JPS5924640B2 - インバ−タの出力を調整する方法および装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電流制御形インバータと誘導機から成る，駆
動装置、更に具体的に云えば、１個の電流制御形インバ
ータによつて、任意の負荷を受ける複数個の誘導機を運
転する方法並びにそれに関連した装置に関する。

誘導機は、その頑丈さと信頼性の点で、大形の電動式及
びジーゼル一電動式掘削設備を含めた、多くの工業用の
用途に広く用いられている。

普通この様な工業的な用途では、誘導機は、例えば位相
制御整流器の様な単一周波数の電圧源から、複数個の対
のスィツチング素子で構成されたインバータを通じて付
勢される。各対のスイツチング素子が直列で同じ向きに
結合され、直列接続された各対のスイツチング素子が単
一周波数の電圧源の間に結合される。インバータのスイ
ツチング素子が導電する持続時間並びに周波数を調整す
ることにより、インバータの出力電流の振幅並びに周波
数、従つて、誘導機のトルク及び速度をそれに応じて制
御することが出来る。誘導機の電圧を上に述べた様に条
件づける為に用いられるインバータは、普通、オペレー
タの指令に応答して、最終的にインバータの入力電流又
はインバータの入力電圧のいずれかを制御するかに応じ
て、被制御電流源形インバータ又は被制御電圧源形イン
バータと呼ばれる。

被制御電流源形インバータ（ＣＣＩと略す）は、一定の
周波数範囲にわたつて一定トルクを発生する様に拘束さ
れた交流機を付勢するのに特によく適している。更に、
被制御電圧源形インバータに較べて、被制御電流電形イ
ンバータはそれ程複雑でなく、製造費もそれ程か＼らな
いので、多くの用途にとつて、被制御電流源形インバー
タは普通の被制御電圧源形インバータに代る魅力ある存
在である。経済性の点で、何台かの誘導機を１個のイン
バータで運転することが望ましい場合が多い。

被制御電圧源形インバータは、何台かの誘導機を難なく
運転することが出米るが、被制御電流源形インバータで
はそうではない。複数個の機械を被制御電流源形インバ
ータで運転し、これらの機械が同じ装備でなかつたり、
同じ負荷でなかつたり或（・は共通の軸に結合されてい
ない場合、最も重い負荷を受ける機械が忽ち励磁不足に
なり、同期はずれ（Ｐｕｌｌ−０ｕｔ）になる確率が大
きい。１台の誘導機が励磁不足になつて同期はずれにな
ると、インバータの不安定性が起る惧れがあり、インバ
ータを損傷することも考えられる。

任意の負荷を受ける複数個の誘導機を被制御電流源形イ
ンバータで運転する問題に対して提案された１つの解決
策は、普通の交流から直流への位相制御整流器の代りに
、直流源から付勢される直流一直流チヨツパと電圧調整
器との組合せを使うことであつた。

電圧調整器が直流一直流チヨツパのチヨツパ周波数を制
御し、チヨツパと電圧調整器とインバータ回路から成る
組合せが、電気的には、誘導機にとつて、普通の被制御
電圧源形インバータの様に見える様に、比較的高（・速
度でチヨツパ作用を行わせる。然Ｌ１誘導機駆導装置の
満足し得る動特性を達成する為には、直流一直流チヨツ
パは比較的高（・周波数で動作することが出来なければ
ならな“，゛ので、チヨツパ回路を高価な大電流のスイ
ツチング素子で作ることが必要になる。これと対照的に
、この発明は、１個の被催卿電流源形インバータから、
並列結合されて任意の負荷を受ける複数個の誘導機を運
転する方法並びに装置を提供する。この方法並びに装置
は、普通の被制御電流源形インバータと両立し得る。こ
の発明の目的は、今日のインバータと両立Ｌ得る様な、
１個の被制御電流源形インバータから、任意の負荷を受
ける複数個の誘導機を運転する方法並びに装置を提供す
ることである。

この発明の別の目的は、誘導機の同期はずれ並びにその
結果として起るインバータの不安定性が避けられる様に
、任意の負荷を受ける複数個の誘導磯を運転する方法並
びに装置を提供することである。

簡単に云うと、この発明の好ましい実施例では、１個の
被制御電流源形インバータから、任意の負荷を受ける複
数個の誘導機を運転する改良された制御装置が、インバ
ータ及び複数個の誘導機の各各に結合された信号発生器
回路を有する。

信号発生器回路が、誘導機の平均位相角に従つて変化す
る第１の信号を発生する。誘導機の平均位相角は、Ｎを
誘導機の数として、各々の誘導機の位相角の和の大きさ
の１／Ｎである。信号発生器回路は、最も重い負荷を受
ける誘導機の滑り周波数に従つて変化する第２の信号を
も発生する。信号発生器回路によつて発生された第１の
出力信号が第１の制御ループに供給される。第１の制御
ループは誘導機の平均位相角に応答した帰還制御により
、インバータ出力霜流の振幅を調整する。インバータに
結合されていて、信号発生器回路の第１及び第２の出力
信号が供給される第２の制御ループが、誘導機の平均位
相角と、最も重い負荷を受ける誘導機の滑り周波数とに
応答した帰還制御により、インバータ出力電流の周波数
を調整する。この様にインバータ出力電流の振幅並びに
周波数を調整すると、最も重い負荷を受ける誘導機が十
分な磁束を持ち、こうして誘導機の同期はずれ、従つて
その結果として起るインバータの不安定性の惧れを少な
くすることが保証される。この発明の新規な特徴は特許
請求の範囲に具体的に記載してあるが、この発明の構成
、作用並びその他の目的及び利点は、以下図面について
説明する所から、最も良く理解されよう。

第１Ａ図及び第１Ｂ図は１対の３相誘導機１２ａ，１２
ｂで構成された多重誘導電動機駆動装置１０を示す。

誘導機１２ａ，１２ｂが３相インバータ１４の出力に並
列に結合されている。典型的には、インバータ１４は、
ベツトフオード及びホットの著者［インバータ回路の原
理」（ワイリ一・アンド・サンズ社発行、１９６４年）
に記載されている様な普通のブリツジ形インバータで構
成され、３対の被制御スィツチング素子（図に示してな
い）で構成される。各対の素子が直列で同じ向きに結合
され、各々のスイツチング素子はサイリスタ又は大電流
トランジスタである。淵波インダクタンス１８と直列に
結合された位相制御形整流器１６から直流が供給される
と、インバータ１４が各々の誘導機１２ａ，１２ｂに３
相交流電流を供給する。位相制御形整流器１６は商用交
流源２０から付勢される。インバータと誘導機から成る
駆動装置１０の速度並びにトルクの制御は、インバータ
出力電流の周波数並びに振幅を調整することによつて行
われる。

インバータ出力電流の振幅の制御は、制御装置２４（後
で説明する）から供給された電圧指令信号Ｖ＋に従つて
、位相制御形整流器１６によつて発生される出力電圧の
振幅を調節することによつて行われる。インバータの周
波数は、制御装置から供給された周波数指令信号ω８に
従つて、普通の様にインバータのスイツチング素子の導
電周波数を変えることによつて調整される。前に述べた
様にインバータ式駆動装置の安定性を達成する為に、イ
ンバータ電流に従つてインバータと誘導機から成る駆動
装置のトルク及び速度を調整する種々の制御装置が提案
されている。

この様な制御装置は誘導機１個の駆動装置を制御する場
合、又は複数個の誘導機から成る駆動装置で、誘導機が
同じ装備であつたり、同じ負荷が加わつたり、或いは共
通の軸に結合されている場合には、満足し得るものであ
ることが証明されているが、この様な従来の制御装置は
、各々の誘導機に任意の負荷がか＼る様な、インバータ
形駆動装置１０の様な多重誘導機とインバータから或る
駆動装置を満足に制御することが出来な（・ｏ従来の制
御装置を使つて１個の被制御電流源形インバータから任
意の負荷を受ける複数個の誘導機を運転すると、一番重
い負荷を受ける誘導機が忽ち励磁不足になり、その為十
分な磁束がなくて、誘導機の同期はずれを招き、場合に
よつてはインバータが不安定になるという難点を招き易
い。従来の匍脚装置を使つた場合に起る全ての難点を軽
減する為、インバータ駆動装置１０が、制御装置２４に
よつてインバータ電流に従つて調整される。

制御装置２４は第１及び第２の制御ループ２６，２８を
含む。制御ループ２６が、個々の誘導機の位相角の平均
に応答した帰還制御により、位相制御形整流器１６の出
力電圧の振幅を調整することにより、インバータ出力電
流の振幅、従つて誘導機の磁束を調整する。制御ループ
２６は磁束処理装置３０を持ち、これには誘導機の位相
角の平均に従つて変化する信号ＳｉｎＯＡＶＧがパラメ
ータ信号発生器３２（後で第２図について詳しく説明す
る）から供給される。磁束処理装置３０は、供給された
入力信号の振福制限をする制限器を持つことが好まＬい
。磁束処理装置３０に供給された信号ＳｉｎＯＡＶＧが
特定の負荷状態に対する誘導機の所望の空隙磁束に従つ
て変化するから、磁束処理装置３０によつて発生される
出力信号が所望の誘導機の磁束を表わす。供給された信
号ＳｉｎＯＡＶＧを制限することにより、磁束処理装置
３０は、指令された機械の磁束（信号ＳｉｎθＡＶＧの
大きさによつて表わされる）が機械の定格磁束を越える
ことを防止する。磁束処理装置３０によつて発生された
出力信号力劾？増幅器３４の非反転入力に供給される。

加算増幅器３４の反転入力には、パラメータ信号発生器
３２から、誘導機１２ａ，１２ｂによつて発生される実
際の平均固定子磁束の絶対値に従つて変化する信号１（
Ｐｌが供給される。加算増幅器の反転入力及び非反転入
力に供給された信号の間の大きさの差に従つて、加算増
賜器が磁束誤差出力信号を発生する。加算増幅器３４に
よつて発生された磁束誤差信号が低域済波器３６によつ
て淵波されて雑音を少なくし、且つ振幅制限器３８によ
つて制限され、電流指令信号１＋となり、これが３入力
加算増幅器４０の第１の非反転入力に供給される。加算
増幅器４０に供給される入力信号の振幅制限をすること
により、制限器３８は、指令された電流がインバータ電
流の許容し得る最大値を越えないように保証する。加算
増幅器４０の第２の非反転入力には、外部回路（図に示
していな（うから、オペレータの指令によつて決定され
た通りに、所望の最低インバータ出力電流の振幅に従つ
て変化する信号１騙が供給される。加算増幅器４０の反
転入力が電流感知装置４２の出力に結合される。電流感
知装置４２が駆動装置１０の位相制御形整流器１６及び
インバータ１４と直列に接続されている。加算増幅器４
０が、その第１及び第２の非反転入力に供給された入力
信号の和から、反転入力に供給された入力信号の大きさ
を引いた大きさに従つて変化する出力信号が、高利得増
幅器４４の入力に供給される。増幅器４４の出力が制限
器４６を介して第３の加算増幅器４８の第１の非反転入
力に結合される。所望のインバータ出力に従つて振幅が
変化する増幅器４４の出力信号を催以することにより、
制限器４６はインバータ出力電流があまり急速に増加す
るのを防止する。加算増幅器４８の第２の非反転入力に
は、位相制御形整流器１６に結合された低域済波器５０
から、インバータ入力電圧が供給される。加算増幅器４
８の第１及び第２の入力に供給された信号の和に従つて
、加算増福器４８が電圧指令信号Ｖ＋を発生し、これが
位相制御形整流器１６に供給される。位相制御形整流器
１６は電圧指令信号Ｖ＋に応答して、それに従つてイン
バータ入力電流の振幅を変える。制御ループ２６の動作
中、加算増幅器３４が、誘導機の位相角の平均によつて
決定された所望の誘導機の磁束と実際の誘導機の磁束と
の間の大きさの差に比例する磁束誤差信号を発生する。

磁束誤差信号が、淵波器３６によつて淵波され且つ制限
器３８によつて制限された後、加算増幅器４０で所望の
最低電流信号及び実際の誘導機の電流に大きさが比例す
る信号と組合さへ電流誤差信号を発生する。電流誤差信
号が加算増幅器４８でインバータ入力電圧と組合されて
、位相制御形整流器の電圧指令信号Ｖ＋となる。上に述
べた様に構成されて（・るので、制御ループ２６は、誘
導機の平均位相角に応答して位相制御形整流器１６の出
力電圧の振幅を帰還庸ｕ御することにより、インバータ
出力電流の振幅を有利に調整する。これによつて、イン
バータ出力電流が両方の誘導機１２ａ，１２ｂを励磁す
るのに十分な振幅を持つことが保証される。制御ループ
２８がインバータ出力電流の周波数、従つて誘導機の速
度を調整する。

この制御ループは加算増幅器５４を持ち、この増幅器の
非反転入力には外部回路（図に示してない）から、誘導
機の所望の周波数を表わすオペレータが変更するインバ
ータ周波数制御信号ω８＋が供給される。加算増幅器５
４の反転入力がインバータ１４の周波数指令信号入力に
結合されているので、加算増幅器５４には実際の誘導機
の周波数に従つて変化する合成のインバータ周波数制御
信号０１８が供給される。加算増幅器の反転及び非反転
入力に供給された信号の間の大きさの差に従つて、加算
増幅器５４が高利得増幅器５６に対して周波数誤差信号
を発生する。増幅器５６が加算増幅器５４によつて発生
された周波数誤差信号に比例する位相角指令信号Ｓｉｎ
Ｏ＋を制限器５８に対して供給する。この制限器は増幅
器５６によつて発生された位相角指令信号を制限して、
誘導機の位相角が許容し得る誘導機の最大位相角を越え
ることを防止する。位相角処理装置すなわち匍腿器５８
の出力と加算増幅器６１の非反転入力の間に結合された
第１の利得調節可能な増幅器６０が、比較器６２によつ
て発生された出力信号に従つて、ＳｉｎＯ＋の大きさに
倍率をかける。比較器６２の非反転入力には低減淵波器
６４を介してインバータ周波数指令信号ω８が供給され
る。低域淵波器６４を設けて外来の雑音を淵波する。比
較器６２の反転入力には外部の源から信号ω８ＬＦが供
給される。信号ω。ＬＦは、機械の周波数が低い時、即
ち、機械の周波数ωが７ヘルツに等しいか又はそれ未満
である時、ω８に等しい。７ヘルツより低い周波数では
、比較器６２はゼロ・レベル出力信号を発生し、利得調
節可能な増幅器６０がＳｉｎＯ＋の大きさを第１の係数
、典型的には１．２倍にする様に倍率を定める。

機械の周波数が７ヘルツより高（゛時、比較器６２の出
力信号の振幅がｌになり、利得調節可能な増陽器６０は
ＳｉｎＯ＋に第２の倍率、典型的には１．０を乗する。
この様にして誘導機位相角指令信号が、高い周波数で誘
導機の電流に発生する増大したリツプルに対して補償さ
れる。利得調節可能な増幅器６０によつて発生された出
力信号が３入力加算増福器６１の非反転入力に供給され
る。

加算増幅器６１は第１の反転入力に信号発生器３２から
信号ＳｉｎＯＡＶＧが供給される。加算増幅器の第２の
反転入力には滑り限界信号発生器６８（後で第３Ａ図及
び第３Ｂ図について詳しく説明する）から、最も重（・
負荷を受ける誘導機の滑り周波数に従つて変化する信号
が供給される。加算増幅器６１が、加算増幅器の非反転
入力に加えられた入力信号の大きさと、第１及び第２の
反転入力に供給された信号の合計の大きさとの間の差に
従つて変化する出力信号を発生し、この出力信号が第２
の利得調選可能な増幅器６９の入力に供給される。利得
調節可能な増幅器６９は、利得調節可能な増幅器６０と
同じ構成であり、比較器６２の出力信号の大きさに従つ
て、それに供給された入力信号の大きさに倍率を加える
。インバータ出力周波数が７ヘルツ未満である期間の間
、利得調節可能な増幅器６９が、加算増幅器６１から供
給された入力信号の大きさに第１の係数、好ましくは０
．４５を乗じ、インバータ出力周波数が７ヘルツより高
い期間の間、利得調節可能な増幅器６９が、加算増幅器
から供給された入力信号の大きさに第２の係数、好まし
くは３．０を乗する。低い局波数のとき、加算増隔器６
１の出力信号の大きさを小さくすることにより、増幅器
６９が外来の雑音（ノイズ）を補償する。利得調節可能
な増幅器６９によつて発生された出力信号が信号の帯域
幅を増加する増幅器７０と積分器７２との両方に供給さ
れる。

積分器７２は、供給された入力信号の積分に比例する出
力信号を発生し、それが２入力加算増幅器７６の第１の
非反転入力に供給される。加算増幅器７６の第２の非反
転入力には、増幅器７０の出力と加算増幅器の第２の非
反転入力との間に結合された制限器８０の出力信号が供
給される。増幅器７０の出力信号の大きさを制限するこ
とにより、制限器８０は、インバータ周波数が増加する
ことの出来る速度を制限する。加算増幅器７６が、加算
増幅器の第１及び第２の入力に供給された信号の和に従
つて、周波数指令信号を発生する。当業者であれば、利
得回路すなわち増幅器７０、積分器７２、加算増幅器７
６及び制限器８０が協調して、積分及び比例形伝達特性
を持つ増幅器として動作することが理解されよう。加算
増幅器７６によつて発生された周波数指令信号ω８が最
低値Ｆｂｌｊ限器８２、典型的には１ヘルツ制限器によ
つて制限され、方向制御器８３に供給される前に、指令
による機械周波数を制限する。方向匍以器８３は、制限
器８２の出力信号の大きさに従つて大きさが変化する周
波数制御信号（！！８をインバータ１４に供給するもの
であるが、典型的には極性反転器８３ａにアナログ・ス
イツチ８３ｂを並列に接続することによつて構成する。
アナログ・スイツチ８３ｂが、利用者によつて順方向又
は逆方向の誘導機の回転が指令された時にその振幅が夫
々正又は負になる方向信号ｄと、周波数指令信号ω８の
両方に応答する。誘導機の実際の回転方向が、周波数指
令信号ω。と方向信号ａの間の極性の差によつて決まる
様に、指令された回転方向と一致するか、又はそれと反
対であるかに応じて、方向制御器８３が周波数指令信号
の極性を反転するか、或いは周波数指令信号を変更なし
にインパータ１４に通過させる〇制御ループ２８の動作
中、加算増幅器５４が、所望の誘導機周波数及び実際の
周波数の間の大きさの差に比例する周波数誤差信号を発
生する。周波数誤差信号が、増幅器５６，６０によつて
増幅され且つ制限器５８によつて制限された後、加算増
幅器６１で、最も重い負荷を受ける誘導機の滑り及び誘
導機の平均位相角に比例する信号と組合される。加算増
幅器６１の出力信号が利得調節可能な増幅器６９によつ
て倍率を定められ、誘導機の位相角指令信号となり、そ
れが更に倍率を定められて増幅器７０及び積分器７２に
よつて積分され、インバータ１４に供給されるインバー
タ周波数制御信号ωｚを発生する。上に述べた様に構成
されているので、制御ループ２８は、誘導機平均位相角
の大きさと最も重い負荷を受ける誘導機の滑り周波数と
に応答した帰還制御により、インバータ出力周波数、従
つて誘導機の速度を有利に調整する。

インバータの周波数を最も重い負荷を受ける誘導機の滑
り周波数に応答して調整することにより、最も重い負荷
を受ける誘導機が、誘導機の同期はずれ、及びその結果
として起るインバータの不安定性を防止するのに十分な
磁束を持つことが保証される。これによつて、一層軽い
心荷を受ける誘導機は過励磁になることがあるかも知れ
ないが、それでもインバータは安定な状態にと〜まる。
制御ループ２６，２８に信号ＳｉｎＯＡＶＧ及び信号１
（Ｐｌを供給するパラメータ信号発生器３２が第２Ａ図
及び第２Ｂ図にプロツク図で示されており、３つの３軸
から２軸への変換回路１００ａ，１００ｂ，１００ｃに
よつて夫々構成される。

変換回路１００ａは３つの入力の各々が、第１Ａ図及び
第１Ｂ図の電流感知装置１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ
の夫夫１つに結合されて（゛る。各々の感知装置が第１
Ａ図及び第１Ｂ図に示した誘導機１２ａ及びインバータ
１４の３相の１つずつと直列に結合されている。誘導機
１２ａの各相電流１１，Ｉｂ，，Ｉｃ１に従つて変化す
る、電流感知装置１０２ａ，１０２ｂ，１０２０によつ
て発生された出力信号に従つて、第２Ａ図及び第２Ｂ図
の変換回路１００ａが、誘導機１２ａの固定子電流の直
軸及び横軸成分に夫々従つて変化する１対の出力信号１
ｄ１，１，１を発生する。変換回路１００ｂの３つの入
力の各々が第１Ａ図及び第１Ｂ図の電流感知装置１０２
ｄ，１０２８，１０２ｆの夫々１つに結合される。各々
の感知装置は第１Ａ図及び第１Ｂ図の誘導機１２ｂ及び
インバータ１４の３相の１つと夫々直列に結合されてい
る。誘導機１２ｂの固定子電流１ａ３，Ｉｂ２，Ｉ０２
に従つて変化する、電流感知装置１０２ｄ，１０２８，
１０２ｆによつて発生される出力信号に従つて、第２図
の変換回路１００ｂが、誘導機１２ｂの固定子電流の直
軸及び横軸成分に従つて夫々変化する１対の出力信号１
ｄ２及びＩ，２を発生する。変換回路１００ｃは第１Ａ
図及び第１Ｂ図に示すインバータ１４から、導体１０６
ａ１０６ｂ，１０６０を介してインバータ出力電圧Ｖａ
，Ｖｂ，ＶＯを夫々供給され、それに従つて、変換回路
１００ｃがインバータ出力電圧の横軸及び直軸成分に夫
々従つて変化する１対の出力信号Ｖ，８及びＶｄ８を発
生する。第１の加算増幅器１０８ａの第１及び第２の非
反転入力が、夫々変換回路１００ａ，１００ｂの第１の
出力に結合され、この加算増幅器の第１及び第２の非反
転入力に夫々供給された和信号１ｄ，及びＩｄ２に従つ
て、誘導機１２ａ，１２ｂに流れる合計固定子電流の直
軸成分に従つて変化する出力信号を発生する。

加算増幅器１０８ａによつて発生される出力信号が、好
ましくは０．５の減衰率を持つ減衰回路１１０ａによつ
て減衰させられ、第１の掛算器１１２ａの第１の入力に
対し、誘導機の固定子電流の平均の直軸成分に従つて変
化する信号を供給する。第２の加算増幅器１０８ｂの第
１及び第２の非反転入力が夫々変換回路１００ａ，１０
０ｂの第２の出力に結合され、この加算増幅器の第１及
び第２の非反転入力に供給される信号１，１及びＩｑ２
の和に従つて、両方の誘導機に流れる合計固定子電流の
横軸成分に従つて変化する出力信号を発生する。

加算増幅器１０８ｂによつて発生された出力信号が、典
型的には０．５の減衰率を持つ減衰回路１１０ｂによつ
て減衰させられて、第２の掛算器１１２ｂの第１の入力
に、誘導機の固定子電流の平均の横軸成分に従つて変化
する信号を供給する。各々の掛算器１１２ａ，１１２ｂ
の夫々の第２の入力には、処理回路１１３から信号゛Ｒ
”が供給される。

処理回路１１３は増幅器１１４の入力をアナログ・スイ
ツチ１１６によつて制限器１１８の出力又は回路の大地
に結合することによつて構成される。制限器１１８の入
力には割算器１２０の出力信号が供給される。この割算
器の分子入力Ｎには誘導機の平均固定子磁束に従つて変
化する信号１ψＩが供給され、分母入力Ｄには、第１図
の電流感知装置４２によつて発生された出力信号が供給
される。スイツチ１１６は比較器１２２の出力信号の振
幅に応答する。

この比較器の反転入力には、誘導機の平均位相角の大き
さに従つて変化する信号ＳｉｎＯＡＶＧが供給され、そ
の非反転入力には一定値の基準信号ＳｉｎＯｒｅｆが供
給される。この基準信号の大きさは、誘導機の負荷が重
い状態以外の期間の間の誘導機の平均位相角の大きさに
基づいて定める。誘導機の負荷が重い期間の間、Ｓｉｎ
Ｏｒ８ｆがＳｉｎＯＡＶＧより小さく、スイツチ１１６
が増幅器１１４の入力を制限器１１８に結合し、第１図
の誘導機１２ａ，１２ｂによつて発生された実際のアン
ペアあたりの磁束に従つて変化する信号が増幅器１１４
に供給される様にする。制限器１１８の出力信号は、誘
導機の平均のアンペアあたりの磁束に比例し、従つて誘
導機の固定子の抵抗値に比例するが、それが増幅器１１
４によつて倍率を定められ、その為、増幅器１１４が、
誘導機の実効固定子抵抗に従つて変化する信号を各々の
掛算器１１２ａ，１１２ｂに供給し、こうして各々の掛
算器１１２ａ，１１２ｂから、誘導機の平均固定子抵抗
電圧降下の直軸及び横軸成分に夫々従つて変化する信号
を発生させる。誘導機の負荷が重（・状態以外の期間の
時、スイツチ１１６が増幅器１１４の入力を回路の大地
に結合し、各々の掛算器１１２ａ，１１２ｂの第２の入
力にはゼロ（Ｎｕｌｌ）レベルの出力信号を供給する。
各々の掛算器１１２ａ，１１２ｂはその出力が夫々加算
増幅器１２４ａ，１２４ｂの反転入力に結合されている
。

加算増幅器１２４ａはその非反転入力に変換回路１００
ｃから信号Ｖｄｓが供給され、その反転入力及び非反転
入力に供給された信号の間の大きさの差に従つて、出力
信号を積分器１２６ｂに供給する。この積分器が供給さ
れた入力信号を積分して、第１図の誘導機１２ａ，１２
ｂによつて発生された固定子磁束の平均の直軸成分に従
つて振幅が変化する出力信号ψＤ８を発生する。加算増
幅器１２４ｂはその非反転入力に変換回路１００ｃから
信号Ｖ，８が供給され、その反転及び非反転入力に供給
された信号の間の大きさの差に従つて、出力信号を積分
器１２６ａに供給する。この積分器が供給された入力信
号を積分して、誘導機によつて発生された固定子磁束の
平均の横軸成分に従つて振幅が変化する出力信号ψ，８
を発生する。夫々積分器１２６ｂ，１２６ａによつて発
生された磁束信号ψＤｓ及びψ，ｓは、誘導機の負荷が
重い状態の期間の間、誘導機の実際の固定子磁束に対す
る誘導機の固定子抵抗の大きな影響を考慮に入れて、処
理回路１１３によつて誘導機の負荷状態が補償されて（
・る。

この様に誘導機の負荷が重い状態の期間の間、スイツチ
１１６が増幅器１１４を制限器１１８に結合する時、磁
束信号ψＤｓ及びψ９Ｓは誘導機の実効固定子抵抗に応
答する。誘導機の負荷が重い状態以外の期間の時、スイ
ツチ１１６が増幅器１１４の入力を大地に結合すると、
磁束信号ψＤ８及びψ，ｓは信号Ｖｄｓ及びＶｑ８にの
み夫々応答する。これは、誘導機の負荷が軽い状態の期
間の間、誘導機の横軸及び直軸固定子電圧成分の大きさ
が誘導磯固定子磁束の公称の横軸及び直軸成分に夫々大
体等しくなるからである。積分器１２６ａによつて発生
された出力信号が自乗増幅器１３０ａに供給され、同様
に積分器１２６ｂによつて発生された出力信号が自乗増
幅器１３０ｂに供給される。

自乗増幅器１３０ａ，１３０ｂはいずれも、供給された
入力信号の大きさの自乗に比例する出力信号を発生する
。増幅器１３０ａ，１３０ｂによつて発生された出力信
号力劾煩増幅器１３２の第１及び第２の非反転入力に夫
々供給され、この増幅器が誘導機の平均空隙磁束の自乗
に従つて変化する出力信号を発生する。信号ψ２が平方
根増幅器１３４に供給され、増幅器が入力信号の大きさ
の平方根に従つて変化する出力信号１ψ１を発生する。
信号１ψ１が第１Ａ図及び第１Ｂ図の制御ループ２６、
並びに割算器１２０の分子入力Ｎに供給される。各々の
積分器１２６ａ，１２６ｂは出力が夫々１つの掛算器１
３６ａ，１３６ｂの第１の入力に結合される。

掛算器１３６ｂの第２の入力には減衰回路１１０ｂによ
つて発生された出力信号が供給され、掛算器の第１及び
第２の入力に供給された信号の大きさの積に従つて、掛
算器１３６ｂが式（ＩｑＳＡＶＧ（１）Ｄ８ＡＶＧ）に
従つて変化する出力信号を発生する。こ＼でＩ，ｓＡＶ
Ｇは誘導機の平均固定子電流の横軸成分を表わし、ψＤ
８ＡＶＧは誘導機の平均固定子磁束の直軸成分を表わす
。掛算器１３６ａの第２の入力には減衰回路１１０ａに
よつて発生された出力信号が供給され、掛算器の第１及
び第２の入力に供給された信号の大きさの積に従つて、
掛算器１３６ａが表式（ＩｄｓＡＶＧψ，ＳＡＶＧ）に
従つて変化する出力信号を発生する。こ＼でＩｄｓＡＶ
Ｇは誘導機の平均固定子電流の直軸成分を表わし、ψ，
８ＡＶＧは誘導機の平均固定子磁束の横軸成分を表わす
。掛算器１３６ａ，１３６ｂによつて発生された出力信
号が、加算増幅器１４０の非反転及び反転入力に夫々供
給される。加算増幅器１４０は、その反転及び非反転入
力に供給された信号の間の大きさの差に従つて、誘導機
の平均トルクＴＡＶＧに従つて変化する出力信号ＴＡＶ
Ｇを発生する。加算増幅器１４０によつて発生された信
号ＴＡＶＧが割算器１４２の分子入力Ｎに供給される。

この割算器は、分子入力信号と分母入力信号との比の大
きさに比例する出力信号を発生する。割算器１４２の分
母入力Ｄには掛算回路１４３から、誘導機の平均固定子
磁束ψＡＶＧと誘導機の平均固定子電流１ＡＶＧとの積
の大きさに従つて変化する信号が供給される。次の式Ｓ
ｉｎＯＡｖＧｃ（ＴＡＶＧ／（ＩＡＶＧψＡＶＧ）から
、割算器の分子及び分母入力に供給された信号の比の大
きさに従つて変化する、割算器１４２によつて発生され
た出力信号が、誘導機の平均位相角の大きさＳｉｎＯＡ
ＶＧと共に直接的に変化することが容易に判る。

掛算回路１４３は加算増幅器１４４を有し、その非反転
入力には平方根増幅器１３４から信号ψが供給される。

誘導機の平均漏洩リアクタンスＸｌ，に比例する利得を
持つ増幅器１４６の入力が第１Ａ図及び第１Ｂ図の電流
感知装置４２に結合され、ＩＤＣをインバータ１４に供
給される入力電流として、表式Ｘｌ，ＩＤＣに従つて変
化する信号を加算増幅器１４４の反転入力に供給する。
加算増幅器１Ａ４は、反転及び非反転入力に供給された
信号の間の大きさの差に従つて、式（ψＡＶＧ−Ｘｌ，
ＩＤＣ）に従つて変化する出力信号を発生し、これが桂
｝算器１５０の第１の入力に供給される。

掛算器１５０の第２の入力には、第１Ａ図及び第１Ｂ図
の電流感知装置４２によつて発生された出力信号が供給
される。掛算器１５０は、第１及び第２の入力に供給さ
れた信号の大きさの積に従つて変化する出力信号を発生
し、この為、掛算器の出力信号は式（ＩＤＣ（ＰＡＶＧ
−１２ＤＣＸ１ｒ）に比例する。ＩＤＣがＩＡＶＧｌ即
ち誘導機の平均固定子電流と共に直接的に変化すること
を考えれば、掛算器１５０の出力信号の大きさが、誘導
機の平均固定子磁束と誘導機の平均固定子電流の積の大
きさに従つて変化することが容易に判る。（Ｘｌ，Ｉ２
Ｄｃ）の大きさだけ減算することによつて、州算器１５
０に対する第１の入力信号の大きさを小さくすることに
より、桂｝算器の出力信号を有利に単調性にすることが
出来る。誘導機の固定子電流及び電圧を処理して位相角
の大きさを求める回路について更に詳しいことは、米国
特許第４，０８８，９８４号を参照されたい。第１Ａ図
及び第１Ｂ図に示す様に、最も重い負荷を受ける誘導機
の滑り周波数に比例する信号を制御ループ２８に供給す
る滑り限界信号発生器６８が、第３Ａ図及び第３Ｂ図に
プロツク図で示されている。

滑り限界信号発生器６８は６つの絶対値発生器１７０ａ
乃至１７０ｆで構成され、各々の絶対値発生器が供給さ
れた入力信号の絶対値に従つて変化する出力信号を発生
する。各々の絶対値発生器１７０ａ，１７０ｂ，１７０
ｃには第１Ａ図及び第１Ｂ図の１つの電流感知装置１０
２ａ，１０２ｂ，１０２０の出力信号が夫々供給され、
加算増幅器１７４ａの３つの入力の内の夫々の１つに対
し、誘導機１２ａの固定子電流の各相成分１１，Ｉｂ，
，ＩＣ，の１つの絶対値に従つて変化する出力信号を供
給する。加算増幅器１７４ａが、加算増幅器の３入力に
供給された信号の大きさの和に従つて変化する出力信号
を増幅器１７６ａに供給する。増幅器１７６ａが比較器
１７８に結合されて（・る。増幅器１７６ａは、典型的
には０．５の減衰率を持ち、比較器１７８の非反転入力
に供給される加算増幅器の出力信号を減衰させて、比較
器の非反転入力の過負荷を防止する。各々の絶対値発生
器１７０ｄ，１７０８，１７０ｆには第１図の夫々の１
つの電流感知装置１０２ｄ，１０２ｅ，１０２ｆから夫
々出力信号が供給され、各々の絶対値発生器が加算増幅
器１７４ｂの３入力の夫々の１つに対し、誘導機１２ｂ
の固定子電流の各相成分１，，Ｉｂ２，Ｉｃ２の夫々１
つの絶対値に従つて変化する出力信号を供給する。

加算増幅器１７４ｂが、加算増幅器の３入力に供給され
た信号の和に従つて変化する出力信号を増幅器１７６ｂ
に供給し、この増幅器１７６ｂが第２の増幅器１８０の
入力に結合され、増幅器１８０の出力が比較器１７８の
反転入力に結合されて（・る。増幅器１７６ｂ，１８０
は、典型的には夫々０．５及び０．９の減衰率を持ち、
比較器の反転入力に供給される加算増幅器の出力信号を
常に減衰させて、比較器の反転入力の過負荷を防止する
。比較器１７８の出力信号の振福に応答する第１のアナ
ログ．スイツチ１８２ａが、第１の掛算器１８４ａの第
１の入力を一方又は他方の変換回路１００ａ，１００ｂ
（第２図）の第１の出力に結合する。

第１図の誘導機１２ａ，１２ｂの内のどちらが＝層多く
の電流を通し、従つてどちらの誘導機が＝層重い負荷を
受けているかを表わすかに応じて、比較器１７８の出力
信号の振幅は論理１又は論理０レベルであり、スイツチ
１８２ａによつて変換回路１００ａ，１００ｂの内の１
つの第１の入力を掛算器１８４ａの第１の入力に結合す
る。こうして掛算器１８４ａの第１の入力には、第１図
の誘導機１２ａ，１２ｂの内、最も重い負荷を受けてい
る誘導機に流れる固定子電流の直軸成分に従つて変化す
る信号が供給される。同様に、アナログ・スイッチ１８
２ｂが第２の掛算器１８４ｂの第１の入力を、比較器１
７８の出力信号の振幅に従つて、変換回路１００ａ，１
００ｂの内の一方又は他方の出力に結合する。この為、
掛算器１８４ｂの第１の入力には、変換回路１００８，
１００ｂの内の一方から、最も重い負荷を受けている誘
導機に流れる固定子電流の横軸成分に従つて変化する信
号が供給される。掛算器１８４ａの第２の入力には、第
２Ａ図及び第２Ｂ図の積分器１２６ａから信号ψ，，が
供給され、この掛算器が、その第１及び第２の入力に供
給された信号の大きさの積に従つて大きさが変化する出
力信号を発生する。

掛算器１８４ｂの第２の入力には、第２Ａ図及び第２Ｂ
図の積分器１２６ｂから信号ψＤｓが供給され、この掛
算器は、その第１及び第２の入力に供給された信号の大
きさの積に従つて振幅が変化する出力信号を発生する。
加算増幅器１８６の非反転及び反転入力に、夫夫掛算器
１８４ａ，１８４ｂによつて発生された出力信号が供給
され、非反転及び反転入力に供給された信号の間の差に
従つて、加算増幅器１８６が最も重（７゛負荷を受ける
誘導機によつて発生された合計トルクに従つて変化する
出力信号ＴｎｌＯ８ｔを発生する。

加算増幅器１８６によつて発生された出力信号が割算器
１８８の分子入力Ｎに供給され、その分母入力Ｄは第２
Ａ図及び第２Ｂ図に示した信号発生器３２の加算増幅器
１３２の出力に結合される。割算器１８８が、その分子
及び分母入力に供給された信号の大きさの比に比例する
出力信号を発生する。この為、割算器１８８の出力信号
はＴｒｒｌ。ｓｔ／ψ２の比に従つて変化する。こ＼で
Ｔｎｌ。ｓｔは最も重い負荷を受ける誘導機によつて発
生されるトルクであり、ψ２は誘導機の平均磁束の自乗
である。．ｌ−５ｔｎ１０８，／ψ２が最も重い負荷を
受ける誘導機の滑り周波数に従つて変化するから、割算
器１８８の出力信号が同様に最も重い負荷を受ける誘導
機の滑り周波数と共に変化することが判る。割算器１８
８によつて発生された出力信号が低域沢波器１９０によ
つて最初にＦ波され且つ制限器１９２によつて制限され
てから、第１図の方向制御器８３と略同じ様に構成され
た方向制御器１９３に供給される。方向制御器１９３に
対する入力信号を沢波して制限することにより、濾波器
１９０及び制限器１９２は、指令された機械の滑りが機
械の予定の最大滑りを越えないように保証する。方向制
御器１９３は制限器１９２によつて発生された滑り限界
信号及び方向信号ｄの両方に応答し、２つの信号が反対
の極性である時、制限器によつて発生された滑り限界信
号の極性を反転する。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図及び第１Ｂ図はこの発明の制御装置に結合され
た被制御電流形インバータと誘導機から成る駆動装置の
プロツク図、第２Ａ図及び第２Ｂ図は第１図の制御装置
の一部分を構成するパラメータ信号発生器のプロック図
、第３Ａ図及び第３Ｂ図は第１Ａ図及び第１Ｂ図の制御
装置の一部分を構成する滑り限界信号発生器のプロツク
図である。 主な符号の説明、１０：多重誘導電動機駆動装置、１２
ａ，１２ｂ：誘導機、１４：インバータ、１６：位相制
御形整流器、２４：制御装置、２６：第１の制御ループ
、２８：第２の制御ループ、３０：磁束処理装置、３２
：パラメータ信号発生器、３４：加算増幅器、３６：低
域ろ波器、３８：振幅制限器、４０：加算増幅器、４４
：高利得増幅器、４６：制限器、４８；加算増幅器、５
０：低域ろ波器、５４：加算増幅器、５６：高利得増幅
器、５８：制限器、６０：利得調節可能な増幅器、６１
：加算増幅器、６２：比較器、６４：低域濾波器、６８
：滑り限界信号発生器、６９：利得調節可能な増幅器、
１０：増幅器、？２：積分器、Ｔ６：加算増幅器、８０
：制限器、８２：最低値制限器、８３：方向制御器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流が給電されるインバータ及び任意の負荷を受け
   る複数個の誘導機で構成されていて、各々の誘導機が前
   記インバータの出力に並列に結合されて該インバータか
   ら可変振幅、可変周波数の交流電流を受取るインバータ
   給電誘導機駆動装置に用いられ、オペレータの指令に応
   答してインバータの出力電流の振幅並びに周波数を調整
   する制御装置に於て、前記インバータ並びに各々の前記
   誘導機に結合されていて、インバータの出力電圧及び誘
   導機の固定子電流を処理して、誘導機の平均位相角に従
   つて変化する第１の信号並びに前記誘導機の内、最も重
   い負荷を受けている誘導機の滑り周波数に従つて変化す
   る第２の信号を発生する回路手段と、該回路手段および
   前記インバータに結合されていて、オペレータの指令に
   応答すると共に、誘導機の平均位相角の大きさに応じた
   帰還制御によつてインバータの出力電流の振幅を調整す
   る第１の制御ループと、前記回路手段及び前記インバー
   タに結合されていて、オペレータの指令に応答すると共
   に、誘導機の平均位相角及び前記誘導機の内、最も重い
   負荷を受ける誘導機の滑り周波数に応じた帰還制御によ
   つてインバータの出力電流の周波数を調整する第２の制
   御ループとを有し、こうして、最も重い負荷を受ける誘
   導機が十分な磁束を持ち、前記インバータに同期した状
   態にとゞまつて、誘導機の同期はずれ並びにインバータ
   の不安定性の惧れを少なくする様に保証した制御装置。 ２ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
   回路手段が、前記複数個の誘導機の各々並びに前記イン
   バータに結合されていて、誘導機の固定子電流並びにイ
   ンバータの出力電圧から、誘導機の平均位相角に従つて
   変化する第１の信号及び誘導機の平均固定子磁束に従つ
   て変化する第２の信号及び誘導機の平均固定子磁束の直
   軸及び横軸成分に従つて変化する第３及び第４の信号を
   発生する第１の信号発生器と、前記複数個の誘導機の各
   々並びに前記第１の信号発生器に結合されていて、前記
   第１の信号発生器によつて発生された前記第２、第３及
   び第４の信号を処理して、前記複数個の誘導機の内、最
   も重い負荷を受ける誘導機の滑り周波数に従つて変化す
   る出力信号を発生する第２の信号発生器とで構成されて
   いる制御装置。 ３ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
   第１の制御ループが、前記回路手段に結合されていて、
   誘導機の平均位相角に従つて所望のインバータ電流に大
   きさが比例する出力信号を発生する第１の手段と、該第
   １の手段及び前記インバータに結合されていて、所望の
   インバータ電流及び実際のインバータ電流の間の振幅の
   差に応じてインバータの出力電流の振幅を調整する第２
   の手段とで構成されている制御装置。 ４ 特許請求の範囲３に記載した制御装置に於て、前記
   第１の手段が、前記回路手段に結合されていて、前記回
   路手段の前記第１の出力信号を制限して、誘導機の平均
   固定子磁束に大きさが比例する出力信号を発生する第１
   の制限器と、第１及び第２の入力及び出力を持つていて
   、該第１の入力が前記第１の制限器の出力に結合される
   と共に、前記第２の入力に実際の誘導機の平均固定子磁
   束に従つて変化する信号が供給され、前記第１及び第２
   の入力に供給された入力信号の間の大きさの差に従つて
   前記出力に磁束誤差信号を発生する加算増幅器と、入力
   及び出力を持つていて、該入力が前記加算増幅器に結合
   され、前記磁束誤差信号を濾波する低域濾波器と、入力
   及び出力を持つていて、該入力が前記低域濾波器の出力
   に結合され、前記低域濾波器の出力信号に従つてインバ
   ータ電流の所望の大きさを表わす出力信号を発生する第
   ２の制限器とで構成されている制御装置。 ５ 特許請求の範囲３に記載した制御装置に於て、前記
   第２の手段が、前記第１の手段の出力に結合された第１
   の入力、オペレータの指令による最低インバータ電流に
   従つて変化する信号が供給される様になつている第２の
   入力、及び前記インバータに結合されて、実際のインバ
   ータ入力電流に従つて変化する信号が該インバータから
   供給される様になつている第３の入力を持つていて、前
   記第１及び第２の入力に供給された信号の大きさの和か
   ら、前記第３の入力に供給された信号の大きさを差し引
   いた値に大きさが比例する出力信号を発生する第１の加
   算増幅器と、該第１の加算増幅器に結合されていて、該
   第１の加算増幅器の出力信号に従つて電圧指令信号を発
   生する手段と、第１及び第２の入力を持つていて、該第
   １の入力が前記電圧指令信号を発生する手段に結合され
   ると共に、前記第２の入力が前記インバータに結合され
   て該インバータからインバータ入力電圧に従つて変化す
   る信号が供給される様になつていて、前記第１及び第２
   の入力に供給された信号の大きさの和に従つてインバー
   タ電流の振幅を調整する第２の加算増幅器とで構成され
   ている制御装置。 ６ 特許請求の範囲５に記載した制御装置に於て、前記
   電圧指令信号を発生する手段が、前記第１の加算増幅器
   に結合されていて、該第１の加算増幅器の出力信号に倍
   率をかけて前記電圧比例信号を発生する高利得増幅器と
   、該高利得増幅器に結合されていて、前記電圧指令信号
   の振幅制限をする制限器とで構成されている制御装置。 ７ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
   第２の制御ループが、オペレータの指令によるインバー
   タ出力周波数に大きさが比例する信号が供給される様に
   なつていると共に、前記インバータに結合されて実際の
   インバータ周波数指令信号が供給されるようになつてい
   て、オペレータの指令によるインバータ周波数と実際の
   インバータ周波数の間の大きさの差に従つて変化する角
   度誤差信号を発生する第１の手段と、該第１の手段に結
   合された第１の入力、及び前記回路手段によつて発生さ
   れた前記第１及び第２の信号を受取る様に前記回路手段
   に夫々結合された第２及び第３の入力を持つていて、前
   記第１の手段の角度誤差信号と前記回路手段によつて発
   生された前記第１及び第２の信号を組合せた大きさとの
   間の大きさの差に従つて誘導機位相角指令信号を発生す
   る第２の手段と、該第２の手段及び前記インバータに結
   合されていて、前記第２の手段によつて発生された誘導
   機位相角指令信号に従つてインバータ出力周波数を調整
   する第３の手段とで構成されている制御装置。 ８ 特許請求の範囲７に記載した制御装置に於て、前記
   第１の手段が、オペレータの指令によるインバータ出力
   周波数に比例する信号が供給される様になつている第１
   の入力、及び前記第３の手段の出力に結合される第２の
   入力を持つていて、前記第１及び第２の入力に供給され
   た信号の間の大きさの差に従つて出力信号を発生する加
   算増幅器と、入力が前記加算増幅器の出力に結合されて
   いて、該加算増幅器の出力信号に従つて前記角度誤差信
   号を発生する制限器とで構成されている制御装置。 ９ 特許請求の範囲７に記載した制御装置に於て、前記
   第２の手段が、前記第１の手段にその入力が結合されて
   いて、インバータ出力周波数に従つて前記角度誤差信号
   を増幅する第１の利得調節可能な増幅器と、第１、第２
   及び第３の入力を持つていて、該第１及び第２の入力が
   前記回路手段に結合されると共に前記第３の入力が前記
   第１の利得調節可能な増幅器に結合されていて、前記第
   １の利得調節可能な増幅器の出力信号から、前記回路手
   段によつて発生された前記第１及び第２の信号の合計の
   大きさを差し引いた大きさに従つて出力信号を発生する
   加算増幅器と、インバータ出力周波数の大きさに従つて
   前記加算増幅器の出力信号を増幅して前記誘導機位相角
   指令信号を発生する第２の利得調節可能な増幅器とで構
   成されている制御装置。 １０ 特許請求の範囲７に記載した制御装置に於て、前
   記第３の手段が、前記第２の手段の出力に結合されてい
   て、前記誘導機位相角指令信号に従つて出力信号を発生
   する固定利得増幅器と、第１及び第２の入力及び出力を
   持つ加算増幅器と、前記固定利得増幅器の出力及び前記
   加算増幅器の第１の入力の間に結合されていて、前記固
   定利得増幅器の出力信号の振幅を制限する第１の制限器
   と、前記加算増幅器の第２の入力及び前記第２の手段の
   出力の間に結合されていて、前記誘導機位相角指令信号
   を積分する積分器とで構成され、前記加算増幅器は該加
   算増幅器の第１及び第２の入力に供給された信号の和の
   大きさに従つて前記実際のインバータ周波数指令信号を
   発生し、更に前記第３の手段が、前記加算増幅器の出力
   に結合された入力を持つていて、前記実際のインバータ
   周波数指令信号を制限する第２の制限器を有する制御装
   置。 １１ 特許請求の範囲１０に記載した制御装置に於て、
   前記制限器及び前記インバータの間に結合された方向制
   御器を有し、該方向制御器は前記誘導機の実際の回転方
   向及び所望の回転方向の両者に応答し、実際の回転方向
   が所望の回転方向と異なる時に、前記実際のインバータ
   周波数指令信号の極性を調節する制御装置。 １２ 直流で付勢されるインバータ、並びに該インバー
   タの出力に並列に結合されて、該インバータから可変振
   幅、可変周波数の交流電流が供給される複数個の任意の
   負荷を受ける誘導機で構成されたインバータ給電誘導機
   駆動装置に用いて、前記誘導機の内、最も重い負荷を受
   ける誘導機が十分な磁束を持ち、こうして誘導機の同期
   はずれ及びインバータの不安定性の惧れを少なくするこ
   とを保証する為に、前記インバータによつて供給される
   電流の振幅並びに周波数を調整する方法に於て、インバ
   ータの出力電圧並びに各々の誘導機に供給される固定子
   電流を処理して、平均位相角に従つて変化する第１の信
   号、及び前記誘導機の内、最も重い負荷を受ける誘導機
   の滑り周波数に従つて変化する第２の信号を発生し、前
   記第１の信号に応答した帰還制御により、前記インバー
   タの出力電流の振幅を調節し、前記第１及び第２の信号
   に応答した帰還制御により、前記インバータの出力電流
   の周波数を調節する工程から成る方法。 １３ 特許請求の範囲１２に記載した方法に於て、前記
   第１の信号に応答した帰還制御により、インバータの出
   力電流の振幅を調整する前記工程が、前記第１の信号の
   振幅を制限して、誘導機の所望の空隙磁束に従つて変化
   する信号を発生し、所望の空隙磁束に従つて変化する前
   記信号を誘導機の実際の空隙磁束に従つて変化する信号
   と比較して、その間の大きさの差に従つて磁束誤差信号
   を発生し、前記磁束誤差信号をろ波並びに制限して、所
   望のインバータの出力電流の振幅に従つて変化する信号
   を発生し、所望のインバータ電流の振幅に従つて変化す
   る前記信号を、実際のインバータ電流に比例する信号並
   びにオペレータの指令による最低インバータ出力電流の
   振幅に従つて変化する信号と代数的に組合せて、所望の
   インバータ出力電圧に従つて変化する電圧指令信号を発
   生し、該電圧指令信号を実際のインバータ電圧に従つて
   変化する信号と組合せて電圧制御信号を発生し、該電圧
   制御信号に従つてインバータ出力電流の振幅を変える工
   程から成る方法。 １４ 特許請求の範囲１２に記載した方法に於て、前記
   第１及び第２の信号に応答した帰還制御によつてインバ
   ータ出力電流の周波数を調節する前記工程が、実際のイ
   ンバータ周波数をオペレータの指令によるインバータ周
   波数と比較してその間の大きさの差に従つて周波数誤差
   信号を発生し、該周波数誤差信号を制限し且つ倍率を定
   めて、誘導機の所望の平均位相角に伴つて大きさが変化
   する誘導機位相角指令信号を発生し、前記誘導機位相角
   指令信号を前記第１及び第２の信号と代数的に組合せて
   、誘導機の所望の平均位相角及び誘導機の実際の平均位
   相角の間の大きさの差に比例する中間位相角指令信号を
   発生し、該中間位相角の指令信号を積分すると共に倍率
   を定めて、その増加率を制限し、前記中間位相角指令信
   号を制限して予定の下限を持つインバータ位相角指令信
   号を発生し、大きさがインバータ位相角指令信号に直接
   的に比例して変化し、極性が前記インバータ位相角指令
   信号及びオペレータによつて変更される方向信号の間の
   極性の差に従つて変化するインバータ周波数制御信号を
   発生し、該インバータ周波数制御信号に従つてインバー
   タ出力電流の周波数を調節する工程から成る方法。