JPS5928262B2 - 超音波風速計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は超音波風速計、特に風速の演算に関するもので
ある。

超音波風速計は周知のように音波の伝達時間が風速によ
り変化することを利用するものであつて、第１図のよう
に第１、第２の送受波器ＴＲｘとＴＲ−ｘとを一定間隔
で対向配置して、短かい一定時間々陥で第１、第２の送
受波器ＴＲｘ、ＴＲ−ｘから交互に超音波を発射し、こ
の発射音波を第２、第１の送受波器ＴＲ−ｘ、ＴＲｘに
より交互に受波して、それぞれの音波の伝達時間から風
速を測定するものである。

即ち今矢印ｘ方向の音波の伝達時間をｔＸ）矢印−ｘ方
向の伝達時間をを−ｘとし、送受波器の対向間隔をｌ）
音速度をｃ、ｘ方向の風速をりとしたとき、Ｘ方向およ
び−ｘ方向の音波の伝達時間ｔｘ、を−ｘはι ιをｘ
＝を−ｘ＝−・・・・・・（１）ｃ＋ りｃ−りとなる
。

そしてこれから風速りは り＝−（一 −−） ・・・・・・・・・（２）２ｔｘ
を−ｘまたｅ／２を定数にとおけば り＝に（−−−）・・・ ・・・・・・（３）をｘを−
ｘで与えられる。

しかし（３）式に示す風速りの導出式にもとづく演算を
逆数の演算回路などを用いて正統的に行うと、回路が複
雑となつて価値が高価となり、また故障の発生確率も大
となつて動作の信頼性も低下する。

そこで従来は第２図ｂのように第１、第２の送受波器の
発射超音波パルスＰ８２，Ｐ８７の発振周期Ｔ。（第２
図ａ参照）と同一周期の鋸歯状波Ｅ８を作り、第２図ｃ
のように第２、第１の送受波器の受波信号ＰＲ′，ＰＲ
７を用いて、サンプリングされた伝達時間Ｔｘ，ｔ−ｏ
に比例する電圧Ｅｘ，Ｅ−、の差を求めて、風速に比例
する出力を取出すことが行われている。この方法は構造
の簡易化と価額の低下に寄与するが、その出力はに相当
するものであつて、式中に見られる如く測定雰囲気温度
によつて変化する音速度Ｃを含む。

このため測定温度範囲を例えば−１０℃から＋４０℃と
したとき、１０％程度の大きな測定誤差を生ずる欠点が
あり、正確な測定を要求される場合には前記した（３）
式による複雑な演算回路を使用せざるを得ない。本発明
は送信波の発射から次の送信波の発射までの時間経過に
逆比例して周波数が変化する発振周波数出力を作り、こ
の周波数出力から受波時における周波数を検出して、こ
れから送信波の発射から受信時までの時間の逆数に相当
する量を検出し、その正逆方向における量の差から風速
を知るようにして、簡単な回路で測定温度雰囲気に影響
されることなく正確な風速の測定を行いうるようにした
ものである。

次に実施例図面を用いて本発明の詳細な説明する。第３
図は本発明の一実施例のブロック系統図、第４図はその
回路各部の波形図、第５図は鋸歯状波発生器の回路例図
、第６図および第７図は電圧制御発振器の回路例図およ
びその回路各部の波形図である。

第３図においてＴＲｘ，ＴＲ−ｏは一定間隔ｅで対向配
置された第１、第２の送受波器、ＭＯＳＣは主発振器で
、第４図Ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆに示す制御パルスＰＧ
Ｏ，ＰＧｌ，ＰＧ２，ＰＧ３，ＰＧ４およびＰＧ５を送
出する。ＰＯＳＣはノ勺レス発振器で、主発振器ＭＯＳ
Ｃから時間Ｔ。毎に送出されるパルスＰＧＯ（第４図ａ
参照）により制御され、時間Ｔ。毎に送受波器励振用の
パルスＰ。を送出する。ＲＡは受波整形回路で、第１ま
たは第２の送受波器の受波信号を増幅整形する。ＳＷは
送受切換スイッチ（電子的）で、固定接点Ａ，ｂおよび
その切換接片ｃよりなる第１のスイッチＳＷｌと、固定
接点Ａ２，ｂ２およびその切換接片Ｃ２とよりなる第２
のスイッチＳＷ２とからなる。そして送受切換スイッチ
ＳＷは先づ主発振器ＭＯＳＣの送出パルスＰＧｌ（第４
図ｂ参照）により制御され、パルスＰＧＯ（第４図ａ参
照）と同期して時間３Ｔ０毎にＴ。だけ切換接片Ｃ，ｃ
２を固定接点Ａ，ａ２側に切換えられて、上記パルス発
振器ＰＯＳＣの出力パルスＰ。を第１の送受波器ＴＲｘ
に加え、第２の送受波器ＴＲ−、に向けて第４図ｇに示
す音波パルスＰＳｌを送波する。第２の送受波器ＴＲュ
は時間ｔ１経過後到達する音波パルスＰＲｌを第４図ｈ
のように受波し、これを電気信号に変換して受波整形回
路ＲＡに加え、ＲＡはこれを増幅整形して後記する鋸歯
状波発生器ＳＷＧに受波信号ＲＳＳｌ（第４図１参照）
として加える。次に以上の第１の送受波器の送信動作お
よび第２の送受波器の受波動作が終ると、送受切換スイ
ッチＳＷは主発振器ＭＯＳＣの送出パルスＰＧ２（第４
図Ｃ参照）により制御されて、上記パルスＰＧｌより時
間Ｔ。だけ遅れて３Ｔ０毎にＴ。だけ切換接片Ｃ，ｃ′
を固定接点Ｂ，ｂ２側に切換えられ、上記パルス発振器
ＰＯＳＣの出力パルスＰ。を第２の送受波器ＴＲ−、に
加えて、第１の送受波器ＴＲｘに向けて音波パルスＰＳ
２（第４図ｇ）を送信させる。第１の送受波器ＴＲｘは
時間Ｔ２経過後到達した音波パルスＰＲ２（第４図ｈ参
照）を電気信号に変換して受波整形回路ＲＡに加え、Ｒ
Ａはこれを増幅整形して受波信号ＲＳＳ２（第４図１参
照）として後記する鋸歯状波発生器ＳＷＧに加える。即
ち以上においては第４図の時間Ｔ。の最初の区間Ｍ１（
以下第１の送受波区間と称す。）において第１の送受波
器ＴＲｘから第２の送受波器ＴＲ−ｏ方向の送受波が行
われ、次の時間Ｔ。の区間Ｍ２（以下第２の送受波区間
と称す。）においては、第２の送受波器ＴＲ．．ＴＲ？
ｘから第１の送受波器ＴＲ．ｉの方向の送受波が行われ
たのち、区間Ｍ３において時間Ｔ。だけ全く送受波を停
止する動作を、以後循環的に以上の経渦動作が繰返され
るもので、送受波停止の区間Ｍ３は後記するように電源
電圧の変動などにもとづく時間Ｔ。間の時間経過に逆比
例して発振周波数を変化する可変周波数発振器の周波数
較正区間として使用される。次にＳＷＧは鋸歯状波発生
器で、これは例えば第５図に示す各部から形成される。

第５図において０Ｐ１は第１の演算増幅器、Ｒｌ，Ｒ２
，Ｒ３は抵抗、ＳＷ３はスイッチ（電子的）、０Ｒはオ
ア回路、ＦＦｌはフリップフロップ回路、Ｒ４は抵抗、
０Ｐ２は第２の演算増幅器、Ｃは積分用コンデンサ、Ｓ
Ｗ４はスイッチ（電子的）、Ｅｓは基準電圧、ΔＥｓは
前記したように較正区間Ｍ３において検出された時間Ｔ
。間の時間経過に逆比例して発振周波数を変化する可変
周波数発振器の周波数と、正しい発振周波数との偏差電
圧（これについては後に詳記する。）で、この鋸歯状波
発生器ＳＷＧは次の動作を行う。第１の演算増幅器０Ｐ
１は周波数偏差電圧ΔＥｓと上記基準電圧Ｅｓとの加算
値−（Ｆｓ＋ΔＥ８）をスイッチＳＷ３に加える。（Δ
Ｅｓは較正区間Ｍ３毎に修正される）。またフリップフ
ロップ回路ＦＦｌは第１、第２の送受波区間Ｍｌ，Ｍ２
においては主発振器ＭＯＳＣの送出パルスＰＧ３（第４
図ｄ参照）、即ちパルスＰＧＯ（第４図ａ参照）の送出
と同時に立上り、第４図中の測定時間ｔ１またはＴ２の
上限（ＴＯく？）を示す相手送ρ ±１Ｔ 受波器へのパルス到達時間Ｔ。

経過後立下るパルスＰＧ３と受波整形回路ＲＡの出力Ｒ
ＳＳｌまたはＲＳＳ２により制御される。そしてその出
力にパルスＰＧ３の立下り時においてＨレベルとなり、
ＲＳＳｌまたはＲＳＳ２の入力時ＨレベルからＬレベル
となる。第４図ＪのパルスＰＧ６即ち時間隔が（Ｔ，−
ＴＯ）または（Ｔ２−ＴＯ）の制御パルスＰＧ６を送出
してスイッチＳＷ３を制御する。また較正区間Ｍ３にお
いてはオア回路０Ｒを介して主発振器ＭＯＳＣからのパ
ルスＰＧ５（第４図ｆ参照）、即ち第４図中の測定時間
ｔ１またはＴ２Ｚの下限（Ｔ３〉７−ーーπ−ー）を示
す相手送受波器へのパルス到達時間より長い時間Ｔ３後
送出されるパルスＰＧ５と、パルスＰＧ３によつて制御
される。

そしてパルスＰＧ３の立下り時からＨレベルとなり、パ
ルスＰＧ５の立上り時ＨレベルからＬレベルとなる時間
幅が（Ｔ３−ＴＯ）のパルスＰＧ６（第４図ｊ参照）を
送出してスイッチＳＷ３を制御する。またスイッチＳＷ
４は主発振器ＭＯＳＣの送出パルスＰＧ３（第４図ｄ参
照）によりオンされて、パルスＰＧＯ（第４図ａ参照）
の送出から時間Ｔ。だけ第２の演算増幅器０Ｐ２の入出
力間を短絡する。（積分用コンデンサＣの電荷を放電す
る。）従つてパルスＰＧ６が送出されるまでの時間Ｔ。
の間は、第４図ｋのように第２の演算増幅器０Ｐ１の出
力ＥＳＷは零であり、スイッチＳＷ３がパルスＰＧ６に
よつて第４図Ｊの時間（ｔ１−ＴＯ）（Ｔ２−ＴＯ）ま
たは（Ｔ３ｔＯ）の間オンになると、この間第２の演算
増幅器０Ｐ２は基準電圧Ｅｓと偏差電圧ΔＥｓの和−（
Ｅｓ＋ΔＥｓ）を積分する。そしてパルスＰＧ６がなく
なりスイッチＳＷ３がオフになると、第４図ｋのように
そのときの積分電圧Ｅｌ，Ｅ２またはＥ３の保持を行つ
たのち零に戻される。次にＳＯＳＣからＶＣＯまでの回
路は周知のフェーズロックループ回路所謂ＰＬＬ回路を
形成すると共に、上記鋸歯状波発生器とによつて前記し
た時間Ｔ。間の時間経過に逆比例して周波数を変化する
可変周波数発振器を形成する回路で、このうちＳＯＳＣ
は基準周波数発振器（例えば水晶式）で、第４図ｅ中に
点線で図示するＴ。間の時間経過に逆比例する周波数変
化ｆにおいて、パルスＰＧＯ（第４図ａ参照）の立上り
の経過時間Ｔ。の逆数に比例する周波数Ｆ。の発振を行
う。ＰＤは位相検波器で、基準周波数発振器ＳＯＳＣの
出力と、後記する電圧制御発振器ＶＣＯの出力の位相検
波を行う。ＬＰＦは低周波フィルタで、位相検波出力中
の不要波数成分の除去と平均値電圧化を行う。ＳＨはサ
ンプルホールド回路で、上記主発振器ＭＯＳＣの送出パ
ルスＰＧ３（第４図ｄ参照）によりパルスＰＧＯの立上
りから時間Ｔ。だけ低周波フィルタＬＰＦの出力電圧Ｅ
ｆＯｌ即ち発振周波数Ｆ。に相当する電圧ＥｆＯをサン
プルし、ＰＧ３のない期間においては例えばコンデンサ
によりＥｆＯを保持する。ＡＤＤは加算回路で、第４図
ｍのようにサンプルホールド回路ＳＨの出力電圧ＥｆＯ
と、前記した鋸歯状波発生回路ＳＷＧの出力電圧Ｅｓｗ
の加算を行う。■ＣＯは電圧制御発振器で、この回路は
例えば第６図に示す各部から形成される。第６図におい
てＣＩは定電流源、Ｃ１はこれによつて充電されるコン
デンサ、ＥＣは電圧比較器で、上記加算回路ＡＤＤの出
力電圧ＥＩＮ＝ＥｆＯまたはＥＩＮ上ＳＷとコンデンサ
Ｃ１の端子電圧ＥＯｌとを比較する。

ＷＦは波形整形回路、ＳＷ５はスイッチ（電子的）で、
コンデンサＣ，と並列に接続されて上記波形整形回路Ｗ
Ｆの出力によりオンオフ制御される。ＦＦ２はフリップ
フロップ回路で、以上の各部からなる電圧制御発振器は
次の動作を行う。第４図ｍのように比較器ＥＣの入力電
圧ＥＩＮが一定な電圧ＥｆＯでは第７図ａのようにコン
デンサＣ１の端子電圧ＥＣｌの波高値はＥｆＯ一定であ
る。従つてスイッチＳＷ５はＰＧ７によソー定周期で短
時間オンとなつてコンデンサＣ１の電荷を放電し、フリ
ップフロップＦＦ２の出力パルスＰＧ８の周波数は一定
となる。そこで例えばコンデンサＣ１の値を調節してフ
リップフロップＦＦ２の出力周波数を前記した発振周波
数ＦＯ（第４図ｅ参照）に一致させれば、第４図２のよ
うに電圧制御発振器■ＣＯはパルスＰＧＯ（第４図ａ参
照）の立上りより時間Ｔ。経過するまで問波数Ｆ。で発
振を行い、またその発振周波数は前記したＰＬＬ回路構
成により正確に一定化される。そして時間Ｔ。経過後加
算回路ＡＤＤに第４図ｋの鋸歯状波発生器ＳＷＧの出力
Ｅｓｗが加わり、加算回路ＡＤＤの出力電圧ＥＩＮが次
第に上昇すると、コンデンサＣ１の端子電圧の波高値も
第７図ａ′のように次第に大となり、電圧比較点毎に送
出されるパルスＰＧ７の周期は第７図ｂ″のように長く
なる。このためこれによつて制御されるフリップフロッ
プＦＦ２の出力パルヌＰＧ８の聞波数も第７図Ｃ２のよ
うに低くなる。そこで鋸歯状波発生器ＳＷＧの積分時定
数などの回路定数を適当に選定すれば、電圧制御発振器
■ＣＯはパルスＰＧＯの立上りよりＴ。経過するまでは
、第４図ｉのように時間Ｔ。の逆数に比例する一定周波
数Ｆ。で発振し、それ以後は点線図示の周波数変化に従
つて発振周波数を変化するようにすることができる。ま
た鋸歯状波発生器ＳＷＧの出力電圧Ｅｓｗが受波信号Ｒ
ＳＳｌ，ＲＳＳ２またはパルスＰＧ３によつてＥｌ，Ｅ
２またはＥ３に一定化されると、一定となつたときの電
圧に相当する周波数、即ち受波到達時間の逆数に比例す
る一定周波数でそれぞれ発振を続け（第４図ｅ参照）、
次の区間になると時間Ｔ。だけ再びＦ。で発振する動作
を行う。即ち電圧制御発振器ＶＣＯは第１または第２の
送受波器による音波パルスを第２または第１の送受波器
が受波するまでの時間経過Ｔｌ，ｔ２およびパルスＰＧ
Ｏの送出より較正信号が加えられるまでの時間経過Ｔ３
の逆数に比例する周波数の発振を次の区間まで継続する
ことになる。次に第３図においてＡＧはアンドゲード、
ＵＤＣはプリセツトテーブルアツプダウンカウンタ（以
下カウンタと称す）、ＲＥＧｌは第１のレジスタ、ＤＡ
ｌは第１のデジタル・アナログ変換器、ＲＥＧ２は周波
数偏差電圧値の記憶用の第２のレジスタ、ＤＡ２はその
デジタル値をアナログ値に変換するための第２のデジタ
ル・アナログ変換器で、これらの回路は次の動作を行う
。

アンドゲードＡＧは主発振器ＭＯＳＣからの送出パルス
ＰＧ４（第４図ｅ参照）、即ち較正用の制御パルスＰＧ
５（第４図ｆ参照）の立上りまでの時間Ｔ３より長い時
間Ｔ４経過後立上り、次の区間になつてパルスＰＧＯが
送出されるまで継続する時間幅がＴＯ＝（ＴＯ−Ｔ４）
のパルスＰＧ４をゲート制御パルスとして、各区間Ｍｌ
，Ｍ２，Ｍ３毎に電圧制御発振器ＶＣＯの出力電圧をカ
ウンタＵＤＣに加える。ＵＤＣは主発振器ＭＯＳＣの送
出パルスＰＧｌ，ＰＧ２（第４図Ｂ，ｃ参照）により制
御されて、先づ第１の送受波区間Ｍ１においてパルスＰ
Ｇ４（第４図ｅ参照）によつて定まる時間ＴＯの間、第
４図２の発振周波数ｆ１を第４図ｎのように加算計数し
てカウント数Ｎ１を記憶し、パルスＰＧ２の送出区間即
ち第２の送受波区間Ｍ２では、パルスＰＧ４により定ま
る時間Ｔ。だけ第４図ｅの発振周波数Ｆ２を計数して、
第１の送受波区間Ｍ１におけるカウント数Ｎ，から減算
する。そこで今減算値をＮ２とするカウンタＵＤＣの残
量ΔＮ■はとなるが、ここで前記したようにｆ１・Ｆ２
は第１，第２の送受波区間Ｍｌ，Ｍ２における音波パル
スの送出より受波までの時間経過Ｔｌ，ｔ２の逆数に比
例することから、残量ΔＮｖはただしＫ，Ｋ２は比例係
数、■は風速 となり、カウンタＵＤＣの残量は風速■に比例すること
になる。

この風速に比例する残量値ΔＮｖは第２の送受波区間Ｍ
２の終り、即ち制御パルスＰＧ２の立上りにおいて読出
されて第１のレジスタＲＥＧｌに書込まれ、書込量はデ
ジタル・アナログ変換器ＤＡｌによりアナログ化されて
風速に比例する電圧として出力端子ＴＯｕｔに出力され
る。従つてこの値を測定することにより風速を知ること
ができる。次に第１、第２の送受波区間Ｍｌ，Ｍ２によ
る１回の測定が終ると較正区間Ｍ３に入つて、電源電圧
の変動、測定雰囲気温度などによる積分用コンデンサな
どの定数変化にもとづく可変周波数発振回路の発振周波
数の較正が行われる。

第２の送受波区間Ｍ２の終りを示す主発振器ＭＯＳＣか
らパルスＰＧ２が立下ると、カウンタＵＤＣには較正用
のデータＰｄ即ちＭＯＳＣからの制御パルスＰＧ５（第
４図ｆ参照）の送出時点における電圧制御発振器ＶＣＯ
の正しい発振周波数八ｓを主発振器ＭＯＳＣから制御パ
ルスＰＧ４（第４図ｅ参照）の時間幅Ｔ。だけ計数した
Ｔ。Ｘｆ３Ｓに等しいデータＮ３Ｓがマイナスにプリセ
ットされる。そして制御パルスＰＧ４がアンドゲートＡ
Ｇにゲートパルスとして加えられると、カウンタＵＤＣ
は電圧制御発振器ＶＣＯの出力周波数Ｆ３（第４図′参
照）を時間ＴＯだけ計数してプリセット値一Ｎ３Ｓに加
算する動作を行う。ここで時間Ｔ３経過後における電圧
制御発振器■ＣＯの発振周波数八に、雰囲気温度の変動
などにもとづく変化がないものとすれば、カウンタＵＤ
Ｃの残量ΔＮｓは零であり、変化があつた場合にはΔＮ
ｓは正しい周波数Ｆ３ＳとＦ３の差の正または負の値と
なり、これはＵＤＣに記憶される。そしてこの内容は再
び第１の送受波区間Ｍ１に入つて主発振器ＭＯＳＣから
パルスＰＧｌ（第４図ｂ参照）が送出されると読出され
て第２のレジスタＲＥＧ２に書込まれ、デジタル・アナ
ログ変換器ＤＡ２はアナログ化して周波数偏差電圧ΔＥ
ｓを第５図に示した鋸歯状波発生器ＳＷＧに加える。そ
してΔＥｓが負極性のときはＥｓ−ΔＥｓを第２の演算
増幅器０Ｐ２に加え、また正極性のときＥｓ＋ΔＥｓの
電圧を０Ｐ２に加えて電圧の立上り傾斜をΔＥｓに応じ
て調節して発振周波数を正しい周波数Ｆ３８となるよう
に自動的に補正する。従つて正しい逆数の演算が可能と
なる。従つて以下前記の一連の動作が繰返されることに
より風速の変化を連続的に正確に測定できる。以上本発
明を一実施例によつて説明したが、高い測定精度を要求
されない場合成いは電源電圧の変動雰囲気温度の影響が
無視出来る程度である場合には、第３図の加算回路ＡＤ
Ｄの入力電圧ＥｆＯを一定電圧電源により供給するよう
にすれば、フェーズロックループ回路構成をとる必要が
ないので、回路は大幅に簡単化される。

またこの場合には較正回路を省略することも可能である
ので、更に回路構成を簡単にできる。また以上の例では
風速を１回測定する毎に較正するようにしたが、回路定
数の変化は急激なものではないので、例えば１０回に１
回、１００回に１回程度較正を行うようにしてもよい。
以上の説明から明らかなように、本発明は一定間隔で対
向する送受波器間における正逆方向の音波の伝達時間の
逆数を取出し得るように時間対周波数変化特性が設定さ
れる可変周波数発振回路を作り、受信信号到達時におけ
る可変発振回路の出力周波数から音波の送信から受波ま
での時間の逆数を検出し、第１の送受波器から第２の送
受波器および第２の送受波器から第１の送受波器への音
波送信時における伝達時間の逆数の差から風速を求める
ようにしたものである。

従つて従来のように伝達時間に比例する電圧の差を求め
て風速を知る超音波風速計のように測定雰囲気温度によ
る誤差を伴うことがない。また逆数の演算回路などを用
いる正統的な演算方法により伝達時間の逆数を求めるも
のに比べて簡単かつ安価に構成できるもので、このよう
な本発明の利点は、伝達時間の逆数の演算を時間経過に
逆比例して変化する周波数出力を用いて行うようにした
こと、またその実現に当つて一つの送信波の発射時刻か
ら次の送信波の発射時刻までの時間経過に逆比例する周
波数変化特性を得る場合に最初の送信波の発射時刻にお
ける周波数が無限大となるのを回避するため、所要の測
定時間帯内においてのみ上記周波数変化特性と一致する
ように発振器を作ることにより実質的に送信波の発射よ
り受信波の到来までの時間の逆数値を求めうるようにし
た着想があつて始めて生ずるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図に超音波風速計の原理説明図、第２図は従来装置
の風速演算を説明するための波形図、第３図は本発明の
一実施例のブロック系統図、第４図はその回路各部の波
形図、第５図は本発明に使用される鋸歯状波発生器の回
路例図、第６図は本発明に使用される電圧制御発振器の
回路例図、第７図はその回路各部の波形図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一定間隔をもつて対向配置された、第１、第２の送
   受波器間における正逆方向の音波の伝達時間の差から、
   風速を知るようにした超音波風速計において、送信波の
   発射を示す入力と測定時間帯の上限を示す入力および受
   信波の到来を示す入力により制御されて、送信波の発射
   より測定時間帯の上限までは、一定周波数で発振を行い
   、それ以後時間経過に逆比例して発振周波数が変化し、
   次いで受信波到来時に発振周波数の変化を停止し、以後
   一定の発振周波数を次の送信波の発射時まで継続的に発
   振する可変周波数発振回路と、第１の送受波器の送信波
   を受信した第２の送受波器の出力による上記可変周波数
   発振回路の発振周波数を受信時から一定時間加算計数し
   、また上記加算計数値から第２の送受波器にもとづく第
   １の送受波器の受信時以後の可変周波数発振回路の発振
   周波数を減算計数し、上記両計数値の差から風速を求め
   る回路とから構成されたことを特徴とする超音波風速計
   。 ２ 可変周波数発振回路の較正信号到来時における発振
   周波数を一定時間加算計数し、これとプリセット値との
   差を求め、これによつて上記可変周波数発振回路を制御
   して、その発振周波数を較正する回路を付加したことを
   特徴とする特許請求範囲第１項記載の超音波風速計。