備
磁化電流即ちその電流を流す電圧の変動に対して反応が
遅（、それは制御回路中の比較的低い純抵抗に関連して
比較的大きい制御時定数を生ずるようになる。最初に述
べた種類の装置中におけるＲ終制徊１素子としての制岬
可能なインダクタンス即ちトランスダクタの決定的な欠
点は更に、予備磁化の結果としてその動作点がほぼ不連
続点中に存在するために飽和限界における著しい不連続
を有するその鉄心の磁気特性のためトランスデユーサが
制御された交番電流中に惹起す高いひずみ率である。逆
起電力制御のＷ埋陀基いて働く既知のトランジスタ回路
は最後に、それらは大電流トランジスタの制限された耐
圧能力のために低電圧装置に使用し得るだけであり、又
その最大制御電力も比較的低い値に匍１限されるという
牢である。その上、回路の最大制御電力に対して相対的
なこれらのトランジスタ回路の動作のために必要な出方
は制御し得るインダクタンスの場合よりも本質的に大で
あり、従って逆起電力制御の原理に基き動作するトラン
ジスタ回路の場合にも、可成りの温度上荷が起り得る。

以上をまとめれば、制御及び調整工学の分野において活
躍する専門家の従来の心血を注いだ努ヵにも拘らず、一
方では有効電力損失及びひずみ率並びに比較的大きい調
整範囲に関してＡ整相変圧器と同等の好都合な特性を有
しながら、他方では実際に瞬間的な連続的電子制御を行
う処の、最初に述べた種類の制御装置を作ることは未だ
不可能であった。

この積山のために、大電流技術の装置が問題となる場合
には、従来は交番電流の連続的電子的制御のための制御
装置では振ｒｉＪ制御は通常行わずに済ませ、その代り
に制御されるべき交番電流の実効値の制御のみが用いら
れた。そしてそれは所謂位相角制御を用いて行われ、そ
の場合に電流は茜電磯電圧の個々の半波の一部分にわた
ってのみサイラトロンを用いてス・ｆフチｎオンされ、
この部分とその交番電流の実効値とは発電機電圧の位相
に対して相対的にサイラトロンに供給されるトリガー・
インパルスの位相位置の連続的可変調整によって連続的
に制御され、或いは所謂インパルス制御を用いて行われ
、その場合には電流インパルスが交番電流の周期の整数
Ｎ倍の長さを持ち制御し得る時間間隔で次々と続き、こ
のような電流イン／ξルスの各々は交番電流の全波の制
御し得る数Ｍから成り、数Ｍ及びＮというインパルス制
御及び間隔時間の制御はサイラトロンによって行われそ
のサイラトロンには電流インパルスのＭ個の全波の各半
波の始点においてトリガー・インパルスが供給され、電
流インパルスの間の間隔中にはトリガー・インパルスは
１つも供給されず、その交番電流の時間的平均値の制御
はＮ対Ｍの比を変えることによって行われる。

正弦波交番電流の振巾を制御するのではなくて負荷へ流
れる交流電力のみが制御されそれ故最初に述べた種類の
装置には属さない、位相角制御即ちインパルス制御によ
り動作するこれら既知の制御装置は、実際に一般に広く
普及しており、また最初に述べた種類の適当な電子的に
制御可能な装置が存在しないために、それら既知の制御
装置は制御された交番電流の異常に強い高調波を生じ、
それにより優れた振巾制御を不可能にするだけでなく、
高調波の電源系への逆流や高調波に敏感な負荷の場合の
負荷に対する擬似負荷などのような極めて望ましからぬ
２次的効果を生ずることにもなると〜・う、決定的な欠
点を持っている。

それ故、本発明の目的は、低い有効電力損失、低いひず
み率、並びに比較的大きい調整範囲に関して、既知の調
整用変圧器と同様の好ましい特性を持ち、しかもそれＫ
も拘らず殆ど瞬間的な連続的に可変の電子的制御を行え
るようにする処の、最初に述べた種類の装置を作り出す
ことであった。

本発明に依れば、最終制御素子が、誘導性抵抗を第１の
電流分路中に有しオフ状態とオン状態とに切換可能な制
御し得るスイッチ部材を第２の電流分路中に有する第１
及び第２の電流分路の並列接続から成り、そのスイッチ
部材は第２の電流分路中に存在しスイッチ部材のオフ状
態において誘導性抵抗の数倍圧及び抵抗を形成し、その
誘導性抵抗はスイッチ部材のオン状態においてスイッチ
部材により形成される抵抗の数倍に及ぶ値を持ちまた最
終制御素子を作動するための機構が、交番電流の各半波
においてその半波の可変で制御機構により制御し得る部
分にわたってスイッチｆ１μ材をオフ状態からオン状態
圧切換えるための制御機構を具備する処の、最初に述べ
た種類の装置によって上記の目的が達成される。

既知のあらゆる交番電流制御装置に比軸した場合の本発
明の装置の主たる利点は、実際上瞬間的に制御可能であ
り対応する手動操作調整用変圧器の費用よりもなお安い
全技術的費用を必要とするだけの種類の電子的に制御し
得る調整用変圧器を作ることがそれによって初めて可能
となったと〜・う事である。本発明の装置の別の利点は
、数百アンはア迄の交番電流をその装置により連続的に
制御することが可能で、全制徊）範囲において５％以下
のひずみ率を持って最低範囲端における値の１００％区
上に及ぶ制御範囲にわたって連続的に制御することが可
能であり、有効電力損失はそれでも対応する手動操作調
整用変圧器の有効電力損失以下であり、また制御の応答
時間は制御される交番電流の振動周期の半分の大きさの
程度であるという事である・ 本発明の装置では誘導性抵抗はインダクタにより形成さ
れることが債ましく、このインダクタのみが前記第１の
電流分路中に存在することが適切である。

本発明の装置の一実施例では、最終制御素子は２つの電
流分路と並列接続と直列ＶＣ接続されたリアクタンスか
ら成り、そのリアクタンスを用いてこの電流を駆動する
発１電機電圧に対して相対的な制御される交番電流の位
相位置が、前記訪ね１性抵抗の与えられたインダクタン
ス値を用いて最大の調整範囲を生ずるように調整するこ
とが出来る。

誘導性の強い負荷の場合には、そのリアクタンスはコン
デンサから成ることが適切であり、誘導性が強いか、抵
抗性か又は弱い容量性の負荷の場合には、コンデン世と
インダクタの直列接続から成ることが適切である、。

一般に本発明の装置は、最終制御素子中に設けられた２
つの電流分路の並列接続を短絡した場合にその全抵抗が
抵抗成分とりアクタンス成分とを持つ複素抵抗となるよ
うな回路をなして配置されこの複素抵抗のりアクタンス
成分は好ましい制御範囲を得るためＫは交番電流の周波
数１ｃオｄいい誘導性であることが適切であり、交番電
流の周波数における複素、ｔ＋（抗のりアクタンス成分
対担杭成分の大きさの比はＯ乃至２の箭囲内に存在する
ことが適切であり、出来るだけ大きい制御範囲を得るた
めには０４乃至１の範囲内にあることが望ましい。前記
誘導性抵抗の与えられたインダクタンス値を用いて最大
制御範囲を得るためには、この大きさの比は、交番Ｎ１
流の周波数において杭の抵抗成分であり、Ｌｌｌけ前記
第１の電流分路中に存在する誘導性抵抗のりアクタンス
成分Ｒυはその抵抗成分であるとして、少くとも近似的
Ｋｐ　−Ｆ仁１−一−ｑ　　という値を持つように選ば
れろと好都合てに１ろ、一般に前記複素抵抗のりアクタ
ンス成分は少くとも一部はインダクタンスにより形成さ
れることが適切であり、交番電流の周波数におけるこの
インダクタンスのりアクタンスは低いひずみ率を得るた
めには、複素抵抗の抵抗成分より大きいことが好都合で
あり、その少（とも６倍大きいことが望ましい。低いひ
ずみ率を得るためには、交番電流の周波数において前記
第１の電流分路中に存在する誘導性抵抗のりアクタンス
成分が複素抵抗の抵抗成分の２倍より小さいことが適切
であり、高々この抵抗成分と同等であることが望ましい
。交番電流の周波数における前記第１の電流分路中に存
在する誘導性抵抗の抵抗成分のそのリアクタンス成分に
対する大きさの比は、小さい有効電力損失を得るために
は０１より小さいことが適切であり、０．０２５より小
さいことが望ましく・。

本発明の装置では、前記制御し得るスイッチ部材として
サイラトロンを都合良く使用することが出来る。制御し
得るスイッチ部材は逆の電導方向を持って並列に接続さ
れた２個のサイリスタによって形成されることが望まし
く、この２個のサイリスタの並列接続のみが前記第２の
電流分路中に存在することが適切である。これらのサイ
リスタは、その切換速度に関して、オフ状態からオン状
態への切換に対しては交番電流の振動周期の２５％以下
の切換時間を要するように条件づげることが適切である
。

本発明の装置中の最終制御素子を作動するために設けら
れた制御機構は、スイッチ部材を前記オフ状態及びオン
状態によって構成されるその両切換状態の内の一方から
他方へ切換えるための制御し得る切換機構を持った作動
装置と、切換機構を交番電流の位相位置と同期するため
の同期機構とから成ることが好都合である。制御し得る
スイッチ部材が２つの逆並列接続されたサイリスタ若し
くは其の他の対応するサイラトロンから成る上述の場合
には、切換機構は、交番電流の各正の半波の前縁の間に
２個のサイリスタの内の一方にトリガー・インパルスを
供給し交番電流の各員の半波の前縁の間に他方のサイリ
スタにトリガー・インパルスを供給するパルス発生器を
具備することが好都合であり、同期機構は、交番電流の
位相位置又はこの電流を発生する発電機電圧の位相位置
な検知す７．）ための検知素子、並びに、この位相位置
に従ってパルス発生器を制御する機構を具備することが
好都合である。本発明の装置の好都合な一実施例におい
ては、最終制御素子を作動するために設けられた制御機
構は更に、交番電流の個々の半波中の切換の瞬間の位相
位置を設宇′１″るように作動装置に作用する調整可能
な制御部材を具備しその制御部材はコンデンサと可変抵
抗の並列接続によって形成されることが望ましい９ 本発明の装置は更に、特別な利点を生ずるように、制御
される交番電流の振巾が与えられたＩＳ整可能な成る値
に自動的に調整されるという効果をもたらすように開発
することも出来る。この目的のために、最終制御素子を
作動するために設けられた制御機構は、交番電流の振巾
を与えられた調整可能な成る値に自動的に調整するため
の調整装置を具備することが適切である。この調整装置
は交番電流の振巾を測定するための測定装置を含む実際
値送信器と、与えられた規定値に調整された規定値送信
器と、その入力側に実際値と規定値との差によって形成
される偏差を供給されその出力側で作動装置に作用する
ザーボ増巾器とを具備すると好都合である。この場合に
同一の回路素子を交番電流の振巾の測定のためとその位
相位置の上述の検知のためとに都合良く使用することが
出来て、電流変成器として設計されその１次側には交番
電流が流されその変圧器の２次側には前記測定装置並び
に上述の検知素子が接続された測定用変圧器が用いられ
ることが望ましく、測定装置の一部を形成する第１の２
次巻線と検知装置の一部を形成する第２の２次巻線とが
その測定用変圧器上に設けられると好都合である。

特に有利な点は、溶接用変圧器を備えた電気抵抗溶接機
中におり“る本発明の装置の応用であり、本質的圧正弦
波的な溶接電流の振巾の連続的な可変制御のための本発
明の装置の応用であり、それはその場合には数百アンは
アの大きさの程の電流の制御又は調整が必要であり、こ
のような大電流を連続的に実際上瞬間的に制御し得たり
調整し得て殆ど損失が無（大きいひずみ率を生じないよ
うな相当する制御又は調装置は従来未だに知られてい７
Ｌかったからである。溶接用変圧ト・（を備えた電気抵
抗溶接機中における本発明の装置のこのような応Ｊ旧に
オ６いては、最終韻１蜘素子が溶接用変圧器の一次回路
中に存Ｉ乍すると適切である。この場合には、前記複累
世抗のりアクタンス成分を少（とも一部形成する上述の
インダクタンスは、溶接用変圧器の漏洩インダクタンス
によって極めて好都合に必然的に形成されろ。この場合
の最終制御素子はコンデンサを含むと好都合であり、そ
のコンデンサは交番電流の周波数においてこれら漏洩イ
ンダクタンスにより形成されるリアクタンスを極めて完
全にではないか近イυ的に補イ２）する。

次に幾つかの実施例の図示に基いて本発明を一層詳細に
説明しよう。

本発明の装置の基本動作モー曾−は、特に有利な応用例
に対して以下に説明さ第１２、即ち抵抗溶接機中の本質
的に正弦汲′的な溶接ｒｌ流の振巾の連続的な可変制御
について説明さｉする。この草に関連して、例えば毎分
５０ｍ以上の大きさの高い溶接速度を持った継目溶接の
場合に、広範囲にわたる完全比較試験の結果として、高
い溶接速度に適合するために充分圧高い例えば５００　
Ｈ７，というような本質的に正弦波の溶接電流の応用が
、高強度で優れた展性を持つ清浄でスパッタの無い継目
を得るために最適であり、例えば従来普通に行われた溶
接電流の実効値を制御又は調整するための位相角制御の
場合に起るような非正弦波溶接電流の応用よりも本質的
に好ましい結果を生ずるという事が解った。

抵抗溶接機中における本質的に正弦波の溶接電流の振巾
の連続的可変制御の応用例は、この事に関連して、正弦
波溶接電流の応用に対して必要な溶接電流の殆ど瞬間的
な連続振［１〕制御と、従って正弦波溶接電流を用いて
得られる最適の結果も、本発明の装置を用いて初めて実
現し得たという点で、特に重要である。この応用例の場
合の特別な利点は、抵抗溶接機の溶接用変圧器の溶接回
路即ち２次回路は通常比較的高い漏洩インダクタンスを
有し、それ故、３００　Ｈｚ以上の適消な周δν数にお
ける溶接変圧器の一次側入力抵抗のりアクタンス成分は
、本質的に溶接抵抗と溶接変圧器の銅抵抗とによって形
成されるこの一次側入力抵抗の抵抗成分の数倍に達する
ということであり、その理由は、（第１０図におけるｃ
ｏＴ−ｙＲの関数としての最大ひずみ率Ｋｒｒａｘのグ
ラフが示すように）それにより被制御溶接電流の比較的
低いひずみ率を生じ、そのような低いひずみ率は溶接用
変圧器の漏洩インダクタンスが無い場合にはその代りに
補助インダクタを使用することによってのみ実現し得る
からである。その事に関連して、この場合の溶接用変圧
器の比較的高い漏洩インダクタンスはそうでない場合に
は通常そうであるように亜影響を及ぼすことは無く、逆
に都合良いことに溶接用変圧器をそうでない通常の場合
よりも著しく小さくすることが出来て、従って問題の応
用例の場合には、補助インダクタが節約されるだけでな
（。

その上、溶接用変圧器に対する技術的費用の節減が行わ
れる。

本発明の装置を備えた抵抗継目溶接機の第１図に示され
たブロック図において、本発明の装置は前記第１の電流
分路１の中に存在するインダクタ２と、前記第２の電、
流分路ろの中に存在する逆向きの並列接続されたサイリ
スク４及び５と、第１及び第２の電流分路１及び２の並
列接続に直列に接続されたコンデンサ６及び７と、ザイ
ラトロン４及び５にトリガー・インパルスを供給する制
御調整装置８とてよって形成され、抵抗継目溶接機の通
常の部分は、交番電圧発電機９、並びに、タップ１１を
備えた一次巻線１２と溶接ローラ１３及び被溶接片に通
ずる二次側溶接回路とを具備する溶接用変圧器１０によ
り形成されろ。そのブロック図の中で、インダクタ２は
第１の電流分路１の中の前記誘導性抵抗を形成し、逆向
きの並列接続されたサイリスク４及び５は第２の電流分
路３の中のオフ状態及びオン状態に切換可能の前記制御
１．得るスイッチ部材を形成し２、コンデンサ６及び７
は２つの電流分路１及び３の並列接続に直列に接続され
た前記リアクタンスを形成する。インダクタ２と共に、
逆向きに並列接続されたサイリスタ４及び５、並びにコ
ンデンサ６及び７は、溶接用変圧器１０の１次巻線１５
を流れる木質的に正弦波の交番電流１６を調整−する作
用をなす最終制作１累イ１７を形成し、この最終制御素
子はザイラトロン４及び５に対してトリーＪ／−・イン
／ξルスを供給する制御調整装置８によって作動される
。

図から解るように、最終制御素子１７は第６図のように
構成され、第６図中のりアクタンス１８はこの場合調整
０．：ｉｌ囲切換スイッチ１９の位置の如何によって、
コンデンサ乙のみによって構成されるか、又はコンデン
サ６及び７の並列接続によって構成され、制御調整装置
８は例えば第７図又は第８図のようにｔ１々成される。

第１図に示された回路装置の交番電流等価回路図は第２
図に示されている。２つの逆向きに並列接続されたサイ
リスタ４及び５並びにそれらにトリガー・インパルスを
供給する制御調整装置８は第２図では制御調整装置ｔｉ
ｊｉ：８によって制御される半波の成る可変部分にわた
って回路２１の中を流れる交番電流１６の各半波液中で
閉じられたり再び開かれたりする被制御スイッチ２　Ｆ
＋によって置換され、その可変部分は今後閉路角αと呼
ぶことにする。２つの逆向きｒ並列ｉ９枕されたーリー
イリスクをこのように被制御１スイッチ２［）でｌｉ！
￥換することは完全に正確な類似化ではなく、それは第
１１（、サイリスクの逆↓１（杭が年限大ではないから
であり第２にオン状態のす、イリスタは、その非直線的
な電流−電圧ｌｒｑ性のために、その動作点における実
効動作抵抗と、その電流電比特性上のその動作点を通る
接線の電圧軸との交点から得られる逆起電力にによって
表わされるべきであるからである。

然しなかも、サイリスクのオン状Ｑｌ　ｙおけイ）これ
らの動作抵抗や逆起電力も、又そのオフ状態におけるコ
ンダクタンスも比較的イ１５′いので、この場合には、
そして一般に交番電流等価回路図の形における本発明に
よる装置の表現に４６いては、それらは可成り良い近似
で無視することが出来て、従って２つの逆回きに並列接
続されたサイリスタ４及び５を短絡状態及び無負荷状態
にのみ切換え得る被制御スイッチにより表わ−４−こと
は、第２図における等価ｒｌｊｌ路図の精度を実際には
損わない。インダクタ２は第２図の等価回路図では電気
工学の理論から周知のように、インダクタ２の鉄心中の
渦電流損失及び非磁化損失に相当する並列接続された鉄
損抵抗ＲＦｅｓｔ　　を持ち且つり、及びＲＦｐｓｔの
並列接続に直列のインダクタ２０巻線抵抗Ｒ１゜を待っ
たインダクタンス”ｓｔとして表わされ、また２次側溶
接回路を持った溶接用変圧器１０は第２図の等価回路図
では、やはり電気工学の理論から周知のように、２次側
端子抵抗Ｒａ、２次側巻線抵抗Ｒｗ２．２次側漏洩イン
ダクタンスＬ１２．１次側漏洩インダクタンスＬ、□及
び１次側巻線抵抗Ｒ１１、並びに、主インダクタンスＬ
ｈ及びこれに並列接続された溶接用変圧器の鉄心の中の
渦電流損失及び非磁化損失に相当する鉄損抵抗ＲＦｅを
持った変圧器等価回路図によって置換される。電気工学
の理論において周知のインダクタ及び変圧器のこれらの
等価回路図は、鉄心によって牛する非直線性のためにイ
ンダクタ２及び溶接用変圧器１０の完全に正確な類似化
を表わ（ものではないが、此処でもやはり、第２図の全
等価回路図の精度はこれらの非直線性によって実際上損
われるものではない。他方交番電圧発電機９の内部抵抗
はその精密な精度を実現するために第２図の等価回路図
中で考慮に入れなければならず、その内部抵抗は通常抵
抗成分とりアクタンス成分とからｌｌｖりそれ故真の抵
抗Ｒ４とインダクタンス石　とによって表わすことが出
来る。第２図の等何回路中のコンデンサＣは第１図にお
ける制御範囲スイッチ１９の位置に依存し、最終的には
、コンデンザ乙の容量か又はコンデンサ６及び７の容量
の和を表わす。この事に関連して、制御範囲スイッチ１
９の位置によって溶接用変圧器１ｏの変圧比ＩＬが変化
し、それと共に第２図の等何回路中では変圧器の１次側
に変換された２次側漏洩インダクタンスＪ＋ｐｚ並びに
変圧器の１次側に変換された溶接回路の抵抗ＪＢＩＩ＋
２十馬）が変化し、それ故、容量Ｃの適切な調整（コン
デンサ６に並列にコンデンサ７を接続することによる）
は最適の動作状態を得るために役立つという事を、指摘
すべきである。

第２図の等価回路図は、発電機周波数における溶接用変
圧器の１次側入力抵抗のりアクタンス成分及び発電機内
部抵抗のりアクタンス成分をインダクタンスＬにまとめ
、溶接用変圧器の１次側入力抵抗の抵抗成分及び発電機
内部抵抗の抵抗成分を抵抗Ｈにまとめ、”ｓｔ’　ＲＦ
ｅｓｔ及び八、、にょって形成されるインダクタ抵抗の
リアクタンス成分ＹＬｖにまとめ、このインダクタ抵抗
のりアクタンス成分をＲυにまとめることによって、第
３図に図示された等価回路図に縮減することが出来る。

第２図の等価回路図に示された回路素子から、第６図の
等何回路中のインダクタンスＬｖ　及び抵抗Ｒ，）ま次
のように導が第１る。

そして第６図の等何回路中のインダクタンスＬ及び抵抗
Ｒは次のように導かれる。

なおＧ１．、　ｌ　ＧＲは次式によって定義され、ここ
でωは交番電圧１発軍機９の角周波数でありｄは調整範
囲スイッチの各位置における溶接用変圧器１０の変圧比
であり、その他の記号の定義は第２図及び第６図の回路
素子の記号に相当する。

第３図の等何回路中の容量Ｃとスイッチ２０とはそれぞ
れ第２図の等何回路中の既に上に説明した容量Ｃ及びス
イッチ２０に完全に対応する。回路２１の中を流れる交
番電流１６も、同じ周波数の交番電圧発電機９の無負荷
電圧の高さを持つ交番電圧を供給する交番電圧発電機２
２も、第２図及び第ろ図の両等価回路図中ておいて同等
である。

第６図の等価回路は、本発明に依る装置を具備する実際
上あらゆる装置がこの等価回路に縮減されるという意味
で重要であり、その理由は、結果的に、更ｆ第３図の等
価回路図（被制御スイッチ２０のために非ｉｆ線性を持
つ）を第４図に示された対応する線型等価回路図に変換
し、それ故今後第４図のこの等価回路図を用いて演押さ
れる第６図の等価回路中に示された回路装置のひずみ率
ｋ及び制御範囲Ｖ並びに制御特性Ｓの演押が、本発明に
依るあらゆる装置に対して極めて一般的に正しいものと
なるからである。

一般に、本発明による装置を具備するあらゆる回路装置
が第５図に示された等価回路図の形で表わ丁ことが出来
て、その等価回路図中において最終制御素子２３は第６
図のように構成され、制御調整装置２４は例えば第７図
又は第８図のように構成することが出来る。第５図にお
いて抵抗２５は交番電圧発電２機２２の複素負荷抵抗町
：Ｒ，）、。

十ノＲＬｂを表わし、抵抗２６は第５図に示された制御
回路の複素負荷抵抗Ｒ４−Ｒ（ＺＩＺＩ＋Ｊ　ＲａＡ　
（それは第１図の実施例の場合、溶接用変圧器１ｏの１
次側入力抵抗によって形成される）を表わし、第６図に
おいて抵抗１８は最終制御素子２３の中に設けられるリ
アクタンス（最も一般的な場合には複素抵抗である）の
抵抗ＲＢ＝ＲＢＩ＃＋ノＲＢｈ　　を表わす。第５図の
等価回路図（本発明に依る装置を具備する回路装置に対
して一般に正しいものである）の第３図の等価回路図へ
の変換に対しては、第３図の真の抵抗ＲはＲ−Ｒ１，ｌ
Ｊ＋Ｒａｗ＋ＲＢ２．に等しく第３図のりアクタンス（
ωＬ−±）ハωＬ　−ｍ＝ωＣωＣ Ｒ２ｈ＋Ｒａｈ＋ＲＢｈＶｃ等しいという事を考慮に入
れており、ここでＬ及びＣはそれぞれ（Ｒｉｂ＋Ｒａ、
ｈ＋ＲＢｈ）の誘導性成分及び容量性成分から得られる
ものである。

被制御スイッチ２０のためになお非線側である第６図の
等価回路は第４図の線型等価回路に変換することが可能
であり、それにより、Ｌｖ、　Ｆｌｖ及び被制御スイッ
チ２ｏによって形成される第３図中の回路装置の部分の
効果は、第６図の回路装置の前記部分と置換する基本波
の発電機及びその発電機電圧の奇数次高調波の発電機に
より、又これらの発電機によりそれぞれ駆動される交番
電流により発生される、第３図の回路装置中の被制御ス
イッチの効果は、スイッチ２０が閉じられる度に即ち、
スイッチ２０の閉路角αにわたって回路２１の中を流れ
る交番電流１６の各半波中において、Ｌｖ　とＲＩ、の
直列接続の両端間の電圧が零になるという効果である。

先づ第１に、ω尻に比較して無視し得る位小さい肌の値
の場合（それは通常実際に起る場合であるが）から始る
ならば、交番電流１６の各半波中の閉路角αにわたって
スイッチ２０が閉じた状態で、インダクタンスＬｖの両
端間の電圧Ｕ１．Ｉ、は殆ど零であり、それに相当シテ
、ＵＬ　＝　”７７’−という一般的な公式に従ってイ
ンダクタンスＬ、を流れる電流り、は殆ど一定である。

この一定の電流−はスイッチ２ｏが閉じた瞬間において
インダクタンスＬｖ　を流れている電流に相当するはず
であり、それは、スイッチ２０を閉じた後はインダクタ
ンスＬｖＩＣおける電圧が実際上零となり、それ故その
インダクタンスを流れている電流Ｌ　ｖは実際上一定の
ま匁になるからである。この時インダクタンスＬ９　を
流第１．ている電流１は、スイッチ２０が開か第１．る
時にＣ９Ｌ及びＲを流れる電流ＬＲに等しくならなけれ
ばならず電流１は前提条件により本質的に正弦波である
から１本質的に正弦波の交番電流Ｌ　ｎの個々の半波中
の電流−の一時的に経過に対して、先づＬＲΩ零点通過
から対応するザイリスタの点火を生ぜしめ、それにより
行われるスイッチ２０の閉路を生じ、笥の正弦波の経過
に相当するｉｖ　の経過を生じ、それから殆ど一定の電
流ＬＩＪを生じ、その一定電流ｉｖの大きさはスイッチ
２０が閉じる瞬間における１の電流値に相当しそれから
その一定電流ｔｖはスイッチ２０を流れる差電流（−−
ｔ、）が零になるまで、即ち交番電流が更にｉ、を越え
て上昇するまで続き、スイッチ２０が閉じた後、半波の
最大値を通過した後にｔｖ　　という電流値まで再び降
下し、従ってスイッチ２０を流れる電流即ち対応するザ
イリスタを流れる電流は零１・てなり、その結果と１．
てそのザイリスタは遮断し、スイッチ２０がそれにより
開き、その時半波の終りまでの１．ｌ、のその後の経過
は、開℃・たスイッチ２０のために、本質的に正弦波の
’Ｈの流れに丙び相当する。短かく言えば、ＲｖがωＬ
ｖに対し、て無視し得る位に小さいと言う上述の前提条
件の下では、インダクタンスＬＩ＋　を流れる電流ｉｖ
　の一時的経過は、そのピーク値が時間ｌ１１１Ｉに平
行にカットオフされ、切断線に沿って時間軸に平行に取
出したその区分の長さがスイッチ２０の閉路角αに相当
する正弦波に対応し、カットオフ・ピークン持ったその
正弦波は周知のようにフーリエ解析から次のような関数
によって表わされる。

ωＬ□て比較して最早、無視し得る程に小さい値のＲｖ
　ではない場合には、インダクタンスＬ、を流れる電流
−の同様な経過を生じ、その経過は、スイッチ２０の閉
路時間の開電流り、が完全に一定のままになるのではな
（て、インダクタの短絡（それはこの場合スイッチ２０
を通して生ずる）後インダクタを流れる電流の消失過程
として一般に知られているように、スイッチ２０を閉じ
た瞬間におけるその初期値Ｌ　ｖ　ｏからｚｖ＝ｉｖｏ
（１−ｅ−ｔＡ）りｔ　ｖｏ　（１−４／τ）＝　ｔｖ
ｏ”　−Ｌ、、／Ｒ，、）＝Ｌｖｏ（１−石ｔｒｏｔ）
という関数に従って徐々に降下する。この場合にはイン
ダクタンスＬ１　を流れる電流−の経過に対しては、そ
のピークが僅かにカットオフされて傾斜しその僅かに傾
斜した区分の長さがスイッチ閉路角αに相当する交線に
沿った経過を取る正弦波となり、僅かに傾斜したカット
オフ・ビーりを持ったその正弦波はフーリエ解析に依れ
ば次のような関数によって表わされる。

＊Σ（σ、５ｌｎ（２ｎ＋１）ω１．＋／＋、、ｃｏ！
＋（２７Ｌ４−］　）ωｔ）ｎ＝。

ここでａユ、峠、Ｃユは次のよう圧定義される。

この関数を用いれば、Ｌ、及びＲｖを流れる電流に対し
てｔ、＝４ｏＦ（ｇという関数が得られ、またこれを用
いればＬｖ　及び九の直列接続における電圧降下に対し
て一＝Ｌ　ｖ”勺史足４−Ｒｖ　’　ｇ　Ｗ　”され、
Ｕは交番電圧発電機２２の電圧である。

Ｌｖ及びＲｖの直列接続両端間と第３図のスィッチ２０
０両端間で降下する電圧ｔＬｖ　はこのようにして次の
ように線型の形で表わすことが出来る。

丑ΣＵ、５ｔｎ（（２ｎ＋１）ωｔＱ、）ル＝０ ここでＵｒＬ　及びψ１は次のように定義される。

ここで、Ｌｖ　とＲ１）　と被制御スイッチ２０とによ
って形成される第６図の回路装置の一部を、電ｃ、　Ｌ
及びＲと発電機２２とによって形成される第６図の回路
装置の残余の部分に対して払、という電圧の発電機によ
って惹起される作用は、Ｌ、と町と被制御スイッチ２０
によって第６図の回路配置の残余の部分に対して惹起さ
れる作用と同一であるはずであり、電圧ｔＬｖは正弦波
（基本波及び奇数次高調波）のみを含む線形の形で上に
表わされているから、Ｌ、　、　Ｒ，及び被制御スイッ
チ２０によって形成される第６図中の回路装置の非線型
部分は、第４図におけろ線型等価回路図に変換すること
が出来る。−緒になって雷、圧払。を形成する正弦波の
第４図に示された個別の発電様は上述のＺｌ、の線型表
示から解るように、上に定義した振巾ＵｒＬ　ど位相角
ψユと′ｆＸ−持つｉ泥圧”（２ｔ＋、＋１）（、＋＝
Ｕ、５ｓｆｎ（（２Ｔｈ”ｌ−’）ωｍｌ−ψユ）とい
う電ｒｂ　５ｊ発生し、これらσ）発電機の内の高調波
発電機、即ちｎ〉０として電圧ＩＬ（２ｎ＋ｌ）ｃｒｔ
の発電機がＣ，Ｌ及びＲを流れる電流σ）ひずみ率を決
定し、基本波発電機即ちル＝０の場合の雷、圧＋７．（
２□１）（１）の発電機が制御振巾を、即ち、Ｇ、　Ｌ
及びＲを流れる電流の振巾を決定する。

第４図中の基本波発電機２７ｖｃよって発生されその振
巾が閉路角αに依存する処の次の式によりて表わされる
電圧ｔＬ、。

ｔＬｏ）＝Ｌ。〔（σ。Ｒｖ−ｈｏωＬ、Ｉｓ石ωｔ＋
（ｈｏＲｖ＋α。ωＬ　ｖ）　・ａｍ）ｔ　〕ｈｏ＝−
□・（１＋邸α） π は、輻が元々発電機２２の′屯圧払〜によって惹起され
たものであるから、交番電圧発電機２２　＋／Ｃよって
供給される電圧ＩＬ〜、即ち ｔ５　＝ｔ。（（Ｒ４−Ｒ，）ｓｌｎＱＪｔ↓（ω（Ｌ
＋４−Ｌ、、）−１／１ｏｃｒ）ｃｒｔ；　ｔ□ｒｔ）
に対抗せしめられなければならず、従って１．Ｊ４図の
回路中を流れる角周波数（ＩＪを持った市原は、交番電
圧発電機２２の電圧ＩＬ〜　と基本波発止１機２７の電
圧Ｗ。）との差電圧ｔｂ　ｌｉｔちによって駆動され、
それ故、この差電圧Ｕの中に含まれる電圧輻の結果とし
て、同様にその振巾が閉路角αに依存する。この電流り
、即ちその振１〕は結果的に次のようになり またｔ及びα。、ｈｏ（α＝０に対してはα。＝１゜ｈ
、０．　またα−πに対してはα。−Ａｏ＝Ｄ）　［対
する上述の式から解るように、その制御範囲の下方限界
においては、即ち閉路角α＝Ｏの場合にはｉ　＝　ｉｏ
　という値が得られ、その制御範、囲の上方限？４によ
。いては、即ち閉路角α＝πの場合には、としてＬｍ１
という値が得られる。

第１４図のグラフは、この電流乙の制御特性である。こ
の電流ｔは、電流ｔの各半波中で第６図のスイッチ２０
がその間閉じられる処の閉路角αをα＝Ｏからα＝π即
ちα＝１８０°まで変えることによってその］最中を制
御することが出来る。

第１４図におけるパラメータはづＦである。第１４図は
電流ｔの最大制御範囲（ｖ＝■ｍａ、工；第１３図にお
ける制ａ＋範囲の大きさ■のｏＬ−：Ｉ／ｃｏｃ；−に
刻するこれまでの依存性を参照されよ）を生ずＲ，がＬ
ｖ　に対して無視し得る位に小さく、それ０．２の場合
の点線曲線は、主として諾占の値が０から本質的に外れ
ている場合に、この上４を用いωＬｖ て内押法により第１４図のグラフから得られる制御特性
を採用することを可能にするためにグラフに加えられた
ものである。然しなから実際には、ＧＩＬＩＪ　＝　”
　２という値において既にインダクタ２に第６図の狛荷
抵抗Ｈに供給される有効電力の１０乃至３０％の大きさ
の有効電力損失を生ずるから可能な限り、インダクタ２
の損失抵抗Ｆ（ｖは誘導性抵抗ωＬｖの本質的に０．２
倍以下に保たれるべきである。第９図乃至第１６図に示
された他のグラ・）においても、Ｇ）Ｌｌｌ　−”　２
の場合の点線ｔｌｌ＋線群に対して同じ事が成立つ。

第１３図のグラフでは制御範囲の下限における電流値の
ノよ−セント単位のｙ　−Ｌｍ−’　０・１００とい０ う関数の形で表わされている制御範囲の大きさはωＬ−
１／ωＧ 第１６図から解るように、本質的に　８　　に依存して
おり、即ち第６図のり、　　Ｃ及びＨの寸法に依存して
おり、言いかえれば、第１図におけるコンデンサ６及び
７と、溶接用変圧器１０とその２次側溶接回路の寸法と
に依存している。このグラフでは、１６１４１の関数と
しての、今後”ｍａ工Ｐυ （連続線）に対してと７】＝０２（点線）に対して十の
種々のパラメータ値に対して第１６図に記された■の曲
線どして表わされており、それらＩ、　　Ｃ及びＲの大
きさの定め方、又はひずみ率のωＬ 要求により与えられた１−を用いた場合のＣの大きさの
定め方は、出来るだけ大きい電流器の制御ｍＬ−１７４
＋ｃ　力、０乃至１゜。

範囲を得るためには、ｙ 凹円にあるように、そして第１３図から解るように望ま
しくは０．４乃至１の範囲内にあるように適当に選ばれ
るべきである。正確に制御範囲の最大値ｖｍａ工を得る
べき場合には、第６図のり、　　Ｃ及＝　ｐ　＝　ｐ　
−ｑ　　とブするように大きさをきめられる。然しブよ
がら、実際には、最大の制御範囲を得るためにこの大き
さ決定の精度に対して余り大きい要求を課する必要は無
く、第１６図の■の最大値は比較的弱く定義されている
のでωＬ−１７ｃｏＧ ｍ＝「−−の値が戸から例えば±０．１偏移してもなお
殆ど最大の制御範囲が得られる。この事は、第６図の抵
抗Ｒ又は第１図の溶接用変圧器の２次側負荷抵抗が可変
の時に、特に重要である。このωＬ−］１０渇 場合に−１−一は、成る差値だけｐより低い最大のＲ又
は成る差値だげｐより高い最小のＲを持ちこれら２つの
差値が望ましくはほぼ等しいように適当に選ばれるべき
である。制ｍ＠囲のＭ・大値■ｒｎａ工は第１２図のグ
ラフが示すように、第１にａ＞Ｆ、ｖのみに依存し、中
だ僅かの程度に盛りに依存し、その結果として、Ｖｍａ
□＝１００・（β＋ｏｖＩ−’ＩＰ”−”という上述の
大きさｐを生ずる。それ故、第１２図のグラフは、少く
とも電流りの与えられた制御範囲のために必要な第１図
中のインダクタ２のインダクタンスＬ、を定めるために
使用することが出来る。

基本波を供給する発電機２２及び２７並びに奇数次高調
波の発電機によって駆動されて第４図の中を流れるＦ、
Ｒと記された交番電流１６のひずみ率には、総ての高調
波発電機により発生される電流の実効値１ｋ＝Ｕの上述
の交番電流ＬＲル＝１ の実効値に対する比に等しいものとして容認されている
定義に従って定められ、上述の交番電流ｔＲそれ自体や
はり第４図の中の角周波数ωを持一つだ上述の電流りと
前述の電流ｉｋ　　とから式ＬＲ：　ＥＺ−７によって
得られる。（上述の電流’ｎはその場合へ＝Ｕｎ、””
　ｎ　に等しく、ここでＢ７．は、Ｒ，Ｌ＝　Ｊ（２７
Ｌ＋１　）ωＬ−１／（２ＷＪ−１）ωＣ）　２十Ｒ２
に等しく、Ｕ、１は既に先に示した大きさに等しい。）
＋ｈ故ヒーｒミ車ｋ　ｂｔｋ＝ｉ、７ｉＲ＝　７ニ等し
く、このようにして上に示したｉ、、Ｕ、Ｌ及びＥ（ｎ
　の大きさから次の式眞よって得られる。

又は正規化され百分率による表示で次のように変形され
る であり、ａｏ　−ｈｏ　、σ、　、　ｈｎ、の大きさは
既に−にに定義した通りである。

を、ｏラメータとした曲線群の形で、ひずみ率にの第６
図のスイッチ２０の閉路角αに対ずろ依存性を示し、又
それは先に記した大きさｐに等しい最ωＬ−１／ωＣ 大制御範囲を得るためにＶ　＝　Ｖｍａ工即−ｆｌ−−
一であるという前提条件の下でのものであり、更にωＬ 比較的小さいひずみ率を得るために丁は５に等しいとい
う前提条件の下でのものである。第１１図から解るよう
に、個々の曲線の最大値、即ち閉路角αに依存する最大
ひずみ率”ｍａ□は約１１００から１２５°までの閉路
角の範囲内にあり、その他の閉路角の範囲では比較的小
さいひずみ率を生ずる。それ故、半波のピークがスイッ
チ２０によりその１１さの約半分の処でカットオフされ
る時に（即ち約１２００という閉路角の場合に）最大の
ひずみ率を生ずると可成り良い精度で言うことが出来る
。第１０図のグラフでは、これらの最大ひωＬｖ て１「をパラメータとする曲線群の形で表わされている
。第１０図のグラフから解るように、最大ひずみ率ｋｒ
ｎｃＬ工は（＝ＪＬの増大と共に急速に減少しそれ故、
既に上に述べたように、低いひずみ率を得るためには少
（ともＨの３倍大きいωＬを遷ぶωＬ こと、ＩＮＩＩち丁≧３とすべきことが望ましく、何れ
にせよ電流ｔに対する比較的大きい制ｆｉｌＩｌ範囲が
ωＬ０ 線曲線）に対して−をハラメータとする曲線群の形で第
９図のグラフに示されており、第１２図と関連してこの
第９図から、電流ｔの成る必要とする制御範囲に対して
期待されるひずみ率が採用されるか、又は最大の程度に
許容し得るひずみ率に関して成る要求がある場合にはＰ
の少くとも必要とする値が採用される。

第９図及び第１４図のグラフに関して一般に、本発明の
装置を具備する実際上の如何なる回路装置も第３図の等
価回路図に帰着させることが出来るということのために
、これらのグラフは本発明に依る装置の総てに対して一
般に当てはまるという事を重ねて指摘すべきである。

第１図の最終制御素子１７中のサイリスタ４及び５にト
リガーインパルスを供給する装置８、又は第５図及び第
６図の最終制御素子２３の中のサイリスタ２７及び２８
にトリガーインパルスを供給する装置２４ば、既に述べ
たように、例えば第７図に示されたような制御装置餠と
して、或いは例えば第８図に示されたような調整装置と
して構成することが出来る。

作動装置３０と制御装置３１とから成る第７図の制御装
置の場合には、原理的に、第１図の回路１５の中、又は
第５図の回路２９の中を流れる電流１６０位相位置は電
流変圧器として構成された測定用変圧器６２を用いて測
定され、その場合に電流１６に比例してこの電流と同相
の電圧３５及び３６がこの測定用変圧器３２を用いて抵
抗３６に発生され、従って測定用変圧器ろ２の２次巻線
ろ４の半分の各々にも発生される。コンデンサ３７は電
圧６５又は６６の殆どピーク値まで充電され、そして電
流１６の各正の半波の間では電圧３５によりダイオード
６Ｂと抵抗３９とを通して充電され、電流１６の各員の
半波の間では電圧６６によりダイオード４０と抵抗７１
１とを通して充電すれる。コンデンサ３７に並列に接続
された可変抵抗４２の調整範囲はこの時、コンデンサ３
７の充′Ｍ１電圧が、半波の最大値通過後そのコンブ゛
ンサ３７の充電を前に生ぜしめた電圧３５又は３６より
もゆつ（りと降下し、従って各半波の最大値通過後はコ
ンデンサ３７に存在する逆電圧の結果としてダイオード
３８及び４０が共に遮断されコンデンサ３７のみが可変
抵抗４２を通して放電するような大きさになっている。

放電時定数はこの時、トリガー・インパルスがそれぞれ
サイリスタ４若しくは５、又は２７若しくは２８に与え
られるべき瞬間にコンデンサろ７の減少しつつある電圧
が丁度次の半波の増大しつつある電圧と同じ大きさにな
るように、可変抵抗４２を用いて調整される。電圧３５
又は３６がコンデンーリ３７の電圧を越える瞬間に、そ
の結果としてダイ」−Ｆ１ａ又は４０が開かれ、電流が
トランジスタ４ろ又は４４０ベースに供給され、それは
トランジスタの電流増巾作用によってそのコレクタ・エ
ミッタ回路４５又はＡ６に急速に上昇する電流を生ぜし
めそれに１よりこのコレクタ・エミッタ回路にあって比
較的高いインダクタンスを有する出力変圧器４７又は４
８に電圧インパルスを生ぜしめ、その電圧インパルスは
この出力インパルスの２次側に伝達されて線４９又は５
０を通してサイリスタ４又は５の点火回路に供給され、
それによりサイリスタ４又は５を点火する。これに続い
て、コンデンサ３７は再び開かれたダイオード４０又は
ろ８を曲して電圧３６又は３５の殆どピーク値まで充電
され、それからその同じ過程が繰返される。次々と続く
これらの過程において、ダイオード６８及び７！ＩＯが
交互に開かれ、従ってトリガーインパルスが交互に線４
９及び５０に供給される。

作動装置５１と、調整器５２と実際値送信器５６と規定
値送信器５１！Ｉとから成る第８図の調整装置において
は、作動装置５１は第７図の作動装置と実際上同一の構
造及び同一の動作様式を持っているが、ここではそれは
、第７図のコンデンサ６７の電圧のように可変時定数を
持って時間と共に減少する逆電圧によっては作動されず
、その高さが可変で一時的に本質的に一定となる逆電圧
によって作動され、その逆電圧は抵抗５６においてトラ
ンジスタ５５のコレクタ電流により発生される。正の半
波の間にその増加状態にある電圧５７又は負の半波の間
にその増加状態にある電圧５８が抵抗５６における定常
状態の逆電圧を起えるや否や、第７図における作動装置
ろＯと同様にトリガー・インノ々ルスが交互に線１！Ｉ
９及び５０に供給される。抵抗５６における定常状態の
逆電圧の高さは、第１図中の回路１５又は第５図中の回
路２９を流れる電流１６の成る値が維持されるように自
動的に調整され、前記酸る値というのは送信器５４の規
定値によって定められる。このために光測定用変圧器５
９は２次巻線６０を設けられ、その２次巻線６０には丁
度抵抗６１におけるように、又それにより測定用変圧器
５９０２次巻線６２に、電流１６に比例する電圧６ろが
存在し、コンデンサ６４はダイオード６５を通してその
電圧のビーり値まで充電され、また第２に規定値送信器
５４が設けられ、その規定値送信器５４は抵抗６７の処
に、コンデンサ６４における電圧６６とは逆向きに作用
し可変抵抗６８によって調整可能な電圧一定直流電圧６
９を発生する。電流１６に比例するコンデンサ電圧６６
と一定である直流電圧１９どの差電圧がトランジスタ５
５のは−スミ流を流し、それ酸トランジスタ５５のコレ
クタ電流がトランジスタ５５の電流増巾作用によって前
記Ｒ−ス電流より太き（ブｆるようＫし、トランジスタ
５５の電流増巾作用を比例係数として抵抗５６における
電圧降下が前記差電圧に比例するように比例するように
させる。この時抵抗５乙に存在する成る逆電圧は第１図
中の回路１５又は第５図中の回路２９の中を流れそれ故
測定用変圧器５９の一次側を流れる電流１６に割当てら
れているから、電流１６に比例するコンデンサ電圧６６
と一定である直流筒、圧６９との差電圧は第８図の制御
回路の定常状態においてトランジスタ５５の極めて高い
電流増１】率において例外的に小さいものとならねばな
らず、従って電流１６に比例するコンデンサ電圧６６は
実際上、一定値となるその直流電圧に等しくなければな
らず、それ放電流１６は一定のま匁にならなげればなら
ない、、Ｒ１１ち回路１５又は２９を流れる電流１６が
、従って測定用変圧器５９０１次側を流れる直流１６が
増大する（例えば発電機９又は２２の発電機電圧の増大
の結果として）ｌ工らば、測定用変圧器５９０２次電圧
６３の対応する増大を生じ、それ故、又コンデンサ電圧
６６の対応する増大を生じ、その結果としてコンデンサ
電圧６６と一定邂圧６９との間の前記差電圧の増大を生
じ、それによりトランジスタ５５０ベース電流の増大と
それに伴なうコレクタ電流の増大を生じ、その結果抵抗
５６の処に電圧降下の増大を生ずる。この抵抗５６に生
ずる逆電圧の増大の結果としてダイオード７０又は７１
は後により高い電圧５７又は５８において閉じられ、そ
れ故各半波中において線４９又は５０を通してサイリス
タ４若しくは５又は２７若しくは２８の点火が遅延され
、その結果として第６図におけるスイッチ２０のより小
さい開路角αを生じることになり、それ故、第１４図に
より回路１５又は２９を流れる電流１６０湿−初の値ま
での減少を生じ、その時点では、電流１６に比例するコ
ンデンサ電圧６６と一定である直流電圧６９との差電圧
が再び殆ど零となる。第１図の回路１５又は第５図の回
路２９の中を流れる電流１６の所望の大きさは第８図の
調整装置中では可変抵抗６８によって調整可能であり、
その可変抵抗により電流電圧６９が、そしてそれ故にこ
の電圧に比例して電流１６が調整される。然しなから、
この事に関連して、規定値送信器５４の電源に関してコ
ンデンサ７３に存在し電源７２によって送信器５７１に
供給される作動電圧は、この作動圧に起り得る変動が電
流１６のそれに比例した変動を生ずることになるので、
出来るだけ安定圧検たれなければならないという事を注
意すべきである。この目的のために、第１にトランジス
タ５５．７６及び７７のコレクタ電流の規定値送信器５
４の電圧への帰還がないように１コンデンサ７３．７４
及び７５の容量は充分に大きく選ばれるべきであり第２
に、直流電圧源７８は必要ならば、例えば、ゼナー・ダ
イオード回路などを用いて安定化されるべきである。

本発明の装置を具備する第１図に図示された抵抗継目溶
接機の一実施例においては、第１図に示された制御範囲
切換スイッチ１９の位置における溶接用変圧器の１次側
入力抵抗は、溶接用変圧器１０の菫＝５３という電流変
換比において１．４６ｍＨのインダクタンスと０．９オ
ームの抵抗との直列接続に相当し、制御範囲切換スイッ
チ１９の他方の位置では溶接用変圧器１０のｎ−４６と
いう電流変換比１（おいて１．０２　ｍＨのインダクタ
ンスと０．６７オームの抵抗との直列接続に相当し１発
電機９は５００　Ｈｚという周波数と、［］、１３５、
Ｈのインダクタンスと０．０５オームの抵抗との直列抵
抗に相当する内部抵抗とを有し、８６３ｖ、ｅ　ｕとい
う無負荷電圧を供給し、インダクタ２は０．４１５’４
　ｍｌ（のインダクタンスと０．０１５オームの抵抗と
の直列接続によって表わすことが出来てコンデンサ６及
び７はそれぞれ６８マイクロ・ファラッド及び５０マイ
クロ・ファラッドという容量、並びに４００　Ｖ、／／
及び２００　Ｖ、（１とｕ−う許容動作電圧を持ってい
る。溶接電流７９は、第１図に示された制御電流切換ス
イッチ１９の位置において２２５　ＯＡ乃至Ｊ５００Ａ
の範囲内で匍１゛制 御可能であり、制御範囲切換スイッチ１９の他方の位置
においては、１５００Ａ乃至３１００Ａの範囲内で制御
可能である。本質的に正弦波の溶接電流７９のひずみ率
は、第１図に示された制御範囲切換スイッチ１９の位置
では最大でろ、３％であり、制御範囲切換スイッチ１９
の他方の位置では最大で４４％である。閉路角αの関数
としてのびすみ率の変化は、第１図に示された制能１節
、囲切換スイッチ１９の位置ではほぼ第１１図に示され
たＯＪ　Ｌ　Ｕ　＝１．　ｓの連続曲線に相当し、閉路
角αの関数としての溶接電流７９０制御特性はほぼ第１
４図ωＬｖ に示された二Ｆ＝１．５の連続曲線に相当する。

【図面の簡単な説明】 第１図は雷１気抵抗溶接機の溶接用変圧器の１次回路に
おける本発明の装置の一実施例であり；第２図は第１図
に示された回路装置の交番電流等価回路図であり；第６
図は第１図に示された回路配置の縮約された等価回路図
であって、この図では第２図に示された等価回路図と比
較して、発電機周波数における溶接用変圧器の１次側入
力抵抗のりアクタンス成分と発電機内部抵抗のりアクタ
ンス成分とがインダクタンスＬによって表わされ。 発電機周波数における溶接用変圧器の１次側入力抵抗の
抵抗成分と発電機内部抵抗の抵抗成分とが抵抗Ｈによっ
て表わされ、第２図にＬｓｔ　ｙ　ＲＦｅｔ。 及びＲｗｓ　ｔによって形成されたインダクタのりアク
タンス成分がＬｖ　によって表わされ、このインダクタ
の抵抗成分がＲ，Ｋよって表わされ、逆向きに並列接続
された悲イリスタが第２図におけると同様に制御スイッ
チによって表わされており；第４図は第６図に示された
非線型回路図の線型等価回路図であって、この図ではり
、、　、　Ｆｌｖ及び被制御スイッチによって形成され
た非線形回路図の部分の効果が同じ効果を生ぜしめる幾
つかの発電機によって置換されており、即ち発電機電圧
又はこの発電機電圧によって駆動される交番電流の基本
波の発電機とその奇数次高調波の発電機とによって置換
されており；第５図は複素数発電機内部抵抗と複素数負
荷抵抗とを持った回路中における本発明に係る装置の略
ゾロツク図であり；第６図は第５図にブロック２６とし
て表わされた最終制御素子の構造の一実施例であり；第
７図は第６図に示された逆向き並列接続されたサイリス
タに対するトリガー・インパルスを発生するための作動
装置、並びに、第５図の回路中を流れる正弦波交番電流
の振巾を調整するための調整可能な受動的制御部材を備
えた第５図中にブロック２４によって表わされている制
御装置の構造の一実施例であり；第８図は第６図に示さ
れた逆向き並列接続されたサイリスタに対するトリガー
・インパルスを発生するための作動装置と、作動装置に
作用するサーボ増巾器であって実際の値と規定値との間
の差によって形成される偏差がその入力側に供給される
サーボ増巾器と、測定用変圧器を通して第５図の回路と
結合された実際値送信器と、第６図の回路中を流れる正
弦波交番電流の振巾の規定値を調整するための調整可能
な規定値送信器とを備えた第５図中にブロック２７１に
より表わされている調整装置の構造の一実施例であり；
第９図は第６図に示された等何回路に対してωＬ／／Ｒ
をパラメータに用いたωＬｖ／Ｈの関数としての制御範
囲内の渇°大ひずみ率ｋｒｒＬａ工のグラフであり；第
１０図は第６図に示された等価回路圧対してωＬυ／Ｒ
をパラメータに用いたωＴＪ７／Ｈの関数としての制＠
範囲内の最大ひずみ率ｋｒｎａ、：ｔのグラフであり；
第１１図はωＬｖ／’Ｂをパラメータに用いた第３図の
等価回路中処示された被制御スイッチの閉路角αの関数
としてのひずみ率にのグラフであり；第１２図は第６図
に示された等何回路に対してωＬ／Ｒの関数としての最
低制御範囲限界における値の百分率として表わした最大
制御範囲■ア。工のグラフであり；第１３図は第６図に
示された等何回路に対してωＬｖ／Ｒをパラメータに用
いた色司り７０１−の関数としての最低制御範囲限界に
おける値の百分率として表わした制御範囲■のグラフで
あり；第１４図はｃａＬυβをパラメータに用いた第６
図の等何回路に示された被制御スイッチの閉路角αの関
数としＣの、・・制御範囲限界り。乃至Ｌｍの中で交番
られる制御特性Ｓのグラフである。 １・・・第１の電流分路、　２・・・誘導性抵抗６・・
・第２の電流分路、 屯５；　２７．２８・・・スイッチ部材（サイリスク）
１７．２３・・・最終制御素子、 ８．２４００．制御機構、　　　６，７・・・コンデン
サ１８・・・インダクタ 代理人弁理士伊藤　　輝 外ろ名 １０ Ｆ２Ｏ３ −ｆ　続　補　正　書（自発） ［１１（和５８年　７月　６１１ ！ｌ；’Ｉｌｉ’ｌ庁ｌ史官　若杉和夫　ＩＩｉツ１、
　″ハヂ１の表示 昭和５８イ１′４１［１負　１ｉｆｉ　　第１０２９３
２号２、発明の名称　　止弦波交番電流の振巾の連続的
可変制御を行う装置 ３、補１１をする者 小イ１１との関係　　！ｆ’＋　　、ｉｌ　　出［願人
パウル・オプレヒｊ・ ４、代理人 明細書中 （Ｉｌｉ４６頁第２行のＩ　ＩＪＩＪ　ｊを１ωＬＩＪ
Ｊと袖正します。 ０」と補正します。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）回路中に存在する最終制御素子とその最終制御素
   子を作動するための機構とを有してその回路中に流れる
   実質的に正弦波的な交番電流の振巾の連続的可変制御を
   行うための装置であって、その特徴として、最終制御素
   子（１７，２３）が第１及び第２の電流分路（１，３）
   の並列接続から成り、誘導性抵抗（２１’＆’第１の電
   流分路（１）中に有し、オフ状態とオン状態に切換可能
   な制御し得るスイッチ部材（４，Ｆｌ　；　２ｆ、　２
   ８）を第２の電流分路（３川コに有し、そのスイッチ部
   材は第２の電流分路中にあってそのスイッチ部材のオフ
   状態では誘導性抵抗（２）の数倍に及ぶ抵抗な持ち、オ
   ン状態では誘導性抵抗（２）がスイッチ部材（４，５；
   　２７．２８）によって形成される↓工（杭の数倍に及
   ぶ抵抗を持ち、最終制御素子を作動するための機構は、
   交流の各半波の中においてその半波の制？Ａ、ｉ１機構
   （８、２４）　によって制御し得る可変部分にわたつ大
   スイッチ部材をオフ状態からオン状態に切換えるための
   制御機構（ｓ、　ｚ４）ｋ具備する処の、実質的に正弦
   波的な交番電流の連続的可変制御を行うための装置。 （２）誘導性抵抗がインダクタ（２）によって形成され
   ることな特徴とする処の、第（１，１項記載の装置。 （３）　　インダクタ（２）のみが第１の電流分路中に
   存在することを特徴とする処の第（２）項記載の装置。 （４）最終的制御素子シ暗ま、２つの電流分路（１゜３
   ）の並列接続に直列に接続されたりアクタンスを具備す
   ることを特徴とする処の、第（１１項乃至第（３）項記
   載の装置。 （５）その１片アクタンスはコンデンサ（６、７）であ
   ることを特徴とする処の、第（４）項記載の装置。 （６）そのリアクタンスはインダクタ０沙であることを
   特徴とする処の、第（４）項記載の装置。 （７）　　そのリアクタンスはコンデンサとインダクタ
   の直列接続であることを特徴とする処の、第（４）項記
   載の装置。 （８）最終制御素子０．３）中に設けられた２つの電流
   分路の並列接続を短絡した場合における１！（１路の全
   抵抗が抵抗成分とりアクタンス成分と火有する複素抵抗
   である回路において、その交番電流の周波数におけるそ
   の複素抵抗のりアクタンス成分が誘導性であり、その交
   番電流の周波ｒ９におけるその複素抵抗のこのリアクタ
   ンス成分の大きさ対祇抗成分の大きさの比がＯ乃至２の
   間、好ましくは０．４乃至１０間に存在することを特徴
   とする処の第ｆｉ１項乃至第（７）項記載の装置。 （９）前記大きさの比は、 素ａｔ抗の抵抗成分（Ｒ１であり、ωＬ、Ｊは前記第１
   の電流分路（１）中に存在する誘導机抵抗（２）のりア
   クタンス成分ＣＩ−ｖ）　、Ｂｙはその抵抗成分（Ｒｔ
   、）であるとして、その交番電流の周波数において少く
   とも近似値としてｐ＝Ｊｒ〒ｑ＝−ｑという値を持つこ
   とを特徴とする処の、第（８）項記載の装置。 ０〔最終制御素子（ハ）の中に設けられた２つの電流分
   路（１，３）の並列接続を短絡する場合にそ力回路の全
   抵抗が」１（抗成分とりアクタンス成分とを持った複素
   抵抗となる回路に′？ｄいて、そσ）復素抵　　・抗の
   りアクタンス成分が少くとも一部はインダクタンス（Ｌ
   ｌによって形成され、その交番電流の周波数におけるこ
   のインダクタンスのりアクタンスは複素抵抗の抵抗成分
   （Ｒ１より大きく望ましくは４Ｊ（抗成分（角の少くと
   もろ倍大きいことな特徴とする処の第（１）項乃至第（
   ９）項の倒れかに記載の装置。 ＯＤ　　最終制御素子（麹の中に設けられた２つの電流
   分路の並列接続を短絡する場合にその回路の全抵抗が抵
   抗成分とりアクタンス成分と欠待った複素抵抗となる回
   路において、前記第１の電流路（１）中に存在−づ−る
   誘導性抵抗（２）のりアクタンス成分（Ｌ、）がその交
   番電流の周波数において複素抵抗の抵抗成分（Ｈの２倍
   より小さく、望ましくは高々この抵抗成分と同等である
   ことを特徴とする処の第（１１項乃至第０１項の何れか
   に記載の装置。 ０２１　　前記第１の電流分路（１）中に存在する誘導
   性抵抗の抵抗成分（−）対そのリアクタンス成分（Ｌｖ
   ）の大きさの比が０４１より小さく、望ましくは０．０
   ２５より小さいことを特徴とする処の、第０１）項記載
   の装置。 （１３）制御し得るスイッチ部材が、］φの電導方向に
   並列に接続された２個のサイリスタ（４，５；２７、２
   ８）により構成され、ている、−とを特徴とする処の、
   第（１）項乃至第（１２１項の伺れかに記載の装置。 ０４）　　第２の電流分路（３）中には２個のサイリス
   ク（４、５；２７．２８）の並列接続のみが存在するこ
   とをＬ時機とする処σ）、第（１３１項記載σ）装置。 （慢　リーイリスタ（４、５；２７．２Ｒ）はオフ状態
   からオン状態・＼の切換のために、その交番電流の撮動
   周期の２．５％より短い切換時間を必ツとすることを特
   徴とする処の、第（（（項又は第（１４）項記載の装置
   。 Ｏｅ　　最終制御素子（１′？）を作動する。Ｆ、＝め
   に設けられた制御機構（Ｆ（，２４）！主、スイッチ部
   材（４１５）をｆ′￥ｌＪ記オフ状態及びオン状態から
   成るその両切像状態の内の一方から他方へ切換えろため
   の制御し得る切換機構（４，３，４４，４７，４Ｂ、４
   ９．５０）と、その切換機構を交番電流の位相位置と同
   期させるための同期機構（３２，３７，３Ｂ、３９．４
   ０）とを持った１作動装置（至）を具備することを特徴
   とする処の、第ｆｉ１項乃至第四項の何れかに記載の装
   置。 ０７）切換機構は、交番電流の各正の半波の前Ｈの間に
   ２個のサイリスタの内の一方（４）にトリガー・インパ
   ルスを供給し交番電流の各狛の半波の前縁の間に他方の
   サイリスク（５）にトリガー・インパルスを供給する・
   ξルス発生器（４３，４４，４７，４８，４９゜５０）
   を具備し、同期機構は、交番電流の位相位置又はこの電
   流を発生する発電機電圧の位相位置を検知するための検
   知素子と、この位相位置に従ってパルス発生器を制御す
   る機構（３８，４０）とを具備することを＃ｆ徴とする
   処の、第時項及び第（Ｉ　ｆｉ１項記載の装置。 ０鵠　最終制御素子ａｒ、を作動するために設けられた
   制御機構（８）は、交番電流の個々の半波中に切換の瞬
   間の位相位置を設定するための作動装置（至）を作動す
   る調整可能な制御部材Ｃ３１）を具備し、その制御部材
   は望ましくはコンデンサ（３ｎと可変抵抗（４２）の並
   列接続によって構成されることを特徴とする特の、第０
   ０項又は第卸頂記載の装置。 Ｃ１最終制御素子（１７）を作動するために設けられた
   制御機構（８）は、交番電流の振巾を所定の調整可能な
   値に自動的に調整するための調整装置（Ｌ２４）を具備
   することを特徴とする処の、第（１）項乃至第（１７）
   項の何れかに記載の装置。 （イ）そのｇｌｉｌＪ整装置は、交番電流の振巾を測定
   するための測定装置を含む実際値送信器５３と、与えら
   れた規定値に調整可能な規定値送信器ｒ５旬と、その入
   力側に実際値と規定値との差によって形成される偏差を
   供給されその出力側で作動装置６１）に作用するサーボ
   増巾器（６）とを具備することを特徴とする処の、第０
   ５１項及び第（１９項記載の装置。 シ１）その−次側に交番電流を通プＢせしめられ、測定
   装置の一部を形成する第１の二次巻線Ｉと検知素子の一
   部を形成する第２の二次巻線曽とを備えた測定用変圧器
   ６１を具備することを特徴とする処の、第０７）項及び
   第■項記載の装置。 Ｃ邊　　本質的に正弦波的な溶接電流の”ｆＦｉ　ｒｂ
   を連続的に制御するための溶接用変圧器を具備する電気
   抵抗溶接機において、最終制御素子αηが溶接用変圧器
   θ０）の−次回路の中に存在することを特徴とする処の
   、第（１１項乃至第（２１）項の何れかに記載の装置。 Ｃ２３）　　少くとも１部が複素抵抗のりアクタンス成
   分を形成する前記インダクタンス（Ｌｌが主として溶接
   用変圧器（１０）の漏洩インダクタンス（”Ｊ２　＋　
   Ｌ、ｌ）によって形成されることを特徴とする処の、第
   （５）項、第０１項及び第（２′；！Ｊ項記載の装置。