JPS5922968B2 - 定電流回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＭＯＳトランジスタによつて、構成が比較的簡
単であるにもかかわらず、出力電流の供給電圧の変化に
対する安定度がきわめて良好な定電流回路を実現するも
のである。

ＭＯＳトランジスタは周知のようにもともとが定電流素
子であり、ゲート・ソース間の電圧を一定に保つておけ
ばドレイン電流は供給電圧の変動にかかわりなく、一定
となるが、特にエンハンスメント形ＭＯＳトランジスタ
などではゲート・ソース間の電圧を一定に保つ適当な方
法がなく、エンハンスメント形ＭＯＳトランジスタによ
つて定電流回路を構成する場合には回路が複雑になつた
り、構成を簡単にすれば安定度が悪化したり、問題が多
かつた。

本発明はＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間のイン
ピーダンスが非常に高いことと、ゲート・ソース間の電
圧に応じてドレイン電流が変化することを巧みに利用し
た定電流回路を提供するものである。

第１図は本発明の一実施例における定電流回路の回路結
線図を示したもので、Ｎチャネルエンハンスメント形Ｍ
ＯＳトランジスタ１のドレインにＮチャネルエンハンス
メント形ＭＯＳトランジスタ２のゲートが接続され、前
記ＭＯＳトランジスタ１のゲートとドレインの間には抵
抗３が接続され、両ゲートは抵抗４を介してプラス側給
電端子５に接続され、前記ＭＯＳトランジスタ１のソー
スと前記ＭＯＳトランジスタ２のソースはマイナス側給
電端子６に接続され、前記ＭＯＳトランジスタ２のドレ
インは出力端子□に接続さｎｌさらに出力端子□とプラ
ス側給電端子５の間には外部負荷抵抗８が接続されてい
る。

さて、第１図に示した定電流回路では、抵抗３の抵抗値
Ｒ３と抵抗４の抵抗値Ｒ４の比率を適当に設定しておく
ことによつて、ＭＯＳトランジスタ２のゲート・ソース
聞の電圧を供給電圧の変動にかかわりなく一定に保つこ
とができる。

ちなみに、第２図はＭＯＳトランジスタ１にアナログス
イッチ用のＣＭＯＳＩＣ、ＭＳＭ−４０１６（沖電気工
業株式会社製）の内部トランジスタを用い、抵抗４の抵
抗値Ｒ４を１００にΩとしたときのプラス側給電端子５
どマイナス側給電端子６の間に印加される供給電圧ＥＩ
の変化に対する前記ＭＯＳトランジスタ１のドレイン・
ソース間の電圧ＥＯの変化を抵抗３の抵抗値Ｒ３を変え
て測定したものである。

第２図から、この条件のもとでは抵抗３の抵抗値Ｒ３を
２．２ＫΩに設定しておけば供給電圧ＥＩの変化に対し
てもＭＯＳトランジスタ１のドレイン・ソース間電圧Ｅ
Ｏはほぼ一定に保たれることがわかる。

また、ＭＯＳトランジスタ２のゲート・ソース間のイン
ピーダンスはほぼ無限大であると見なせるので、ＭＯＳ
トランジスタ１のドレイン・ソース間に前記ＭＯＳトラ
ンジスタ２のゲート・ソース間を接続しても、前記ＭＯ
Ｓトランジスタ１のドレイン・ソース間の電圧が一定に
保たれる状態は全く変化せず、したがつて、第１図の回
路では抵抗３の抵抗値Ｒ３と抵抗４の抵抗値Ｒ４の比率
を適当に選ぶことによつて、負荷抵抗８には供給電圧の
変化にかかわりなく一定電流を供給することができる。

ところで、第１図の回路において、抵抗４を除いた回路
構成は、例えば特開昭５１−１０２６７９号公報の第３
図に示されていて公知である。

しかしながら、第２図の実測特性図からも、抵抗４を除
いてしまうと広い電源電圧範囲にわたつて安定な出力電
流を得ることができなくなることが容易に予想できる。

このもようを数式を用いて説明すると次のようになる。

まず、第１図の回路において、ＭＯＳトランジスタ１の
ゲート・ソース間電圧を１、同ドレイン電流をＩＤｌ同
伝達コンダクタンスをＧｒｎ，ＭＯＳトランジスタ２の
ゲート・ソース間電圧をＧ１電源電圧をＥ１、抵抗３，
４の抵抗値をそれぞれＲ３，Ｒ４としたとき、ＶＧ＝Ｅ
Ｉ−（Ｒ３＋Ｒ４）ＩＯ・・・・・・（１）が成立し、
δＶＯ／ＡＥを出力電流の安定化指数とみなすことがで
きる。

（１）式から ▲υＡ （８）式においてμはキヤリアの移動度であり、ε０，
ε０ｘはそれぞれ真空中の誘電率、ゲート酸化膜の比誘
電率、ＴＯｘはゲート酸化膜の厚さ、Ｗ，Ｌはそれぞれ
ゲート幅、ゲート長である。

さて、（７）式においてＲ４の値を零にすると、となつ
て、抵抗４を除いてしまつたときにはきわめて限られた
電源電圧の範囲でしか出力電流を安定化することができ
なくなることになる。

これに対して第１図の回路の安定化指数は第（７）式で
表わすことができ、Ｇｍ−Ｒ４の値は１よりも十分大き
な値に選ぶことにより、また、抵抗３の抵抗値を抵抗４
の抵抗値に比べて十分小さい値に選ぶことにより、たと
えＧｍそのものがドレイン電流１。

によつて変化したとしても、電源電圧の広い範囲にわた
つて出力電流の安定化を達成することができる。尚、前
記負荷抵抗８に流す電流値は、抵抗３と抵抗４の抵抗値
の比率を一定にしておいて、抵抗値そのものを変化させ
て変えることが出来るが、別の方法としてはＭＯＳトラ
ンジスタ１のソースを第３の抵抗を介してマイナス側給
電端子６に接続し、前記第３の抵抗の抵抗値を変えて出
力電流を変化させることも可能である。

さて、第３図は本発明の別の実施例における定電流回路
の回路結線図を示したもので、ＭＯＳトランジスタ２の
ドレインは直接にプラス側給電端子５に接続されている
。

すなわち、第１図の定電流回路が３端子型の定電流回路
であつたの力ζ第３図では２端子型の定電流回路になつ
ている。

当然のことながら、抵抗３と抵抗４の抵抗値の比率を第
１図の回路と同一にしたのでは、抵抗３および抵抗４を
流れる非安定電流によつて出力電流の安定度は悪化し、
供給電圧ＥＩが上昇する程、前記非安定電流は増加する
ので、プラス側給電端子５とマイナス側給電端子６の間
を流れる電流も供給電圧ＥＩの増加とともに増加するよ
うになる。

しかしながら、第２図を見ればわかるように、抵抗４の
抵抗値Ｒ４を１００Ｋ０に設定して、抵抗３の抵抗値Ｒ
３の値を２．２ＫΩよりも大きい値に設定すると、ＭＯ
Ｓトランジスタ１のドレイン・ソース間、すなわち、Ｍ
ＯＳトランジスタ２のゲート・ソース間の電圧は供給電
圧ＥＩの上昇とともに減少するようになる。したがつて
、第３図の定電流回路においても、抵抗値Ｒ３と抵抗値
Ｒ４の比率を適当に選ぶことによつて供給電圧Ｅｌが増
加して抵抗４および抵抗３を流れる電流が増加した分だ
け、ＭＯＳトランジスタ２のドレイン電流を減少させる
ことが出来、その結果、プラス側給電端子５とマイナス
側給電端子６の間に流れる電流を供給電圧Ｅｌの変化に
かかわりなく一定にすることができる。

尚、第１図および第３図の回路において、抵抗３、抵抗
４はそれぞれ、専用の抵抗素子（ソリツド抵抗器、カー
ボン抵抗器など）でなくとも、ＭＯＳトランジスタのド
レイン・ソース間などによつても代用できることは明ら
かである。以上に示したように、本発明の定電流回路は
、第１のＭＯＳトランジスタのドレインに第２のＭＯＳ
トランジスタのゲートを接続し、前記第１のＭＯＳトラ
ンジスタのゲートとドレインの間に第１の抵抗を接続し
、同ゲートを第２の抵抗を介して一方の給電端子に接続
して、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン電圧の
供給電圧の変化に対する適当な変化特性を前記第２のＭ
ＯＳトランジスタのゲートに与えているので、比較的簡
単な構成で、出力電流の供給″電圧の変化に対する安定
度がきわめて良好な特性を得ることができ、大なる効果
を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における定電流回路の回路結
線図、第２図は第１図の回路の動作を説明するための実
測特性図、第３図は本発明の別の実施例における定電流
回路結線図である。 １・・・・・・第１のＭＯＳトランジスタ、２・・・・
・・第２のＭＯＳトランジスタ、３・・・・・・第１の
抵抗、４・・・・・・第２の抵抗、５・・・・・・プラ
ス側給電端子、６・・・・・・マイナス側給電端子、７
・・・・・・出力端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１のエンハンスメント形ＭＯＳトランジスタのド
   レインに第２のエンハンスメント形ＭＯＳトランジスタ
   のゲートを接続し、前記第１のＭＯＳトランジスタのゲ
   ートとドレインの間に第１の抵抗を接続し、同ゲートを
   前記第１の抵抗に比べて抵抗値が十分大きい第２の抵抗
   を介して一方の給電端子に接続し、前記第１および第２
   のＭＯＳトランジスタのソースを他方の給電端子に接続
   し、前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインより定電
   流出力を取り出したことを特徴とする定電流回路。