JPS592222B2 - 多搬送波同時変調信号復調方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は多搬送波を同時変調した信号の復調方式に関す
るものである。

近時多搬送波同時変調方式が大量のデータを能率よく送
るために用いられるようになつている。

一般の電話回線１回線を用いる多搬送波同時変調方式に
於て信号継続長は２０ｍｓ程度に取られている。しかし
、この変調方式の信号が通る回線料に国際回線の中には
応々にして陸線区間が長く、この区間に於て定期点検、
装置切換、電源瞬断に起因するインパルス雑音が例えば
一昼夜に数十回も発生するものがある。このような通信
品質に影響をおよぼすインパルス性雑音のほとんど全部
が継続長２ｍｓ以下、すなわち、信号継続長の−程度で
あり、その場合誤りは全搬送波の数％程度の搬送波に於
て発生する。

従来の多搬送波同時変調方式ではこの誤りに対する積極
的な対策を講じていないため悪い回線の場合全体として
の誤字率が１０−５程度に劣化する。本発明は上記イン
パルス性雑音のほとんど全部を占める短かいインパルス
性雑音の影響を大幅に減少させることのできる多搬送波
同時変調信号復調方式を提供するものである。

本発明の構成、動作を説明する前に本発明の動作原理に
ついて説明を行なうが、本発明の動作原理の理解を容易
にするために多搬送波同時変調方式についてまず説明を
行なう。

多搬送波同時変調方式に於ける送信信号ｆ（を）の時間
関数は、 ｆ（を）■・ Σ （ａｎｃｏｓ２πｎｆｔ＋ｂｎｓｉ
ｎ２πｎｆｔ） （１）で表わされる。

情報はそれぞれ余弦振幅ａｎおよび正弦振幅ｂｎに乗せ
る。この方式に於てはｆ（を）（２）の間にわたり継続
する信号（以下バーストという）を取り扱う。

多搬送波同時変調信号はバーストとバーストの間に過渡
応答に対する遷移期間をはさんで異つた情報を乗せたＴ
秒毎のバーストが次々に送られる。復調動作はこれらｌ
バースト毎に独Ｔ′ Ｔ立なのでここではーー秒よ
り一秒の間のバーストのみについて考える。

復調は２ｊ − ｆ（ｔ）ＣＯｓ２πＮｆｔｄｔ−ＡＯ（３）Ｔ
／Ｊｆ（ｔ）Ｓｉｎ２πＮｆｔｄｔ−ＢＯ（４）Ｔが成
立することにより行われる。

すなわちＡＯとＢＯ以外の他のチヤンネルの影響は式（
３），（４）に見られるように現れない。この方式に於
て、送信側より送り出された信号ｆ（ｔ）に伝送途中で
雑音ＦＩ（ｔ）が加算されて受信された場合、式（３）
，（４）の動作が乱され復調誤差を生じる。ｆ（ｔ）と
ＦＩ（ｔ）の和の入力信号をＦＲ（ｔ）とする。すなわ
ちｆ昆ｔ）−ｆ（ｔ）＋ｆ１（ｔ） （５）
この場合の復調値令，≦評を求めるとＲｖ （６） −ー （７） となる。

ＣＯ，ｄＯは第ｎチヤンネルにおいて雑音ＦＩ（ｔ）に
よつて生じた復調誤差である。ここで判定について検討
する。多搬送波同時変調方式はデイスクリートな値を取
り扱かう方式であり、あるきめられた数個の余弦および
正弦振幅値の組合せ誘◆：中：神＝＝：簡，？冨どの組
合せに最も近いかを判定することにより情報の伝達を行
なう。

Ａｎ，ｂｎの組合せは２次元平面上に示すことができ、
この二次元平面上の（ＡＯ，ｂＯ）で表示する点をＳＯ
とし、（？，Ｍ≧）で表示する点を孟とする。一般にこ
れら２次元平面上の点を信号点と呼ぶ。ここで４相位相
変調の場合について図１を用いて説明する。

４相位相変調の場合ＳｎはＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４点のうち
の１点を取る。

今ＳＯがＡ点である信号が送信されており、それがｆ（
ｔ？）たＺ５＼め誤差が生じ、受信側でＳＯとしてＥ点
の値が得られたとすると、この場合のＦＩ（ｔ）の成分
ＣＯおよびＤｎは図１中に示す値を取る。

判定領域を図１に於て点線で示す基準軸から４５判の角
度を持つ直線で区切るものとすると、Ｅ点すなわち？。
の判定値ＳｎはＡ点でありＳＯに等しく、この場合判定
誤差を生じない。すなわちこの場合復調誤差ＣＯ，ｄｎ
は判定誤差を生ぜしめない。ところがＳｎはＡ点であり
？。がＦ点である場合は、判定値八はＤ点となり判定誤
差を生じる。他のチヤンネルについても事情は同じであ
る。次に、本発明の理解を助けるために簡単なフーリエ
級数展開に関する数学的事実について説明しておく。

今関数ｇ（ｔ）が周期Ｔ（６）を持つときｇ（ｔ）は０
０・ ｇ（ｔ）＝ Σ （ＰＯｃＯｓ２πＮｆｔ＋Ｑｎｓｉｎ
２πＮｆｔ） （８）ＮＯＯ但し Ｔ Ｐ。

−ハｇ（ｔ）ＣＯｓ２πＮｆｔｄｔ（９） ＱＯ−づ− ｇ（ｔ）Ｓｉｎ２πＮｆｔｄｔ（９）で表
わされる。

ｇ（ｔ）のこのような分解は一通りしかない。これを分
解の一意性と呼ぶ。上式に於て一 １Ｔ（５ｆの間に
は式（２）に示す了−Ｔなる関係がある。

Ｔ 、Ｔこのことを別の見方をすればーーから一まで
のバ−スト区間上のみで定義されている時間関数は式（
８）に示すようにｆヘルツおきの正弦波状の波の集合で
表わされ、その場合の係数Ｐ。

，ｑＯ等はその定義域におけるｇ（ｔ）について（９）
，（１１の演算を行なえことにより求められる。式（８
）は式（１）を拡張した形になつており、多搬送波同時
変調方式はこの形の信号を取り扱かう。又これらの復調
は式（９），（１０）に従つて行われる。これらの式が
多搬送波同時変調の基礎をなす。さてここでｇ（ｔ）は
式（８），（９），α０）によりｆヘルツおきに分解で
きるが、その分解法の上記一意性に基き記述を簡単にす
るため、次のように表わす。ＵＯ（ＰＯ，ｑＯ，ｔ）＝
ＰｎｃＯｎ２πＮｆｔ＋Ｑｒｌｓｌｎ２πＮｆｔ（１１
）又上記のＰ。

，ｑＯを一まとめにした２次元ベクトル（ＰＯ，ｑＯ）
をＲＯとし、式（１１）の左辺を書き変えればＵｎ（Ｒ
ｎツｔ）０ｕｎ（ＰｎラＱｎラｔ） （１２）
となる。

以上の従来方式に関する説明およびフーリエ級数展開に
関する記述をもとに本発明の説明を行なつＯ本発明は多
搬送波同時変調信号の復調に於て、前述した雑音ＦＩ（
ｔ）が判定誤差に及ぼす影響を軽減するもので本発明は
多搬送波同時変調信号の復調に於て、前述した雑音ＦＩ
（ｔ）が判定誤差に及ぼす影響を軽減するもので本発明
の適用条件として（１）雑音電力が比較的軽度であり、
その程度が従来形の多搬送波同時変調信号にｆ（ｔ）が
混入し、その結果全チヤンネルのうちわずかなチヤンネ
ル、一 、 １例えば全チヤン
ネルの一位に判定誤差が発生する程度又はそれよりよい
回線状態であること、（２）ＦＩ（ｔ）がインパルス性
、例えばＦＩ（ｔ）の継続時間がＴの一程度以下である
こと、の２条件が成立１０ゝするときは、本発明は従来
方式に比し後に操作（Ｄの項で詳細に説明するように、
この場合雑音による誤差電力が１００分の７程度に減少
するので、判定誤差を１００分の７程度に減少させるこ
とができる。

前述した如く、これら２つの条件を実回線におけるイン
パルス性雑音の殆んど全部が満している。以下本発明の
基本について操作順序に従つて説明していく。

本発明に於ても送信信号は式（８）にＰｎ−０（ｎ−０
，ｎ＞Ｎ）の条件を与えて得られる式（１）で与えられ
るｆ（ｔ）である。操作は次の通りである。（Ａ） ゛
受信された式（５）で与えられるＦＲ（ｔ）につき式（
６），（７）の演算操作を用いて沓。

，全。を算出しそれらの組Ｓ。を各ｎ（ｎ＝１・・・Ｎ
）信号エレメント毎に求める。゛，，△ （Ｂ） ゛ＳＯをもとにしてその変調方式の区域判定機
構により公。

が２次元的にどの区域上にあるかを判定し、その区域に
対応するＩ。を求めることにより判定値〈。を求める。
”例えば図１の例では会。

がＥ点に落ちる場合その全。に対するＩＯはＡ点であり
、この場合１０には判定誤差を含まずＦ点のＩ。はＤ点
であり判定誤差を含んでいる。通常の多搬送波同時変調
信号はこれらのＩＯが出力となる。（Ｃ） “Ｆｄ（ｔ
）−ＦＲ（ｔ）−ΣＵＯ（Ｓｎ，ｔ）を計算しｎ−１て
得る。

”ここでＦｄ（ｔ）は予測誤差の関数、ＦＲ（ｔ）は入
Ｎ力信号、。

？１Ｕ０（〈。，ｔ）は判定値〈。を与える入力信号の
推定値であり、これをＦ。（ｔ）とおく。以下上式につ
いて説明を行なう。Ｉｎは判定誤差を含まない限り正し
い送信信号点ＳＯ＼９′と同じであるが判定誤差Ｓｎを
含む場合をも考慮に入れて＼／ ら−ＳＯ＋ＳＯ（ｎ＝ｌ・・・Ｎ） （１６）ら−
０ （ｎ＋１・・・Ｎ） （１６γと書ける。

式（自）″におけるｎ（ｎキ１・・・Ｎ）は信号が送信
されてないことが判明していることにより得られる。従
つて式（自）″よりＳＯ−０
（１７）（ｎ＋１・・・・・・Ｎ）ＳＯ−０
（１８）が明らかである。

ここでＦｄ（ｔ）を次のようにおくｆｄ（ｔ）＝。

？０Ｕ０（気一〈。，ｔ） （１９）この関数の性質
を順次調べていく。これは次のように書きなおせる。０
０００ｆｄ （ｔ）：ｏ？０ｕｎ（Ｓｎ′ｔ）−ｏ？０ｕ０（｝１ｔ
）（イ）これに式Ａ６）′を代入して ｆｄ（ｔ）一ΣＵＯ（♀１，，ｔ）−ＦＯ（ｔ） （
２１）ｎ＝０これが Ｆｄ（ｔ）−ＦＲ（ｔ）−Ｆ６（ｔ） （
２２）と書ける。

式の″は式（社）より式（６），（７）および式００を
用いて変形できる。ここで式（自）にもどり引続き考察
する。Ｆｄ（ｔ）は式（自）を用いることにより〔Ｆｄ
（ｔ）一ΣＵｎ（？。−Ｓ。」ζ，ｔ）ｎ−０００ω 一ｎγ０ｕｎ（？−Ｓｎ，ｔ）−。

Σ０ｕｎ（ζ，ｔ）（２３）〕式（至）の構成成分のう
ち第１項を 〔 Σ Ｕｎ（Ｓｎ−ＳＯ，ｔ）−ＦＲ（ｔ卜ｆ（ｔ）
（２４）〕ｎ−０とし、これをＦＩ（ｔ）とおく。

又第２項をΣＵＯ（γ。，ｔ）一ΣＵＯ（ＹＯ，ｔ）
（（５）Ｎ２Ｏｎ：：１とし、これをＦｅ（ｔ）とおけ
ば、 Ｆｄ（ｔ）−ＦＩ（ｔ）−Ｆｅ（ｔ）
（２６）となる。

ｆ（ｔ）は雑音の時間関数であり、Ｆｅ（ｔ）は判定誤
りに対する時間関数である。ここで＼／Ｓｎ−ψＳｎ↑
ｎ−ＳＯ） （η）と記述する。

（ｆ）Ｓｎは送信信号ＳＯに依存する△関数である。

この関数はＳ。−ＳＯすなわち受信Ａ側における信号点
ＳＯと正しい信号点ＳＯの差を２次元的に量子化する関
数を表わし、例えば図１に於てＳｎがＡ点で公。

かＥ点であると△ φＳｎ（Ｓｎ−Ｓｎ）は零となり、例えばＳｎがＦ点に
なるとφＳＯ（ぐ。

−ＳＯ）は図１に示す（−ｃ′Ｎ，−ｄ′ｎ）という値
を取ることになる。式（５）を式（至）に代入すること
によりｆｅ（ｔ卜。

主，Ｕｎ（ψＳＯ（亀−Ｓｎ），ｔ）（２８）となる。
式（支）と式（至）を比較することにより、Ｆｅ（ｔ）
の構成成分を決定するφＳＯ（公。−ＳＯ）はＦＩ（ｔ
）の構成成分を決定する公。−ＳＯが２次元的に量子化
されたものであることが良くわかる。Ｆｄ（ｔ）は式（
２６）に示すようにＦＩ（ｔ）とＦｅ（ｔ）の差である
。ここでの計算操作（ｃ）はこの予測誤差の関数Ｆｄ（
ｔ）を求める操作であり、次の操作（１））は後述する
ように予測誤差の関数Ｆｄ（ｔ）から判定誤りに対する
時間関数Ｆｅ（ｔ）の影響を除き、雑音の時間関数ＦＩ
（ｔ）に関する必要な情報を得ようとする操作である。
ところで式（２８），（２４）に関して述べたことでも
わかるように、一方が他方の量子化された形になつてい
るため、ＦＩ（ｔ）が存在してＦｅ（ｔ）が無いという
ことは一般にはあり得ない。そこにＦｄ（ｔ）よりｆ（
ｔ）を推定するむずかしさがある。しかしながら誤りの
発生の少ない場合、例えば、前述の条件（１）が満され
る場合には、Ｕｎ（公。−ＳＯ，ｔ）があつてもＵＯ（
φＳＯ（公。−ＳＯ），ｔ）が零のチヤンネルｎ（ｎ二
１・・・Ｎ）が多いので、ＦＩ（ｔ）の電力よりもＦｅ
（ｔ）の電力が小さくなる。ここでの減少についての大
まかな考察を行なう。今、ＵＯ（食。

−ＳＯ，ｔ）の電力をＥとすればＴＥ＝Ｓ２ＴｕＯ２（
ｑ−Ｓｎ，ｔ）Ｄｔ ＝−（ＣＯ２±ＤＯ２）Ｔ （２９）で表
わされる。

ここでＣｎ，ｄＯはｔ−Ｓｎの成分でぁる。今誤りの生
じないチヤンネルｎについてこのＥの平均値がＡ２（ワ
ツト）であつたとする。又同じく誤りの生じたチヤンネ
ルｎに対応する式（２９）のＥの平均が９Ａ２（ワツト
）であるとする。このよう媚合条件（１）が満足されて
いる時の皐０この電力は、総チンネル数（誤らないチヤ
ンネルの割合×誤らないチヤンネルの平均電力＋誤りチ
ヤンロレの割合Ｘ誤りチヤンネルの平均電力）でありＮ
（０．９×Ａ２＋０．１Ｘ９Ａ２）となる。同じくＦｅ
（ｔ）の電力は式（２７）による量子化のために誤らな
いチヤンネルの平均電力が消え誤まりチヤンネルの誤差
電力利Ｎ（イ）５１Ｘ９Ａ２）だけが残り電方的にＦ，
（ｔ）の『となる。このため式（２６）にかんがみＦ，
（ｔ）をＦＩ（ｔ）として用いるには相当な誤差を含む
ものとな偽しかしながら条件（１）と共に条件２が満足
される場合、ＦＩ（ｔ）の存在時間（これをＰ期間とい
う）に於ける動作に関しては以下述凹るように相当正確
な情報が得られる。ＦＩ（ｔ）が条件（２）を満してイ
ンパルス性である場合、これの構成成分Ｕ。（ＳＯ−Ｓ
ｎ，ｔ）の全ての位相がそのインノ勺レス中心でほぼ合
致している。さらに、その附近のＵ。？≧ＳＯ，ｔ）の
符号を除いた平均値はＵＯ（心訃ＳＯ，ｔ）の振幅の平
均値に等しくその平均値は式（２９）よりＶ］？＝九と
なり前の仮定すなわち誤りのないチヤンネルのＥの平均
値がＡ２，誤りのあるチヤンネルのそれが９Ａ２である
ということから誤りのないチヤンネルについては！人（
ボルト）、誤りのあるチヤンネルについては３！？内（
ボルト）となる。従つてその中心のいたｆｌ（ｔ）の値
はＮ（０．９Ｘφ＋０．１×３×φ）となる。

この値のうちＮ×０・９×ＶＴＡの部分はＦｅ（ｔ）に
２次元的に量子化された時点で消える。すなわちこの中
心に於けるＦｅ（ｔ）の０．２５倍となる。これらのこ
とを考えるとＰ期間においてｆｌ（ｔ）はＦｄ（ｔ）を
観測することにより求まる。もう少しくわしく述べれば
、Ｐ期間に於てはＦＩ（ｔ）のインパルスの形状は余り
誤りを含まず保存される。Ｆｅ（ｔ）はＦＩ（ｔ）にく
らべて相当なたらかな波形になる。以上述べたことがら
によると、条件（１），（２）｝が満足された場合ＦＩ
（ｔ）のＰ期間における動作はＦｄ（ｔ）を見ることに
よりよくわかり、特にｆ１（ｔ）の継続時間についてｃ
ガｄ（ｔ）をスライスすることにより容易に求まること
がわかる。このスライスレベルは例えば上記の議論に従
づて士÷！τ八（ボルト）程度に固定するのがよい。以
上で操作（ｃ）の説明を終る。（Ｄ） “Ｆｄ（ｔ）を
見て条件（１），（２）を共に満すかどうが判定する。

”Ｆｄ（ｔ）の電力がめまりにも大きくＦｄ（ｔ）の電
力０．５とｆ（ｔ）の電力の比が一と固定した値を超す
と条条（１）を満さないとする。

又操作（Ｏに関して述べたことによりＦｄ（ｔ）をある
レベル例えば上記±ＩＮＶＩＡ（ボルト）程度でスライ
スし、それ以上のレベルの信号の継続時間を測定し、そ
の時間がＴの、以下でないと条件（２）を満足しないと
する。この操作で条件（１），（２）が共に満足された
場合に限り次の操作に移り、そうでないときは操作（Ｂ
）の出力、すなわち通常の多搬送波同時変調信号の出力
を本発明の出力とする。すなわちこのような場合は本発
明を適用しない。操作（Ｃ），（Ｄ）に関して述べたこ
とを図示すると図２のようになる。図２（ａ）が１バ―
スト長Ｔ秒中のＦＩ（ｔ），Ｆｅ（ｔ）を示したもので
ある。ｆｌ（ｔ）は入力信号にまじつて受信されるがそ
の波形およびＰ期間は図示のようである。ｆ１（ｔ）に
より発生する判定誤差の関数（ｔ）の電力はＦＩ（ｔ）
の下程度で波形は相当なだらかであり、Ｐ期間における
電圧値はＦＩ（ｔ）の】程度となる。ｆｌ（ｔ），Ｆｅ
（ｔ）が図２ａに示すようなものである時、それに対応
するＦｄ（ｔ）は両者の差となり、図２ｂに示すような
波形になる。Ｆｅ（ｔ）とｆＩ（ｔ）の電圧のＰ期間に
おける比は］程度であるから、図のようにスライスレベ
ルｓをＦｄ（ｔ）一Ｆｅ（ｔ）の台程度の値である士？
Ｎ斗に選べば図２ｂに示す誤りのないＰ期間の推定が行
える。Ｄ ″前の操作（Ｄ）で求めた信号がスライスレ
ベル以上となる期間をＰ期間であると見なしこれの時間
で、Ｐ期間中では判定値τ。を与える入力信号の推定イ
釘。（ｔ）の新しい時間関数ＦＨ（ｔ）を作るＩｆＨ（
ＴＸま雑音ＦＩ（ｔ）の影響がＦＲ（ｔ）よりも小さい
。これは次のように説できる。すなわち、式（２２）（
２６）及び式（２４）に関連する条件：ｆ１（ｔ）＝Ｆ
Ｒ（ｔ）ｆ（ｔ）より次式が導ける。ＦＯ（ｔ）（−Ｆ
Ｈ（ｔ））＝Ｆｅ（ｔ）＋ｆ（ｔ） ・・・・・・（３
０）この式（３０）と式（５）を比較するとき、Ｐ期間
においては、操作０の説明で述べたように、ＦＨ（ｔ）
に含まれる誤差Ｆｅ（ｔ）はＦＲ（ｔ）に含まれる誤差
ｆ（ｔ）の電圧で０．２５倍、電力で０．０７倍であつ
て、非常に小さい。

次の操作は操作（Ｆ），（９でありこれはそれぞれ操作
（Ａ），（Ｂ）と同じ操咋をＦＲ（ｔ）に代つてＦＨ（
ｔ）について行うもので、これにより雑音の影響を上記
操作（ト）の説明に述べたように少くして判定できイン
灼レス性雑音に音い通信が出来る。

操作（Ｄ，（Ｇをあらためて書くと次の通りである。Ｆ
） “ＦＨ（ｔ）につき式（６），（７）を用いてこの
場合の番。

，心。すなわちそれの組？。に相当する夕杼，ｔ評。ｏ
″で己＝Ｃ：ｌ蟲゜゛以上本発明について基礎的な説明
をしたが次に本発明の構成動作の説明を行なう。

図３が本発明の構成図である。

この図は今迄述べて来た本発明の基礎的な説明に従つて
働く。構成はデイジタル構成としたがもちろんアナログ
構成でも同様な性能が得られる。この図に於て、１はパ
イロツトフイルタ、２はバースト制御器、３は情報処理
部クロツク源、４は搬送波発生器、５は回線部クロツク
源、６はサンプラ、７はサンプラ群、８は検波器、９は
ＦＲ（ｔ）メモリ、１０は搬送波メモリ、１１は判定器
、１２はＦ。（ｔ）発生器、１３は減算器、１４はＦｄ
（ｔ）メモ１八１５はＦＨ（ｔ）作製器、１６はＰ期間
決定器、１７は電力判定器、１８はＰ期間長判定器、１
９はアンド演算器、２０は並列検波判定器、２１は切替
器である。なお、これらの各部をまとめた３０はクロツ
ク部、４０は回線部、５０は情報処理部である。端子１
００は人力端子で、端子９００は出力端子である。以下
この実施例を今迄述べて来た基礎的な説明をもとに説明
する。多搬送波同時変調方式はＴ秒間続くバースト期間
とその後に続く短期間の遷移期間がくり返し伝送される
方式である。図３に於てクロツク部３０は全期間を通じ
て働らき、回線部４０は主にバースト期間中に働らき、
情報処理部５０は主に遷移期間中に働らく。まずクロツ
ク部３０の動作から順次説明する。パイロツト信号はＮ
ｆｆｌｚの最高搬送波の更に高域側に配置され、ＦＨｚ
の倍数の搬送波をＴ秒間より少し長い周期に対応する正
弦波で変調したものである。この信号をパイロツトフイ
ルタ１で抜か取る。搬送波発生器４はさらに狭帯域なフ
イルタでパイロツト信号の搬送波のみを取り出し、その
周波数を逓降てＣＯｓ２πＦｔの形式の信号を作り、こ
れより式（３），（４）に表わされるＣＯｓ２πＦｔ，
ｓｉｎ２πＦｔ（ｎ＝１・・・Ｎ）の各搬送波を作る部
分である。バースト制御器２はパイロツト信号をエンベ
ロープ検波して変調信号を取り出し、これよりバースト
期間と遷移期間を区別する信号を取り出す部分である。
バースト制御器２はバースト期間中は″ｌ′″の信号を
出し又遷移期間中は“０“の信号を出す。回線部クロツ
ク源５はバースト制御器２の立上りで、起Ｔ動され、適
当なサンプリング間隔、例えば？秒毎に１回のクロツク
パルスを出す。

これは回線部４０の各構成部分６〜１０の動作クロツク
となる。このクロツクパルスを用いるバースト期間Ｔは
２０１個のタイムスロツトに分けられる。このタイムス
ロツトの番号を以下タイムスロツト番号と呼ぶ。情報処
理部クロツク源３はバースト制御器２が“Ｏ”を出して
いる時にのみ働らき遷移期間中に情報処理部５０を働ら
かせる高速のパルスを出す。これは情報処理部５０の各
構成成分１１〜２１を動作させるクロツクとなる。次に
回線部４０の説明に入る。

入力端子１００には送信側より出た弐（１）で示される
信号ｆ（ｔ）が伝送路で雑音ｆ１（ｔ）により汚せんさ
れ式（５）で示されるＦＲ（ｔ）となつて入力する。サ
ンプラ６は上述した回線部クロツクの源５から出たパル
スに従いＴ？秒ごとにこれをサンプリングする。

又サンプラ群７は搬送波発生器４からのＣＯｓ２πＮｆ
ｔ，ｓｉｎ２πＮｆｔ（ｎ−１・・・Ｎ）の２Ｎ個の出
力をサンプラ６と同期してサンプリングする。以下図３
に於てサンプラ群７の前後に示したように多リードの結
線は二重線であられし、単リードの結線は一重線であら
れす。サンプラ群７の出力は順次搬送波メモリ１０へ入
力する一方検波器８へ入力する。検波器８では上記６，
７の出力をもとに各チヤンネル毎の検波を行なう。次に
情報処理部分５０の説明を行なう。

情報処理部５０の各構成部分は遷移期間中に情報処理部
クロツク源３の出力に駆動されて、検波器８，ｆＲ（ｔ
）メモリ９、搬送波メモＩ川０の各出力をもとに働らく
。まず検波器８出力をもとに判定器１１が例えば図１の
判定過程によりＡｌ，ｂｌ，・・・ＡＮ，ｂＮの２Ｎ個
の情報を発生する。すなわち端子８００は２Ｎ個の端子
より構成される。なお判定器１１は従来の多周波同時変
調方式の判定と同じく、例えばＲＯｍを用いた象限判定
ロジツクを用いて構成すればよい。判定器１１の出力は
Ｆ６（ｔ）発生器１２へ入力する。ここでは前述のＦＯ
（ｔ）を発生する。減算器１３はＦＲ（ｔ）メモリに蓄
えられているＦＲ（ｔ）の値とＦ６（１）発生器より発
生したＦＯ（ｔ）との差を対応するタイムスロツト番号
毎にとる部分である。この部分は式（２２）の演算をす
る部分である。減算器１３はＦＲ（ｔ）メモリ９の出力
Ｆ６（ｔ）発生器１２の出力との減算を行ない、その出
力は２０１個の単一メモリから構成されるＦｄ（ｔ）メ
モリ１４に並列的に送られる。メモリ１４の出力端子７
００はやはり２０１個の端子より構成される。Ｆｄ（ｔ
）メモ１月４の出力はＰ区間決定器１６に送られここで
Ｐ区間が決定される。又Ｐ区間決定器１６の出力がＰ区
間長判定器１８に送ら法ここで条件２が満されるかどう
かを判定し、満されると判定した場合は“１゛、他の場
合は“０”を出す部分である。又電力測定器１７はＦｄ
（ｔ）メモリ１４の出力をもとにＦｄ（ｔ）の電力を計
算し条件（１）が満されるかどうか判定し満されると判
定した場合は″１″他の場合は″０′″を出す部分であ
る。アンド演算器１９はその入力が゛ｌ”すなわち条件
（１），（２）が共に満足されている時“ｌ“を出力す
る部分である。ＦＨ（イ）作成器１５は前述したＦＨ（
ｔ）を作る部分である。ＦＨ（１）作成器１５はＰ区間
決定器１６出力が“ｌ”のタイムスロツト番号、すなわ
ちＰ期間内のタイムスロツトに於いてはＦ。（ｔ）発生
器１２の出力を通し、それ以外はＦＲ（ｔ）メモリ９の
出力を通す部分である。このためＦＨ（ｔ）作成器１５
の出力は操作Ｄで述べたＦＨ（ｔ）となる。並列検波判
定器２０はＦＨ（ｔ）を検波し又判定をも行なう部分で
ある。これの判定部分も前述の判定器１１と同じく行え
ばＲａｒｌを用いた象限判定ロジツクで構成できる。こ
れは検波器８と判定器１１の直列接続と同じ働きをする
が並列動作を行う点が異なる。切替器２１はアンド演算
器１９より″１”が来るとき、すなわち条件（１），（
２）が共に満されるときは並列検波器２０の出力を通し
、“Ｏ”が来るときはＦＲ（ｔ）メモリ９の出力を通す
切替器である。判定誤りの少ない出力がこのように切替
器２１出力として得られる。並列検波判定器２０の出力
をＦ６（４）発生器１２にもどしこれをＦ６（イ）の代
りに用いＦ。

（ｔ）発生器１２、ＦＨ（ｔ）作製器１５および並列検
波判定器２０を２度働かせるとさらに雑音の影響が少く
できる。このルートを黒い太線で示してある。情報処理
部５０の以上の動作が終ると、図３のクロツタ部３０の
各部以外は動作を停止し、バースト制御器２がバースト
期間のしるしである″ｒを出すのを待つ。１゛が出ると
同時に回線部４０が働きき初める。

ノ ブ なお図３の構成に於て雑音が無いか軽微な場合について
考えて見る。

この場合はＦＲ（ｔ）メモリ９の出力であるＦＲ（ｔ）
が並列検波判定器２０で検波判定されたものが出力とな
るが、この値は判定器１１の出力と同じものであり結局
本発明を用いた動作が行われる。この場合誤りを生じる
ことがあるが、その場合は条件（２）が満足されていな
い場合であり本発明では救えないものである。次に今迄
述べた各部の具体的構成例について述べる。

まず、搬送波メモ１川０は図４のようになつている。す
なわちサンプリングされた各ＣＯｓ２７ｒ：Ｎｆｔ，ｓ
ｉｎ２πＮｆｔ（ｎ−１・・・Ｎ）の信号はそれぞれ１
ｃ・・・Ｎｃ，ｌｓ・・・Ｎｓの各シフトレジスタにそ
れぞれの端子を通つて順次入力される。その結果バ一Ｔ
ストの終りにはサンプリング間隔が？秒であると各シフ
トレジスタには２０１個のデータが収納される。

これらのデータはそれぞれ図４に示されるように出力に
接続されており、これに図４に示すようにタイムスロツ
ト番号に対応する番号を付けることにする。例えばバー
スト期間の終りにＣＯｓ２πＮｆｔに関する最後のサン
プル値は１Ｃ−２０１端子に発生し、又例えばＳｉｎ２
πＦｔに関する最初のサンプル値はＮｓ−１端子に発生
する。こＴのように端子はサンプリング間隔が例えば？
秒だと２ＮＸ２０１個の端子より成り立つ。

以後は簡単のためサンプリング間隔がこの値であるとし
て説明を進める。このように図３の構成に於ては演算は
おおむね並列的に行われる。またＦＲ（ｔ）メモリ９は
図５に示すように搬送波メモリ１０の構成要素の一部分
のみから成る構成となつており、一つのシフトレジスタ
から成る。

９は１入力２０１出力の回路である。

出力側１の番号はタイムスロツト番号に対応する。次に
検波器８の構成について述べる。

８においてはバースト期間中にサンプラ６の出力と、サ
ンプラ群７の山力の乗算および積分が行われる。

これの第ｎ搬送波（ｎ−１・・・Ｎ）についての動作の
アナログ的表現が式（６），（７）の左半分に示されて
いる。検波器８の構成を詳細に示すと図６のようになる
。８１は乗算器群であり、８２は積分器群である。

バースト期間の終りに判定器１１に端子４００を経由し
て？１，ｔ１−↑Ｎ，官Ｎの信号が送られる。この信号
は次のバースト期間の終り迄変化しない。端子４００は
このように２Ｎ個の端子より成る。以上で回線部４０の
各成分の構成について説明したが、次に情報処理部５０
の各部分の構成について述べる。まずＦ。

（１）発生器１２の構成につき図７に従い説明する。１
２１は乗算器群であり、１２２は総和器群である。

端子６００は図４について説明したように１ｃ１〜Ｎｃ
２Ｏｌおよび１ｓ１−Ｎｓ２Ｏｌ迄の２Ｎ×２０１端子
から成り、端子８００は２Ｎ端子より成る。図７に示す
Ｆ６（ｔ）発生器１２は結局式（３０）によるＦ。（ｔ
）を発生する部分であり従つてＦ。（ｔ）発生器１２は
出力Ｆ６（ｔ）の２０１個のタイムスロツトに対応して
２０１個の端子より成る。Ｐ区間決定器１６は図８に示
すとおり２０１個のスレツシユホールド判定器より成る
スレツシユホールド判定器群１６１より構成される。

Ｐ区間決定器１６の入力、出力につき図８に示すように
対応するタイムスロツト番号を付ける。スレツシユホー
ルド判定器は操作（Ｃ）の説明の終りで述べたように符
号を除いたＦｄ（ｔ）の値力′５２２ＮＶＡスボルトよ
りも小さければ″０”を出し大きければ“１″″を出す
判定器である。Ｐ区間長判定器１８は図９に示されるよ
うにＰ区間決定器１６の出力を総和しその総和値が例え
ば全バースト期間長Ｔの一に相当する２０以下であると
条件（２）が満されていると判定し“ｌ“の出力を出し
２１以上であると“０′″の出力を出す部分である。

１６１は総和器、１６２は判定器である。

電力測定器１７は図１０に示されるようにＦｄ（ｔ）メ
モリ１４に於ける各タイムスロツトに対応する各出力を
２乗し総和し、それが操作（Ｄの最初で説０．５明した
ように例えばｆ（ｔ）の電力の一を超えなければ条件（
１）が満されるとして“１”を出し、他の場合は“０”
を出す部分である。

１７１は乗算器群、１７２は総和器、１７３は判定器で
ある。

ＦＨ（ｔ）発生器１５の構成は図１１に示される。これ
の動作は前述したがこの図に於て１５１はゲート群であ
りこれの各構成物分は、図１１に於てその構成成分の上
方より入力する信号が″１″′の場合は左方よりの信号
をそのまま通し“０“の時は通さないものである。１５
２はインバータ群でこれの各構成部分は“ｌ′″を″Ｏ
′″に″Ｏ″を“１゛に変換して出力する部分である。

１５３は総和器群である。

並列険波判定器２０の構造を図１２に示す。

２旧は乗算器群、２０２は総和器群、２０３は判定器群
である。

判定器群２０３は判定器１１と同じ機能を持つものであ
る。２０２は出力が，ＴＯ（ｎ−１・・・Ｎ）２０３出
力が響。

，ＩＯ（ｎ＝１・・・Ｎ）である。丸，青。および〒。
，苧。については操作（Ｅ）および（Ｆ）の所で説明し
た。最後に本発明の基礎的な説明と図３の関係について
述べることにより図３の実施例の動作を総合的に説明す
る。

操作囚は検波器８により行われる。その際の搬送波は搬
送波発生器４よりサンプラ群７を通じて供給される。操
作（Ｂ）は判定器１１により行われる。操作（Ｃ）は減
算器１３に於てＦＲ（ｔ）メモリ９と出力Ｆ。（イ）発
生器１２出力との差を取ることにより行われる。操作（
１））はＰ区間決定器１６，電力判定器１７、Ｐ区間長
判定器１８およびアンド演算器１９により行われる。操
作（Ｅ）はＦ。（ｔ）発生器１２、Ｐ区間決定器１６お
よびＦＨ（ｔ）作製品１５により行われる。操作（Ｆ）
，（９は並列検波判定器２０で行われる。なお条件（１
），（２）が満足されないときは切替器２１の作用で判
定器１１の出力が図３の構成の出力となり、通常の多搬
送波同時変調方式と同じ動作をする。以上詳細に述べた
ように、本発明は復調判定結果より得た入力信号の推定
値と実際の入力信号の差の予測誤差の関数をもとにイン
パルス継続時間を求めこの継続時間中は入力として実際
の入力信号の代りに上記入力信号の推定値を用いた新た
な入力信号を構成することと、この新たな入力信号への
雑音の影響が元の入力信号への雑音の影響に比べて非常
に小さくなつているのでこれを復調判定することにより
インパルス性雑音に強い受信動作を行うことが出来る。

【図面の簡単な説明】

図１は本発明を適用するｌ例として４相位相変調波の判
定原理を説明するための２次元平面図、図２は本発明の
基本操作を説明するための波形図、図３は本発明の実施
例を示すプロツク図、図４は本発明に用いる搬送波メモ
リの１例を示すプロツク図、図５は本発明に用いるＦＲ
（ｔ）メモリの１例を示すプロツク図、図６は本発明に
用いる検波器のｌ例を示すプロツク図、図７は本発明に
用いるＦＯ（１）発生器の１例を示すプロツク図、図８
は本発明に用いるＰ区間決定器の１例を示すプロツク図
、図９は本発明に用いるＰ区間長判定器のｌ例を示すプ
ロツク図、図１０は本発明に用いる電力測定器の１例を
示すプロツク図、図１１は本発明に用いるＦＨ（ｔ）発
生器の１例を示すプロツタ図、図１２は本発明に用いる
並列検波判定器の１例を示すプロツタ図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号の余弦振幅値と正弦振幅値を求め、該余弦
   振幅値と正弦振幅値との組み合せから信号点を判定する
   多搬送波同時変調信号復調方式において、前記判定され
   た信号点から該信号点を与える前記入力信号の推定値を
   作成し、該推定値と前記入力信号との差分を求め、該差
   分を前記入力信号に加わつた雑音信号として取扱い、該
   雑音信号がインパルス性でかつ電力が小さい場合に前記
   入力信号のうち該雑音信号の部分を前記推定値に入れ換
   えた信号を復調判定することを特徴とする多搬送波同時
   変調信号復調方式。